JPH10290574A - インバータの並列運転方法及びこれに用いるインバータ電源ユニット、放電灯点灯用インバータ電源ユニット - Google Patents
インバータの並列運転方法及びこれに用いるインバータ電源ユニット、放電灯点灯用インバータ電源ユニットInfo
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- JPH10290574A JPH10290574A JP9179869A JP17986997A JPH10290574A JP H10290574 A JPH10290574 A JP H10290574A JP 9179869 A JP9179869 A JP 9179869A JP 17986997 A JP17986997 A JP 17986997A JP H10290574 A JPH10290574 A JP H10290574A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータにより商用周波数より高い周波数
の交流電力を発生させて負荷を動作させるインバータ電
源ユニットにおいて、インバータに電力を供給する電力
源側にインバータで発生する高い周波数の電流が流れる
ことを阻止する。 【解決手段】 Ｍ・Ｎ基（Ｍは２以上の正の整数、Ｎは
１以上の正の整数）のインバータを並列運転させる場合
は、インバータ群をＭ群に分け、各群のインバータを３
６０°／Ｍ又は１８０°／Ｍの位相差を持たせて動作さ
せ、電力源側に流れる電流の瞬時値を平均化する。
の交流電力を発生させて負荷を動作させるインバータ電
源ユニットにおいて、インバータに電力を供給する電力
源側にインバータで発生する高い周波数の電流が流れる
ことを阻止する。 【解決手段】 Ｍ・Ｎ基（Ｍは２以上の正の整数、Ｎは
１以上の正の整数）のインバータを並列運転させる場合
は、インバータ群をＭ群に分け、各群のインバータを３
６０°／Ｍ又は１８０°／Ｍの位相差を持たせて動作さ
せ、電力源側に流れる電流の瞬時値を平均化する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は例えば集魚灯のよ
うに多数の放電灯を点灯させる場合等に用いて好適なイ
ンバータの並列運転方法及びこれに用いるインバータ電
源ユニット及び放電灯点灯用インバータ電源ユニットに
関する。
うに多数の放電灯を点灯させる場合等に用いて好適なイ
ンバータの並列運転方法及びこれに用いるインバータ電
源ユニット及び放電灯点灯用インバータ電源ユニットに
関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、漁場では白熱ランプ式の集魚灯に
対して、高輝度で発光効率が高いメタルハライドランプ
（放電灯）が多く用いられている。この放電灯を点灯さ
せる電源ユニットＵＮは図１５に示すように交流電力受
電端子ＴINACと、昇圧トランスＴと、フィルタＦと、起
動回路ＳＴと、負荷となる放電灯Ｌを接続する送電端子
ＴOUT とによって構成され、昇圧トランスＴに交流電力
受電端子ＴINACを通じて例えば発電機Ｇから商用周波数
の一つである６０Hzの交流電力を供給し、昇圧された交
流電力を、送電端子ＴOUT に接続したメタルハライドラ
ンプから成る放電灯Ｌに印加して点灯させている。
対して、高輝度で発光効率が高いメタルハライドランプ
（放電灯）が多く用いられている。この放電灯を点灯さ
せる電源ユニットＵＮは図１５に示すように交流電力受
電端子ＴINACと、昇圧トランスＴと、フィルタＦと、起
動回路ＳＴと、負荷となる放電灯Ｌを接続する送電端子
ＴOUT とによって構成され、昇圧トランスＴに交流電力
受電端子ＴINACを通じて例えば発電機Ｇから商用周波数
の一つである６０Hzの交流電力を供給し、昇圧された交
流電力を、送電端子ＴOUT に接続したメタルハライドラ
ンプから成る放電灯Ｌに印加して点灯させている。
【０００３】この電源ユニットＵＮは昇圧トランスＴ及
びフィルタＦが６０Hz用として作られるため、磁気コア
が大形で重量が非常に重くなる欠点がある。例えばイカ
釣り船では１００灯近いランプを設置しており、このよ
うな小型漁船では集魚灯に使用する電源ユニットＵＮの
小型化と軽量化が強く望まれている。この問題を解決す
るための一つの方法として図１６に示すようにインバー
タＩＮＶを用いた電源ユニットＵＮＶが考えられてい
る。この電源ユニットＵＮＶは交流電力受電端子ＴINAC
と、この交流電力受電端子ＴINACから受電した商用周波
数を持つ交流電力を整流する整流回路ＲＥＣと、この整
流回路ＲＥＣで整流した整流電力を平滑する平滑回路Ｗ
と、この平滑回路Ｗの平滑出力電力を商用周波数より高
い周波数の交流電力に変換するインバータＩＮＶと、こ
のインバータＩＮＶが出力する交流電力の電圧を昇圧す
る昇圧トランスＴと、この昇圧された電力の波形を正弦
波形に近づけるフィルタＦと、負荷となる放電灯Ｌを起
動させるための起動回路ＳＴと、負荷となる放電灯Ｌに
インバータＩＮＶで発生した交流電力を供給するための
送電端子ＴOUT と、インバータＩＮＶに駆動信号を与え
る駆動信号発生手段ＯＳとによって構成される。
びフィルタＦが６０Hz用として作られるため、磁気コア
が大形で重量が非常に重くなる欠点がある。例えばイカ
釣り船では１００灯近いランプを設置しており、このよ
うな小型漁船では集魚灯に使用する電源ユニットＵＮの
小型化と軽量化が強く望まれている。この問題を解決す
るための一つの方法として図１６に示すようにインバー
タＩＮＶを用いた電源ユニットＵＮＶが考えられてい
る。この電源ユニットＵＮＶは交流電力受電端子ＴINAC
と、この交流電力受電端子ＴINACから受電した商用周波
数を持つ交流電力を整流する整流回路ＲＥＣと、この整
流回路ＲＥＣで整流した整流電力を平滑する平滑回路Ｗ
と、この平滑回路Ｗの平滑出力電力を商用周波数より高
い周波数の交流電力に変換するインバータＩＮＶと、こ
のインバータＩＮＶが出力する交流電力の電圧を昇圧す
る昇圧トランスＴと、この昇圧された電力の波形を正弦
波形に近づけるフィルタＦと、負荷となる放電灯Ｌを起
動させるための起動回路ＳＴと、負荷となる放電灯Ｌに
インバータＩＮＶで発生した交流電力を供給するための
送電端子ＴOUT と、インバータＩＮＶに駆動信号を与え
