JPS585535B2 - キオクソウチオユウスル イソウロツク ル−プ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は，様々のデコーダ即ち復調装置において生じる
搬送波消失を防止するのに特に有用である記憶回路を有
する位相ロック・ループ（ｐｈａｓｅｌｏｃｋｅｄ ｌ
ｏｏｐ）に関する。

ディスク型レコードから４音声信号を解読するための４
音声デコーダという特別の場合において，レコードの溝
が摩耗した時に搬送波消失の問題がある。

詳細に述べれば米国特許第３，６８６，４７１号明細書
に記載されているように，レコード溝の両側壁にそれぞ
れ記録された各チャンネルには，例えば３０ＫＨ２の搬
送波周波数を有するＦＭ変調されたＦ（Ａ−Ｂ）信号が
ある。

このような信号を解読するには，位相ロック・ループを
普通使用する。

米国のジョン・ウイリー・エンド・サンズ社から１９６
６年に発行された書籍フロイド・エム・ガードナー著「
位相ロック技術」の第５１頁には、搬送波消失を避ける
ために、位相ロック・ループの記憶装置を調節すべきで
ある，と記載されている。

勿論、このような予防措置は、搬送波の変調を追跡する
回路の能力を損なうものであってはならない。

更に，位相ロック・ループが集積回路型のものである場
合には、普通の回路形状は特定数の大きい効果的な記憶
回路を提供することを困難ならしめるだろう。

従って，搬送波の消失防止性が改善された、集積回路型
の位相ロック・ループを提供することが、本発明の目的
である。

この目的に従い，電圧制御発振器（ＶＣＯ）が、入力制
御信号の大きさに関係した周波数を有する出力信号を生
ぜしめるために，入力制御信号の大きさに応答する，集
積回路型位相ロック・ループが提供される。

位相検出器が，入力信号の位相と電圧制御発振器の出力
信号の位相とを比較して，両信号の位相差に応じて誤差
信号を発生させる。

電圧制御発振器の入力制御信号として働くこの誤差信号
を電圧制御発振器に結合させる装置は，高インピーダン
ス装置に結合されている電荷集積装置を有する記憶装置
を含んでいる。

この高インピーダンス装置は，位相検出器からの互に反
対位相の誤差信号電流を反射させる、すなわち送電線の
開放端における電圧波の反射と同様にその伝送方向を反
転させるための電流ミラー装置を含んでいる。

これらの各誤差電流の伝送路は、前記の記憶装置に緩慢
な電荷減少を与えるために、互に直列に接続された１対
の高インピーダンス抵抗によってそれぞれ終端される。

第１図は，前記の米国特許第３，６８６，４７１号明細
書に記載されているような４音声デコーダの半分を図示
している。

図面には、単にデコーダの１つのチャンネル、例えばレ
コード溝の１つの側壁から再生された複合信号を解読す
る１つのチャンネルだけが図示されている。

図示のように，この複合信号は、和信号（八十Ｂ）と周
波数変調されている差信号Ｆ（Ａ−Ｂ）とから成ってい
る。

この和信号と差信号とから成る複合信号は，前置増幅器
１０で増幅されてから低域フィルタ１１と帯域フィルタ
１２とによって２個の構成要素に分けられる。

低域フィルタ１１の出力（Ａ＋Ｂ）はマトリックス増幅
器１８および２２に供給される。

帯域フイ少夕１２の出力Ｆ（Ａ−Ｂ）は振幅制限器１４
に供給され、次で位相ロック・ループの形態をした復調
器１６に供給される。

この位相ロック・ループは、位相検出器即ち位相比較器
１７と低域フィルタ１８と電圧制御発振器（■ＣＯ）１
９とを含んでいる。

位相ロック・ルーブ１６の出力（Ａ−Ｂ）は、線２１上
に現われ、マトリックス増幅器１３および２２に供給さ
れる。

マトリックス増幅器１３および２２において（Ａ＋Ｂ）
信号および（Ａ−Ｂ）信号をマトリックスすることによ
り、４音声ステレオ音響装置の前部スピーカおよび後部
スピーカにそれぞれ供給されるべきＡ信号およびＢ信号
が作られる。

本発明の要旨は、第７図に図示されており第２図にも更
に詳細に図解されている改良された位相ロック・ループ
にある。

位相検出器１７は、個々の線２３ａおよび２３ｂから成
る線対２３により互に反対の位相で供給される周波数変
調された入力信号を有している。

この位相検出器１７は，互に反対位相を有する電流■１
および■２を供給される電流ミラー回路２４によってフ
ィルタ装置１８に結合されている。

位相ロック・ループの直流ロック範囲を設定するために
電圧制御発振器１９に供給される電流■３および■４は
、電流発生器２６および２７によって与えられる。

一般に、電流■４に対する電流■３の比が直流ロック範
囲を決定する。

フィルタ装置１８は、互に反対位相の１対の線２８によ
り電圧制御発振器１９に結合されている、１対の線２８
の一方に線に結合された線２１は音声出力Ａ−Ｂを供給
する。