る駆動信号発生手段ＯＳとによって構成される。
【０００４】インバータＩＮＶは周知のように、例えば
絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下ＩＧＢＴと
称す）Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を２本ずつ直列接続した
直列回路を並列接続し、その直列接続したＩＧＢＴ Ｑ
１とＱ２及びＱ３とＱ４の各接続点間に昇圧トランスＴ
の一次コイルを接続し、ＩＧＢＴ Ｑ１とＱ４を導通さ
せる状態と、Ｑ２とＱ３を導通させる状態を交互に繰り
返して昇圧トランスＴに交流電力を印加するように動作
する。
絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下ＩＧＢＴと
称す）Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を２本ずつ直列接続した
直列回路を並列接続し、その直列接続したＩＧＢＴ Ｑ
１とＱ２及びＱ３とＱ４の各接続点間に昇圧トランスＴ
の一次コイルを接続し、ＩＧＢＴ Ｑ１とＱ４を導通さ
せる状態と、Ｑ２とＱ３を導通させる状態を交互に繰り
返して昇圧トランスＴに交流電力を印加するように動作
する。
【０００５】ＩＧＢＴは、例えば正極性のパルスをゲー
ト電極に印加している間だけオンの状態となる。従っ
て、インバータＩＮＶを構成する各ＩＧＢＴ Ｑ１〜Ｑ
４の各ゲート電極Ｇ１〜Ｇ４に図１７に示す駆動信号Ｓ
G1〜ＳG4を供給する。つまり、駆動信号ＳG1とＳG4を同
位相でＩＧＢＴ Ｑ１とＱ４のゲート電極Ｇ１とＧ４に
与え、駆動信号ＳG2とＳG3をＩＧＢＴ Ｑ２とＱ３のゲ
ート電極Ｇ２とＧ３に与える。駆動信号ＳG1，ＳG4とＳ
G2，ＳG3の発生時間Ｔ１とＴ２によって負荷となる放電
灯Ｌに印加される交流電力の周波数ｆ0 が決定される。
この例では交流電力源（この例では発電機Ｇ）が発生す
る交流電力の周波数を６０Hzとし、その６倍の周波数３
６０Hzを負荷に供給される交流電力の周波数ｆ0 とした
場合を説明する。各駆動信号ＳG1〜ＳG4は時間Ｔ１とＴ
２の間にパルス幅変調された複数のパルスを発生して構
成される。パルス幅変調は出力電流が正弦波に近づくよ
うに時間Ｔ１とＴ２の各中央部分で最大パルス幅となる
ように正弦波形に従ってパルス幅変調する。
ト電極に印加している間だけオンの状態となる。従っ
て、インバータＩＮＶを構成する各ＩＧＢＴ Ｑ１〜Ｑ
４の各ゲート電極Ｇ１〜Ｇ４に図１７に示す駆動信号Ｓ
G1〜ＳG4を供給する。つまり、駆動信号ＳG1とＳG4を同
位相でＩＧＢＴ Ｑ１とＱ４のゲート電極Ｇ１とＧ４に
与え、駆動信号ＳG2とＳG3をＩＧＢＴ Ｑ２とＱ３のゲ
ート電極Ｇ２とＧ３に与える。駆動信号ＳG1，ＳG4とＳ
G2，ＳG3の発生時間Ｔ１とＴ２によって負荷となる放電
灯Ｌに印加される交流電力の周波数ｆ0 が決定される。
この例では交流電力源（この例では発電機Ｇ）が発生す
る交流電力の周波数を６０Hzとし、その６倍の周波数３
６０Hzを負荷に供給される交流電力の周波数ｆ0 とした
場合を説明する。各駆動信号ＳG1〜ＳG4は時間Ｔ１とＴ
２の間にパルス幅変調された複数のパルスを発生して構
成される。パルス幅変調は出力電流が正弦波に近づくよ
うに時間Ｔ１とＴ２の各中央部分で最大パルス幅となる
ように正弦波形に従ってパルス幅変調する。
【０００６】図１９に駆動信号発生手段ＯＳの一例を示
す。駆動信号発生手段ＯＳは交流電力源となる発電機Ｇ
が発生する交流電力の周波数のＮ倍の周波数（この例で
は６０×６＝３６０Hz）を持つクロックパルスを発生さ
せるために設けた例えば発振器ＯＳＣと、この発振器Ｏ
ＳＣが発生するクロックパルスの数を計数して波形記憶
器ＷＦＭをアクセスするアドレスカウンタＡＤＲＣとに
よって構成される。
す。駆動信号発生手段ＯＳは交流電力源となる発電機Ｇ
が発生する交流電力の周波数のＮ倍の周波数（この例で
は６０×６＝３６０Hz）を持つクロックパルスを発生さ
せるために設けた例えば発振器ＯＳＣと、この発振器Ｏ
ＳＣが発生するクロックパルスの数を計数して波形記憶
器ＷＦＭをアクセスするアドレスカウンタＡＤＲＣとに
よって構成される。
【０００７】波形記憶器ＷＦＭは、例えばリードオンリ
ーメモリ（ＲＯＭ）によって構成することができ、この
波形記憶器ＷＦＭに図１７Ａに示した駆動信号ＳG1〜Ｓ
G4が１周期分（Ｔ１＋Ｔ２）だけアドレス順に記憶され
る。アドレスカウンタＡＤＲＣは、例えばリングカウン
タによって構成することができ、発振器ＯＳＣから供給
されるパルスの数に対応して波形記憶器ＷＦＭの先頭ア
ドレスから最終アドレスまでのアドレスを繰り返し発生
する。
ーメモリ（ＲＯＭ）によって構成することができ、この
波形記憶器ＷＦＭに図１７Ａに示した駆動信号ＳG1〜Ｓ
G4が１周期分（Ｔ１＋Ｔ２）だけアドレス順に記憶され
る。アドレスカウンタＡＤＲＣは、例えばリングカウン
タによって構成することができ、発振器ＯＳＣから供給
されるパルスの数に対応して波形記憶器ＷＦＭの先頭ア
ドレスから最終アドレスまでのアドレスを繰り返し発生
する。
【０００８】ここで、波形記憶器ＷＦＭから読み出す駆
動信号ＳG1〜ＳG4の読出分解能をＴ１＋Ｔ２の時間内
を、例えば１０等分の分解能で読み出すものとすると、
電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は３６０×１０＝3.
６ＫHz，分周器ＤＶの分周数１／Ｊは3.６ＫHz／Ｊ＝６
０HzによりＪ＝６０となる。インバータＩＮＶに図１７
Ａに示した駆動信号ＳG1〜ＳG4が供給され、ＩＧＢＴＱ
１，Ｑ４とＱ２，Ｑ３が交互にオン、オフ動作すること
により、昇圧トランスＴの一次コイルに図１７Ｂに示す
パルス電圧ＶＰが印加される。このパルス電圧ＶＰがフ
ィルタＦと放電灯Ｌから成る直列回路に印加されること
により、放電灯Ｌには図１７Ｃに示す正弦波状の出力電
流ＩO が流れる。この電流ＩO の周波数ｆ0 は駆動信号
ＳG1〜ＳG4の同期Ｔ１＋Ｔ２で決まるｆ0 ＝３６０Hzと
なる。
動信号ＳG1〜ＳG4の読出分解能をＴ１＋Ｔ２の時間内
を、例えば１０等分の分解能で読み出すものとすると、
電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は３６０×１０＝3.
６ＫHz，分周器ＤＶの分周数１／Ｊは3.６ＫHz／Ｊ＝６
０HzによりＪ＝６０となる。インバータＩＮＶに図１７
Ａに示した駆動信号ＳG1〜ＳG4が供給され、ＩＧＢＴＱ
１，Ｑ４とＱ２，Ｑ３が交互にオン、オフ動作すること
により、昇圧トランスＴの一次コイルに図１７Ｂに示す
パルス電圧ＶＰが印加される。このパルス電圧ＶＰがフ
ィルタＦと放電灯Ｌから成る直列回路に印加されること
により、放電灯Ｌには図１７Ｃに示す正弦波状の出力電
流ＩO が流れる。この電流ＩO の周波数ｆ0 は駆動信号
ＳG1〜ＳG4の同期Ｔ１＋Ｔ２で決まるｆ0 ＝３６０Hzと
なる。
【０００９】インバータＩＮＶの出力電流としてＩO が
流れることにより、インバータＩＮＶの入力側には図１
７Ｄに示すように出力電流ＩO を両波整流した脈流電流
ＩDCが流れ、整流回路ＲＥＣの入力側、つまり発電機Ｇ
には発電機Ｇが発電する交流電力ＡＣ（図１８Ａ）の正
の半サイクルと負の半サイクルの双方で２ｆ0 の周波数
を持つ電流ＩAC（図１８Ｂ）が流れる。
流れることにより、インバータＩＮＶの入力側には図１
７Ｄに示すように出力電流ＩO を両波整流した脈流電流
ＩDCが流れ、整流回路ＲＥＣの入力側、つまり発電機Ｇ
には発電機Ｇが発電する交流電力ＡＣ（図１８Ａ）の正
の半サイクルと負の半サイクルの双方で２ｆ0 の周波数
を持つ電流ＩAC（図１８Ｂ）が流れる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】発電機Ｇに図１８Ｂに
示すような高い周波数の電流ＩACが流れることにより、
発電機Ｇでは力率が低下し、実効出力容量が下がる不都
合が生じる。更にロータコイル等に局部的な発熱を招く
ため大幅に負荷率を低減させる必要がある。つまり、み
かけの負荷容量より電力容量の大きい発電機を用いなく
てはならなくなる欠点がある。
示すような高い周波数の電流ＩACが流れることにより、
発電機Ｇでは力率が低下し、実効出力容量が下がる不都
合が生じる。更にロータコイル等に局部的な発熱を招く
ため大幅に負荷率を低減させる必要がある。つまり、み
かけの負荷容量より電力容量の大きい発電機を用いなく
てはならなくなる欠点がある。
【００１１】また、電力源として電池を用いる場合で
も、電池から高い周波数の電流を取り出すと発熱を伴
い、電池の寿命を短くしてしまう不都合が生じる。この
欠点を解消するには、図２０に示すように能動素子を備
えたアクティブフィルタＡＦを用いることも考えられ
る。このアクティブフィルタＡＦによれば、入力電流を
正弦波とするような帰還回路を備え、高調波を抑制する
機能を発揮する。
も、電池から高い周波数の電流を取り出すと発熱を伴
い、電池の寿命を短くしてしまう不都合が生じる。この
欠点を解消するには、図２０に示すように能動素子を備
えたアクティブフィルタＡＦを用いることも考えられ
る。このアクティブフィルタＡＦによれば、入力電流を
正弦波とするような帰還回路を備え、高調波を抑制する
機能を発揮する。
【００１２】しかしながら、このアクティブフィルタＡ
Ｆを装備するにはコストが掛り、また装置の大型化、重
量の増大が避けられない。この発明の目的はコストを掛
けることなく、簡単な方法により電力源側に流れる高い
周波数の電流を抑制することができるインバータの並列
運転方法と、これに用いるインバータ電源ユニット及び
放電灯点灯用インバータ電源ユニットを提供しようとす
るものである。
Ｆを装備するにはコストが掛り、また装置の大型化、重
量の増大が避けられない。この発明の目的はコストを掛
けることなく、簡単な方法により電力源側に流れる高い
周波数の電流を抑制することができるインバータの並列
運転方法と、これに用いるインバータ電源ユニット及び
放電灯点灯用インバータ電源ユニットを提供しようとす
るものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明によるインバー
タの並列運転方法によれば、インバータ電源ユニットを
複数用意し、この複数のインバータ電源ユニットを位相
を異ならせて駆動させ、位相の違いによって電力源側に
流れる電流の瞬時値を平均化するように複数のインバー
タを運転させようとするものである。
タの並列運転方法によれば、インバータ電源ユニットを
複数用意し、この複数のインバータ電源ユニットを位相
を異ならせて駆動させ、位相の違いによって電力源側に
流れる電流の瞬時値を平均化するように複数のインバー
タを運転させようとするものである。
【００１４】電力源側に流れる電流の瞬時値を平均化す
ることにより、高調波成分を大幅に低減することができ
る。この結果、例えば発電機を用いる場合には、力率を
大きく改善することができることから、発電機の電力容
量を小さくできる利点が得られる。また電池を用いる場
合でも、電池に流れる電流に含まれる高調波成分を大幅
に低減できるから、電池の発熱を抑えることができ、寿
命の短縮を抑制できる利点が得られる。
ることにより、高調波成分を大幅に低減することができ
る。この結果、例えば発電機を用いる場合には、力率を
大きく改善することができることから、発電機の電力容
量を小さくできる利点が得られる。また電池を用いる場
合でも、電池に流れる電流に含まれる高調波成分を大幅
に低減できるから、電池の発熱を抑えることができ、寿
命の短縮を抑制できる利点が得られる。
【００１５】偶数基のインバータを並列運転する場合
は、この偶数基のインバータを２分割して一方の群のイ
ンバータと、他方の群のインバータとを約９０°の位相
差を持たせて並列運転させる。この並列運転の状況では
発電機に流れる２ｆo の周波数の電流は、一方の群が最
大値を採るとき、他方の群は最小値となる逆相関係とな
るため、電流の瞬時値は平均化される。つまり、脈動
（リップル）が少ない電流波形となり、高調波成分の含
有率を低減することができる。
は、この偶数基のインバータを２分割して一方の群のイ