電圧制御発振器１９は，１９７１年６月１日に特許され
た米国特許第３，５８２，８０９号明細書に記載されて
いる電圧制御発振器の形式に従って形成させることも出
来る。

第３図を参照すると、点線ボックスで囲まれた位相検出
器１７は，上記の米国特許第 ３，５８２，８０９号の発明において使用されている位
相検出器に大変よく似ている。

各入力信号は、それぞれ線２３ａおよび２３ｂを通して
，１対のトランジスタＱ１およびＱ２のベースにそれぞ
れ反対の位相で供給される。

これら２つのトランジスタＱ１およびＱ２エミツタは、
互に接続されてバイアストランジスタＱ３に結合されて
いる。

位相検出器１７は，平衡二極アナログ乗算回路を形成し
ているトランジスタＱ４，Ｑ５およびＱ６，Ｑ７によっ
て、線対３１を通して供給される電圧制御発振器１９か
らの高周波入力を、線２３ａおよび２３ｂから供給され
る互に反対位相の各入力信号と比較する。

トランジスタＱ４，Ｑ６およびＱ５，Ｑ７の２対の互に
結合されたコレクタは，電流ミラー３２および３３にそ
れぞれ供給されるべき互に反対位相の誤差電流信号■１
および■２を発生させる。

これら電流ミラー３２および３３は第２図に図示されて
いる電流ミラー回路２４の一部分をなすものである。

実際において，電流ミラー３２および３３は，誤差電流
■１および■２の流れを＋ＶＣＣ電圧源に向う方向から
反射させて、普通それぞれ１８キロオームの値を有し互
に直列接続された１対の高インピーダンス抵抗器３６お
よび３７によって終端された１対の線３４および３５に
向けてそれぞれ方向転換させる。

この２個の抵抗器３６および３７の接続点は、ダイオー
ド接続されているトランジスタＱ８および抵抗器３８を
通して接地されている。

電流ミラー３２はトランジスタＱ９，Ｑ１０およびＱ１
１を含んでいて、２つのトランジスタＱ９およびＱ１０
の各エミツタは＋ＶＣＣ電圧源に結合されており，トラ
ンジスタＱ１０のコレクタは誤差電流■２を受け取り、
トランジスタＱ９のコレクタは電流■２を加算抵抗器３
６に供給する。

トランジスタＱ１１は電流増倍器として働くものであっ
て、そのベースはトランジスタＱ４およびＱ６のコレク
タに結合されており，そのエミツタはトランジスタＱ９
およびＱ１０の互に接続されたベースに結合されている
。

電流ミラー３３は誤差電流■１に対して設けられたもの
でトラジジスタＱ１２，Ｑ１３およびＱ１４を含んでお
り，これらのトランジスタ群は誤差電流■２に対する電
流ミラー３２におけるトランジスタ群Ｑ９，Ｑ１０およ
びＱ１１の配置と同様な配置で接続されている。

線３４上の誤差電流■２および線３５上の誤差電流■１
は，線２８ａおよび２８ｂを含む線対２８を通して電圧
制御発振器１９に供給される。

ダーリントン接続された２対のトランジスタＱ１６，Ｑ
１７およびＱ１８，Ｑ１９が線２８ａおよび２８ｂをま
たいで接続されている。

これらのトランジスタ対Ｑ１６，Ｑ１７およびＱ１８，
Ｑ１９は各は補完的誤差電流■１および■２に対してそ
れぞれ高いインピーダンスを与える。

トランジスタＱ１６はそのベースを線２８ｂに結合され
ており，線２１に音声出力を供給する。

トランジスタＱ１８は電圧制御発振器１９の直流ロック
範囲を設定する電流■３を供給する第２図に示した電流
発生器２６の一部分であって，そのベースは線２３ａに
結合されている。

電流■４は第２図に示された電流発生器２７の一部分で
あるトランジスタＱ２１により発生させられこの電流■
４は接続点３９で電流■３と加え合わされる。

トランジスタＱ１７およびＱ１９の互に接続されたエミ
ツタは，トランジスタＱ２２のコレクタに結合されてお
り、このトランジスタＱ２２はトランジスタＱ８に結合
されているベース入力を有している。