ンバータと、他方の群のインバータとを約９０°の位相
差を持たせて並列運転させる。この並列運転の状況では
発電機に流れる２ｆo の周波数の電流は、一方の群が最
大値を採るとき、他方の群は最小値となる逆相関係とな
るため、電流の瞬時値は平均化される。つまり、脈動
（リップル）が少ない電流波形となり、高調波成分の含
有率を低減することができる。
【００１６】３の整数倍基のインバータを並列運転する
場合は、その基数のインバータを３群に分割し、各群の
インバータを約１２０°ずつ位相をずらして並列運転さ
せる。この並列運転の状況では、発電機に流れる２ｆo
の周波数の電流は互いに１２０°ずつ位相差を持つた
め、発電機を流れる電流のリップルは更に低減し、高調
波成分の含有率を更に低減できる利点が得られる。
場合は、その基数のインバータを３群に分割し、各群の
インバータを約１２０°ずつ位相をずらして並列運転さ
せる。この並列運転の状況では、発電機に流れる２ｆo
の周波数の電流は互いに１２０°ずつ位相差を持つた
め、発電機を流れる電流のリップルは更に低減し、高調
波成分の含有率を更に低減できる利点が得られる。
【００１７】インバータの基数を一般化するならばＭ・
Ｎ基とすることができる。Ｍはインバータの並列運転数
と定義することができ、２以上の正の整数、Ｎは並列運
転されるインバータの各群に割当られるインバータの数
と定義することができ、１以上の正の整数とすることが
できる。Ｍ・Ｎ基のインバータをＭ群に分離し、Ｍ群の
インバータは３６０°／Ｍ又は１８０°／Ｍの位相差を
持たせて動作させればよいことになる。
Ｎ基とすることができる。Ｍはインバータの並列運転数
と定義することができ、２以上の正の整数、Ｎは並列運
転されるインバータの各群に割当られるインバータの数
と定義することができ、１以上の正の整数とすることが
できる。Ｍ・Ｎ基のインバータをＭ群に分離し、Ｍ群の
インバータは３６０°／Ｍ又は１８０°／Ｍの位相差を
持たせて動作させればよいことになる。
【００１８】但し、Ｍ＝２の場合は２群に分けたインバ
ータ相互の位相差は９０°のみとなるが、Ｍ＝３の場合
は上述したように１２０°の場合と、６０°の場合が考
えられる。つまり、整流回路ＲＥＣが全波整流回路であ
る場合は、３群に分けたインバータを１２０ずつ位相を
ずらして動作させても６０°ずつずらして動作させても
どちらでも全波整流した結果流れる脈流の位相差は６０
°となる。
ータ相互の位相差は９０°のみとなるが、Ｍ＝３の場合
は上述したように１２０°の場合と、６０°の場合が考
えられる。つまり、整流回路ＲＥＣが全波整流回路であ
る場合は、３群に分けたインバータを１２０ずつ位相を
ずらして動作させても６０°ずつずらして動作させても
どちらでも全波整流した結果流れる脈流の位相差は６０
°となる。
【００１９】このことからＭ＝４の場合にもインバータ
に与える位相差は３６０°／４でも１８０°／４でも何
れでもよい。またインバータの並列運転数Ｍは４以上の
数に設定することができ、Ｍの数を大きく採る程、電力
源側に流れる電流のリップルを小さくすることができ
る。この発明による第１の構成を持つインバータ電源ユ
ニット（請求項３と５に対応）は、各ユニットごとに１
基のインバータと、このインバータに駆動信号を与える
駆動信号発生手段と、この駆動信号発生手段が発生する
駆動信号の位相を基準位相（０相）かその他の位相に設
定する位相設定手段とを具備した構成を特徴とするもの
である。
に与える位相差は３６０°／４でも１８０°／４でも何
れでもよい。またインバータの並列運転数Ｍは４以上の
数に設定することができ、Ｍの数を大きく採る程、電力
源側に流れる電流のリップルを小さくすることができ
る。この発明による第１の構成を持つインバータ電源ユ
ニット（請求項３と５に対応）は、各ユニットごとに１
基のインバータと、このインバータに駆動信号を与える
駆動信号発生手段と、この駆動信号発生手段が発生する
駆動信号の位相を基準位相（０相）かその他の位相に設
定する位相設定手段とを具備した構成を特徴とするもの
である。
【００２０】この第１の構成を持つインバータ電源ユニ
ットによれば、電力源に接続したインバータ電源ユニッ
トの数に対応して位相設定手段でインバータの駆動位相
を設定することができるから、偶数並列運転、奇数並列
運転のいずれにも対応して実用することができる利点が
得られる。この発明の第２の構成を持つインバータ電源
ユニット（請求項４と６に対応）は、ユニット内にＭ基
のインバータを設け、このＭ基のインバータを互いに３
６０°／Ｍ又は１８０°／Ｍの位相差を持たせて駆動す
る構成とした点を特徴とするものである。
ットによれば、電力源に接続したインバータ電源ユニッ
トの数に対応して位相設定手段でインバータの駆動位相
を設定することができるから、偶数並列運転、奇数並列
運転のいずれにも対応して実用することができる利点が
得られる。この発明の第２の構成を持つインバータ電源
ユニット（請求項４と６に対応）は、ユニット内にＭ基
のインバータを設け、このＭ基のインバータを互いに３
６０°／Ｍ又は１８０°／Ｍの位相差を持たせて駆動す
る構成とした点を特徴とするものである。
【００２１】この第２の構成を持つインバータ電源ユニ
ットによれば、各インバータ電源ユニットごとにＭ基の
インバータが互いに３６０°／Ｍ又は１８０°／Ｍの位
相差を持たせて動作するように組み込まれているから、
各インバータ電源ユニットを電力源に接続し、負荷を接
続するだけの作業で、最適な並列運転の状況を構築する
ことができる。よって取扱いが簡単なインバータ電源ユ
ニットとして実用することができる利点が得られる。
ットによれば、各インバータ電源ユニットごとにＭ基の
インバータが互いに３６０°／Ｍ又は１８０°／Ｍの位
相差を持たせて動作するように組み込まれているから、
各インバータ電源ユニットを電力源に接続し、負荷を接
続するだけの作業で、最適な並列運転の状況を構築する
ことができる。よって取扱いが簡単なインバータ電源ユ
ニットとして実用することができる利点が得られる。
【００２２】
【発明の実施の形態】図１にこの出願の請求項１で提案
したインバータの並列運転方法を説明するためのブロッ
ク図を示す。この図１では電力源として交流発電機Ｇと
した場合を示す。また、この実施例では偶数のインバー
タを並列運転させる場合の実施例を示す。つまり、具体
的な例として請求項２で提案するインバータ並列運転方
法においてインバータの並列運転数ＭをＭ＝２とした場
合を説明するための実施例を示す。この例ではＭ＝２，
Ｎ＝１とし、２台のインバータ電源ユニット１０を用い
た場合を示す。これら２台のインバータ電源ユニット１
０はそれぞれ負荷として放電灯Ｌを点灯させる場合を示
す。このため、放電灯Ｌを点灯させるに必要な電圧を発
生させる昇圧トランスＴと、放電灯Ｌを起動させる起動
回路ＳＴを送電端子ＴOUT 側に装備した例を示す。
したインバータの並列運転方法を説明するためのブロッ
ク図を示す。この図１では電力源として交流発電機Ｇと
した場合を示す。また、この実施例では偶数のインバー
タを並列運転させる場合の実施例を示す。つまり、具体
的な例として請求項２で提案するインバータ並列運転方
法においてインバータの並列運転数ＭをＭ＝２とした場
合を説明するための実施例を示す。この例ではＭ＝２，
Ｎ＝１とし、２台のインバータ電源ユニット１０を用い
た場合を示す。これら２台のインバータ電源ユニット１
０はそれぞれ負荷として放電灯Ｌを点灯させる場合を示
す。このため、放電灯Ｌを点灯させるに必要な電圧を発
生させる昇圧トランスＴと、放電灯Ｌを起動させる起動
回路ＳＴを送電端子ＴOUT 側に装備した例を示す。
【００２３】この発明の並列運転方法では２台のインバ
ータ電源ユニット１０が互いに約１８０°／Ｍ＝９０°
の位相差を持たせて動作するように並列運転させるもの
である。このための構成としては、一方のインバータ電
源ユニット１０では波形整形回路ＷＦＯで波形整形して
得られた同期信号を直接駆動信号発生手段ＯＳに入力
し、発電機Ｇが発電する交流電圧信号に同期した基準位
相でインバータＩＮＶを駆動させるのに対し、他方のイ
ンバータ電源ユニット１０では波形整形して得られた同
期信号を約９０°（または２７０°）の位相分だけ遅延
させる遅延回路ＤＹ１を通じて駆動信号発生手段ＯＳに
入力する構成とした点を特徴とするものである。この遅
延回路ＤＹ１を設けた構成により、２台のインバータ電
源ユニット１０を約９０°の位相差を持たせて動作させ
ることができる。
ータ電源ユニット１０が互いに約１８０°／Ｍ＝９０°
の位相差を持たせて動作するように並列運転させるもの
である。このための構成としては、一方のインバータ電
源ユニット１０では波形整形回路ＷＦＯで波形整形して
得られた同期信号を直接駆動信号発生手段ＯＳに入力
し、発電機Ｇが発電する交流電圧信号に同期した基準位
相でインバータＩＮＶを駆動させるのに対し、他方のイ
ンバータ電源ユニット１０では波形整形して得られた同
期信号を約９０°（または２７０°）の位相分だけ遅延
させる遅延回路ＤＹ１を通じて駆動信号発生手段ＯＳに
入力する構成とした点を特徴とするものである。この遅
延回路ＤＹ１を設けた構成により、２台のインバータ電
源ユニット１０を約９０°の位相差を持たせて動作させ
ることができる。
【００２４】２台のインバータＩＮＶが約９０°の位相
差を持って駆動されることにより、負荷となる放電灯Ｌ
には図２Ａに示すように、互いに９０°位相が異なる電
流Ｉ 01とＩ02が流れる。この電流Ｉ01とＩ02は図１７で
説明したのと同じように、駆動信号発生手段ＯＳで発生
する駆動信号ＳG1〜ＳG4の周期Ｔ１＋Ｔ２で決まる例え
は３６０Hzとすることができる。
差を持って駆動されることにより、負荷となる放電灯Ｌ
には図２Ａに示すように、互いに９０°位相が異なる電
流Ｉ 01とＩ02が流れる。この電流Ｉ01とＩ02は図１７で
説明したのと同じように、駆動信号発生手段ＯＳで発生
する駆動信号ＳG1〜ＳG4の周期Ｔ１＋Ｔ２で決まる例え
は３６０Hzとすることができる。
【００２５】負荷に９０°位相が異なる交流電流Ｉ01と
Ｉ02が流れたことにより、整流回路ＲＥＣの出力側、つ
まり平滑回路Ｗには図２Ｂに示す整流電流ＩB1とＩB2が
流れる。この整流電流ＩB1とＩB2は一方が最大値のと
き、他方は最小値となる逆位相の関係にある。従って共
通の発電機Ｇに流れる合成電流は相互に谷の部分が埋め
られて平滑化され、リップル分が小さい電流となる。図
３に発電機Ｇから取り出される交流電流ＩACの波形を示
す。リップルＲＰは図２Ｂに示した整流電流ＩB1とＩB2
を合成したリップル分となる。
Ｉ02が流れたことにより、整流回路ＲＥＣの出力側、つ
まり平滑回路Ｗには図２Ｂに示す整流電流ＩB1とＩB2が
流れる。この整流電流ＩB1とＩB2は一方が最大値のと
き、他方は最小値となる逆位相の関係にある。従って共
通の発電機Ｇに流れる合成電流は相互に谷の部分が埋め
られて平滑化され、リップル分が小さい電流となる。図
３に発電機Ｇから取り出される交流電流ＩACの波形を示
す。リップルＲＰは図２Ｂに示した整流電流ＩB1とＩB2
を合成したリップル分となる。
【００２６】図３に示した交流電流ＩACの波形によれ
ば、図１８に示した交流電流ＩACの場合と比較して高調
波成分が大幅に低減されている。つまり、基本波の６０
Hzの成分が最大で、高調波成分は基本波より小さいレベ
ルとなる。従って、高調波による発電機Ｇへの悪影響は
低減される。上述ではＭ＝２、Ｎ＝１とした場合を説明
したが、Ｎ＞１とした場合に偶数のインバータを２群に
分割すれば、その台数は発電機Ｇの容量の範囲内で制限
がないことは容易に理解できよう。
ば、図１８に示した交流電流ＩACの場合と比較して高調
波成分が大幅に低減されている。つまり、基本波の６０
Hzの成分が最大で、高調波成分は基本波より小さいレベ
ルとなる。従って、高調波による発電機Ｇへの悪影響は