本発明に従えば．線２８ａおよび２８ｂにはまたフィル
タ装置１８（第２図）が結合されており．このフィルタ
装置１８は本質的に２個の別個のフィルタから成ってい
る。

第１のフィルタは第３図に記載された値に近似した適当
な抵抗値および容量値を有する抵抗器Ｒ１およびコンデ
ンサＣ１を含んでおり．例えば前に説明したようにレコ
ードの溝が摩耗した場合に生じる搬送波消失を防止する
ための記憶装置として作用する。

コンデンサＣ１は比較的大きい容量を有するコンデンサ
であるから．所望の最低変調周波数よりも低い周波数に
おいては．それまでコンデンサＣ１に著積されている電
荷レベルを保持する傾向がある。

更に重要なことには，この電荷レベルの保持は．コンデ
ンサＣ１と組合わされた回路のインピーダンスが高いた
めにコンデンサＣ１の放電が比較的大きい時定数を有し
ていて電荷の減少が緩慢に行なわれるために達成される
ということである。

この放電用の回路は．トランジスタＱ１６およびＱ１８
の高インピーダンスペース入力回路ならびに１８キロオ
ームの抵抗器３６および３７を含んでいる。

前記米国特許第３，５８２，８０９号明細書に記載して
あるように．誤差電流を電圧制御発振器１９に供給する
線対２８もまたトランジスタＱ１６およびＱ１８の高イ
ンピーダンス ペース入力回路に結合されている。

最後に，線３４および３５は、トランジスタＱ９および
Ｑ１３のコレクタにそれぞれ接続されているので，それ
ら両トランジスタの接合はそれぞれ逆バイアスされてト
ランジスタＱ９およびＱ１３は高インピーダンス絶縁体
として働く。

フィルタ装置１８の．更に典型的な第２の部分は，図面
に示すような典型的な抵抗値および容量値を有する抵抗
器Ｒ２およびコンデンサＣ２を含んでいる。

この部分は，復調されるべき所望の最高音声周波数より
少し高いカットオフ周波数を有する低域フィルタとして
作用する。

更に，コンデンサＣ１とそれに結合された回路の高い内
部インピーダンスとは，当然に所望の最低変調周波数よ
り低いカットオフ周波数を有する低域フィルタとして作
用する。

抵抗器Ｒ１は又、フィルタ回路１８の交流ロック範囲を
設定する為に使用される。

このようにして．本発明は．搬送波変調の追跡を防害す
ることなく周波数の変化と断続的な搬送波損失との両方
を追跡することの出来る位相ロック・ループ型の復調回
路を提供する。

更に，本発明の位相ロック・ループは、４音声デコーダ
とし使用する用途ばかりでなく、ＦＭ受信器において，
およびディスク又はテープ用のクロック回復装置におい
ても又，その用途を見出し得るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明を実施する対象となる４音声デコーダ
の半分のブロツク図である。 第２図は、第１図に図示した４音声デコーダに本発明の
実施した場合の位相ロック・ループのブロック図である
。 第３図は、第２図に図示した位相ロック・ループを更に
詳細に示した回路図である。 図において，１０は前置増幅器，１１は低域フィルタ、
１２は帯域フィルタ、１３，２２はマトリックス増幅器
、１４は振幅制限器、１６は復調器即ち位相ロック・ル
ープ、１７は位相検出器、１８はフィルタ装置、１９は
電圧制御発振器、２４は電流ミラー回路，２６，２７は
電流発生器、をそれぞれ示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力制御信号に応答してこの制御信号の大きさに関
   連した周波数を有する出力信号を発生させる電圧制御発
   振器と；入力信号の位相を前記電圧制御発振器の前記出
   力信号の位相と比較し，両信号の位相差に応答して互に
   反対位相の２つの電流の形態の誤差信号を発生させる位
   相検出器と；高インピーダンス装置に結合されている電
   荷蓄積装置を有する記憶装置を含んでいて，前記の入力
   制御信号として使用させるために前記誤差信号を前記電
   圧制御発振器に供給するための装置と；を具備しており
   ，前記高インピーダンス装置は，前記の位相検出器から
   の前記反対位相の２つの誤差信号電流を反射させるため
   にこの位相検出器に結合されており，かつ前記の記憶装
   置に対し緩慢な電荷減少を与えるために，前記のように
   反射された各誤差信号電流をそれぞれ伝送する１対の電
   線を終端するための１対の高インピーダンス抵抗器を含
   んでいる電流ミラー装置を含んでおり，又前記の電荷蓄
   積装置は，前記の１対の抵抗器をまたいで結合されてお
   り，前記誤差信号は前記記憶装置から前記電圧制御発振
   器に供給される，集積回路型位相ロック・ループ。