低減される。上述ではＭ＝２、Ｎ＝１とした場合を説明
したが、Ｎ＞１とした場合に偶数のインバータを２群に
分割すれば、その台数は発電機Ｇの容量の範囲内で制限
がないことは容易に理解できよう。
【００２７】図４はこの発明の請求項２で提案するイン
バータの並列運転方法においてインバータＩＮＶの並列
運転数ＭをＭ＝３、Ｎ＝１とした場合を説明するための
ブロック図を示す。従って、図４に示す実施例では３台
のインバータ電源ユニット１０を設け、これら３台のイ
ンバータ電源ユニット１０を約１２０°ずつ位相をずら
して動作させる場合を示す。
バータの並列運転方法においてインバータＩＮＶの並列
運転数ＭをＭ＝３、Ｎ＝１とした場合を説明するための
ブロック図を示す。従って、図４に示す実施例では３台
のインバータ電源ユニット１０を設け、これら３台のイ
ンバータ電源ユニット１０を約１２０°ずつ位相をずら
して動作させる場合を示す。
【００２８】このため、１台目のインバータ電源ユニッ
ト１０は波形整形回路ＷＦＯから直接同期信号を駆動信
号源ＯＳに入力し、交流発電機Ｇが発電する交流電圧に
同期した基準位相で動作させ、２台目のインバータ電源
ユニット１０では波形整形回路ＷＦＯから出力される同
期信号を１２０°分遅延させる遅延回路ＤＹ２を通じて
駆動信号発生手段ＯＳに与え、３台目のインバータ電源
ユニット１０では波形整形回路ＷＦＯから出力される矩
形波を２４０°分遅延させる遅延回路ＤＹ３を通じて駆
動信号発生手段ＯＳに与えるように構成する。１２０°
遅相させるための遅延時間τ2 はインバータＩＮＶの出
力電流の周波数が３６０Hzの場合にはτ 2 ＝（１／３６
０Hz）（１２０°／３６０°）≒0.９２６ms，２４０°
遅延させる遅延回路ＤＹ３の遅延時間τ3 はτ3 ＝（１
／３６０Hz）（２４０°／３６０°）≒1.００msとな
る。
ト１０は波形整形回路ＷＦＯから直接同期信号を駆動信
号源ＯＳに入力し、交流発電機Ｇが発電する交流電圧に
同期した基準位相で動作させ、２台目のインバータ電源
ユニット１０では波形整形回路ＷＦＯから出力される同
期信号を１２０°分遅延させる遅延回路ＤＹ２を通じて
駆動信号発生手段ＯＳに与え、３台目のインバータ電源
ユニット１０では波形整形回路ＷＦＯから出力される矩
形波を２４０°分遅延させる遅延回路ＤＹ３を通じて駆
動信号発生手段ＯＳに与えるように構成する。１２０°
遅相させるための遅延時間τ2 はインバータＩＮＶの出
力電流の周波数が３６０Hzの場合にはτ 2 ＝（１／３６
０Hz）（１２０°／３６０°）≒0.９２６ms，２４０°
遅延させる遅延回路ＤＹ３の遅延時間τ3 はτ3 ＝（１
／３６０Hz）（２４０°／３６０°）≒1.００msとな
る。
【００２９】このように３台のインバータを１２０°ず
つ位相をずらして動作させることにより、各放電灯Ｌに
は図５Ａに示す電流Ｉ01，Ｉ02，Ｉ03が流れる。この電
流Ｉ 01〜Ｉ03はそれぞれ１２０°の位相差を持つ３相交
流電流となる。各電流Ｉ01，Ｉ02，Ｉ03は各平滑回路Ｗ
の入力側では図５Ｂに示す整流電流ＩDC1 ，ＩDC2 ，Ｉ
DC3 として流れる。この整流電流ＩDC1 とＩDC2 及びＩ
DC3 が交流発電機Ｇに合成されて流れるから、交流発電
機Ｇからは図６に示す電流ＩACが取り出される。この電
流ＩACは３相の整流電流ＩDC1 〜ＩDC3 を合成した電流
であるから、図３に示した交流電流ＩACよりリップルＲ
Ｐは小さくなる。よって基本波以外に含まれる高調波成
分は図３の場合より更に少なくすることができ、発電機
Ｇへの悪影響を軽減できる利点が得られる。なお、上述
では電力源として交流発電機Ｇを用いた場合を説明した
が、この発明によるインバータ並列運転方法は電力源が
直流の場合も同様に適用することができる。電源が直流
の場合（電池の場合）も同様に電池から取り出される電
流に含まれる高調波成分の量が低減されるから、電池へ
の悪影響を小さくできる利点が得られる。尚、ここで図
５Ｂから明らかなように全波整流された電流ＩDC1 ，Ｉ
DC2 ，ＩDC3 の位相差は６０°となる。よって３基のイ
ンバータＩＮＶを６０°の位相差で動作させても、１２
０°の位相差の場合と同じ結果が得られる。
つ位相をずらして動作させることにより、各放電灯Ｌに
は図５Ａに示す電流Ｉ01，Ｉ02，Ｉ03が流れる。この電
流Ｉ 01〜Ｉ03はそれぞれ１２０°の位相差を持つ３相交
流電流となる。各電流Ｉ01，Ｉ02，Ｉ03は各平滑回路Ｗ
の入力側では図５Ｂに示す整流電流ＩDC1 ，ＩDC2 ，Ｉ
DC3 として流れる。この整流電流ＩDC1 とＩDC2 及びＩ
DC3 が交流発電機Ｇに合成されて流れるから、交流発電
機Ｇからは図６に示す電流ＩACが取り出される。この電
流ＩACは３相の整流電流ＩDC1 〜ＩDC3 を合成した電流
であるから、図３に示した交流電流ＩACよりリップルＲ
Ｐは小さくなる。よって基本波以外に含まれる高調波成
分は図３の場合より更に少なくすることができ、発電機
Ｇへの悪影響を軽減できる利点が得られる。なお、上述
では電力源として交流発電機Ｇを用いた場合を説明した
が、この発明によるインバータ並列運転方法は電力源が
直流の場合も同様に適用することができる。電源が直流
の場合（電池の場合）も同様に電池から取り出される電
流に含まれる高調波成分の量が低減されるから、電池へ
の悪影響を小さくできる利点が得られる。尚、ここで図
５Ｂから明らかなように全波整流された電流ＩDC1 ，Ｉ
DC2 ，ＩDC3 の位相差は６０°となる。よって３基のイ
ンバータＩＮＶを６０°の位相差で動作させても、１２
０°の位相差の場合と同じ結果が得られる。
【００３０】図７はこの出願の請求項３で提案するイン
バータ電源ユニットの実施例を示す。この例では電力源
が交流発電機Ｇの場合を示す。従って、インバータ電源
ユニット１０は交流受電端子ＴINACと、全波整流回路Ｒ
ＥＣを具備し、交流電力を整流して一旦直流電力に変換
し、その直流電力を平滑回路Ｗを通じてインバータＩＮ
Ｖに印加する構成とされる。
バータ電源ユニットの実施例を示す。この例では電力源
が交流発電機Ｇの場合を示す。従って、インバータ電源
ユニット１０は交流受電端子ＴINACと、全波整流回路Ｒ
ＥＣを具備し、交流電力を整流して一旦直流電力に変換
し、その直流電力を平滑回路Ｗを通じてインバータＩＮ
Ｖに印加する構成とされる。
【００３１】この請求項３で提案するインバータ電源ユ
ニット１０はインバータＩＮＶが偶数基の並列運転及び
奇数基の並列運転のいずれにも対応できる構成としたも
のである。つまり、波形整形回路ＷＦＯの他に９０°相
当量の遅延量を持つ第１遅延回路ＤＹ１と、１２０°相
当量の遅延量を持つ第２遅延回路ＤＹ２と、２４０°相
当量の遅延量を持つ第３遅延回路ＤＹ３と、これらの各
遅延出力か波形整形回路ＷＦＯの出力を選択してインバ
ータＩＮＶの駆動位相を設定する位相設定手段１１とを
具備している構成を特徴とするものである。
ニット１０はインバータＩＮＶが偶数基の並列運転及び
奇数基の並列運転のいずれにも対応できる構成としたも
のである。つまり、波形整形回路ＷＦＯの他に９０°相
当量の遅延量を持つ第１遅延回路ＤＹ１と、１２０°相
当量の遅延量を持つ第２遅延回路ＤＹ２と、２４０°相
当量の遅延量を持つ第３遅延回路ＤＹ３と、これらの各
遅延出力か波形整形回路ＷＦＯの出力を選択してインバ
ータＩＮＶの駆動位相を設定する位相設定手段１１とを
具備している構成を特徴とするものである。
【００３２】このように、各遅延量を持つ同期信号を駆
動信号発生手段ＯＳに選択して供給できる構成とするこ
とにより、発電機Ｇに接続されるインバータ電源ユニッ
ト１０の数に対応して、各インバータ電源ユニットをい
ずれの位相で動作するインバータ電源ユニットとして自
由に設定することができる。つまり、インバータ電源ユ
ニット１０を偶数台で動作させる場合は、その偶数台の
インバータ電源ユニット１０を２群に分割し、一方の群
のインバータ電源ユニットの位相設定手段１１を切替位
置１に設定し、他方の群のインバータ電源ユニットの位
相設定手段１１を切替位置２に設すればよい。
動信号発生手段ＯＳに選択して供給できる構成とするこ
とにより、発電機Ｇに接続されるインバータ電源ユニッ
ト１０の数に対応して、各インバータ電源ユニットをい
ずれの位相で動作するインバータ電源ユニットとして自
由に設定することができる。つまり、インバータ電源ユ
ニット１０を偶数台で動作させる場合は、その偶数台の
インバータ電源ユニット１０を２群に分割し、一方の群
のインバータ電源ユニットの位相設定手段１１を切替位
置１に設定し、他方の群のインバータ電源ユニットの位
相設定手段１１を切替位置２に設すればよい。
【００３３】また３の整数倍の数で動作させる場合は、
その数のインバータ電源ユニット１０を３群に分割し、
その一つの群のインバータ電源ユニット１０の位相設定
手段１１を切替位置１に設定し、他の一つの群のインバ
ータ電源ユニット１０の位相設定手段１１を切替位置３
に設定し、更に他の一つの群のインバータ電源ユニット
１０の位相設定手段１１を切替位置４に設定すれば、各
群のインバータは互いに１２０°ずつの位相差を持って
動作し、最適な並列運転状況を構築することができる。
その数のインバータ電源ユニット１０を３群に分割し、
その一つの群のインバータ電源ユニット１０の位相設定
手段１１を切替位置１に設定し、他の一つの群のインバ
ータ電源ユニット１０の位相設定手段１１を切替位置３
に設定し、更に他の一つの群のインバータ電源ユニット
１０の位相設定手段１１を切替位置４に設定すれば、各
群のインバータは互いに１２０°ずつの位相差を持って
動作し、最適な並列運転状況を構築することができる。
【００３４】尚、図７では設定できる位相差を９０°，
１２０°，２４０°とした場合を示したが、インバータ
ＩＮＶの並列運転数ＭがＭ＝３の場合に３６０°／３，
１８０°／３と、Ｍ＝４の場合に３６０°／４，１８０
°／４と、Ｍ＝５の場合に３６０°／５，１８０°／５
と、Ｍ＝６の場合に３６０°／６，１８０°／６・・・
のように各並列運転の数Ｍの値に対応した遅延量を持つ
遅延回路を設けるように構成することもできる。
１２０°，２４０°とした場合を示したが、インバータ
ＩＮＶの並列運転数ＭがＭ＝３の場合に３６０°／３，
１８０°／３と、Ｍ＝４の場合に３６０°／４，１８０
°／４と、Ｍ＝５の場合に３６０°／５，１８０°／５
と、Ｍ＝６の場合に３６０°／６，１８０°／６・・・
のように各並列運転の数Ｍの値に対応した遅延量を持つ
遅延回路を設けるように構成することもできる。
【００３５】図８はこの出願の請求項４で提案するイン
バータ電源ユニットにおいてインバータの並列運転数Ｍ
をＭ＝２とした場合の実施例を示す。この請求項４で提
案するインバータ電源ユニット１０は図７の実施例と同
様に交流電力受電端子ＴINACと、全波整流回路ＲＥＣと
を具備する他にＭ＝２としたから共通の筐体内（ユニッ
ト内）に２基のインバータＩＮＶを装備し、この２基の
インバータＩＮＶを互いに９０°の位相差を持たせて動
作させるように構成した場合を示す。
バータ電源ユニットにおいてインバータの並列運転数Ｍ
をＭ＝２とした場合の実施例を示す。この請求項４で提
案するインバータ電源ユニット１０は図７の実施例と同
様に交流電力受電端子ＴINACと、全波整流回路ＲＥＣと
を具備する他にＭ＝２としたから共通の筐体内（ユニッ
ト内）に２基のインバータＩＮＶを装備し、この２基の
インバータＩＮＶを互いに９０°の位相差を持たせて動
作させるように構成した場合を示す。
【００３６】２基のインバータＩＮＶはこの例では共通
の発振器ＯＳＣから出力される同期信号によって駆動す
るように構成した場合を示す。つまり、一方のインバー
タＩＮＶは発振器ＯＳＣから出力される同期信号を直接
アドレスカウンタＡＤＲＣで受け、基準位相を持つアド
レス信号を発生させ、このアドレス信号を波形記憶器Ｗ
ＦＭに与えて基準位相を持つ駆動信号を発生させ駆動さ
れる。
の発振器ＯＳＣから出力される同期信号によって駆動す
るように構成した場合を示す。つまり、一方のインバー
タＩＮＶは発振器ＯＳＣから出力される同期信号を直接
アドレスカウンタＡＤＲＣで受け、基準位相を持つアド
レス信号を発生させ、このアドレス信号を波形記憶器Ｗ
ＦＭに与えて基準位相を持つ駆動信号を発生させ駆動さ
れる。
【００３７】他方のインバータは発振器ＯＳＣで発生し
た同期信号を９０°の位相差を与える遅延回路ＤＹ１で
遅延させてアドレスカウンタＡＤＲＣに与え、このアド
レスカウンタＡＤＲＣで発生したアドレス信号を波形記
憶器ＷＦＭに与えて駆動信号を発生させ、この駆動信号
によって駆動する。このためには２基のインバータＩＮ
Ｖを駆動する駆動信号発生手段ＯＳの一方には波形整形
回路ＷＦＯから基準位相となる同期信号を与え、他方の
駆動信号発生手段ＯＳには、波形整形回路ＷＦＯから出
力される同期信号を９０°相当量の遅延時間を持つ遅延
回路ＤＹ１を通じて同期信号を与える構成とされる。
た同期信号を９０°の位相差を与える遅延回路ＤＹ１で
遅延させてアドレスカウンタＡＤＲＣに与え、このアド
レスカウンタＡＤＲＣで発生したアドレス信号を波形記
憶器ＷＦＭに与えて駆動信号を発生させ、この駆動信号
によって駆動する。このためには２基のインバータＩＮ
Ｖを駆動する駆動信号発生手段ＯＳの一方には波形整形
回路ＷＦＯから基準位相となる同期信号を与え、他方の
駆動信号発生手段ＯＳには、波形整形回路ＷＦＯから出
力される同期信号を９０°相当量の遅延時間を持つ遅延
回路ＤＹ１を通じて同期信号を与える構成とされる。
【００３８】このように、各インバータ電源ユニット１
０の内部で２基のインバータＩＮＶを９０°の位相差を
持って動作させることにより，発電機Ｇに流れる電流は
平均化され、高調波の含有量が少ない電流とされる。従
って、この請求項４で提案するインバータ電源ユニット
１０によれば発電機Ｇに接続するインバータ電源ユニッ
トの数に関係なく、単にインバータ電源ユニット１０を
発電機Ｇに接続するだけで最適な並列運転状態を構築す
ることができる。
０の内部で２基のインバータＩＮＶを９０°の位相差を
持って動作させることにより，発電機Ｇに流れる電流は
平均化され、高調波の含有量が少ない電流とされる。従
って、この請求項４で提案するインバータ電源ユニット
１０によれば発電機Ｇに接続するインバータ電源ユニッ
トの数に関係なく、単にインバータ電源ユニット１０を
発電機Ｇに接続するだけで最適な並列運転状態を構築す
ることができる。
【００３９】図９はこの出願の請求項４で提案するイン
バータ電源ユニットにおいてＭ＝３とした場合の実施例
を示す。この実施例ではインバータ電源ユニット１０は
図７及び図８に示した実施例と同様に交流電力受電端子
ＴINACと、全波整流回路ＲＥＣとを具備する他にＭ＝３
としたから共通の筐体内に３基のインバータＩＮＶを装
備し、この３基のインバータＩＮＶをそれぞれを１２０
°ずつ位相をずらして動作させるように構成した場合を
示す。
バータ電源ユニットにおいてＭ＝３とした場合の実施例
を示す。この実施例ではインバータ電源ユニット１０は
図７及び図８に示した実施例と同様に交流電力受電端子
ＴINACと、全波整流回路ＲＥＣとを具備する他にＭ＝３
としたから共通の筐体内に３基のインバータＩＮＶを装
備し、この３基のインバータＩＮＶをそれぞれを１２０
°ずつ位相をずらして動作させるように構成した場合を
示す。
【００４０】このために１基目のインバータＩＮＶに駆
動信号を与える波形記憶器ＷＦＭのアドレスカウンタＡ
ＤＲＣには発振器ＯＳＣから基準位相を持つ同期信号を
与え、２基目のインバータＩＮＶには発振器ＯＳＣから
出力される同期信号を１２０°相当量の遅延時間を持つ
遅延回路ＤＹ２を通じて供給し、３基目のインバータＩ
ＮＶには２４０°相当量の遅延時間を持つ遅延回路ＤＹ
３を通じて同期信号を与えるように構成する。
動信号を与える波形記憶器ＷＦＭのアドレスカウンタＡ
ＤＲＣには発振器ＯＳＣから基準位相を持つ同期信号を
与え、２基目のインバータＩＮＶには発振器ＯＳＣから
出力される同期信号を１２０°相当量の遅延時間を持つ
遅延回路ＤＹ２を通じて供給し、３基目のインバータＩ
ＮＶには２４０°相当量の遅延時間を持つ遅延回路ＤＹ
３を通じて同期信号を与えるように構成する。
【００４１】このように構成することにより、発電機Ｇ
からこのインバータ電源ユニット１０に流れる電流波形
は図５及び図６で説明したように、瞬時値が平均化され
高調波の少ない波形となり、単に発電機Ｇの容量の範囲
内で接続可能な台数のインバータ電源ユニット１０を発
電機Ｇに接続するだけで最適並列運転状況を構築するこ
とができる。
からこのインバータ電源ユニット１０に流れる電流波形
は図５及び図６で説明したように、瞬時値が平均化され
高調波の少ない波形となり、単に発電機Ｇの容量の範囲
内で接続可能な台数のインバータ電源ユニット１０を発
電機Ｇに接続するだけで最適並列運転状況を構築するこ
とができる。
【００４２】図１０以下は直流受電型のインバータ電源
ユニットの実施例を示す。図１０に示す実施例はこの出
願の請求項５で提案するインバータ電源ユニットの実施
例を示す。直流受電型のインバータ電源ユニットでは直
流受電端子ＴINDCを具備し、この直流受電端子ＴINDCに
直接平滑回路Ｗが接続され整流回路ＲＥＣは省略され
る。
ユニットの実施例を示す。図１０に示す実施例はこの出
願の請求項５で提案するインバータ電源ユニットの実施
例を示す。直流受電型のインバータ電源ユニットでは直
流受電端子ＴINDCを具備し、この直流受電端子ＴINDCに
直接平滑回路Ｗが接続され整流回路ＲＥＣは省略され
る。
【００４３】図１０に示す直流受電型のインバータ電源
ユニット１０は図７に示した交流受電型のインバータ電
源ユニットに対応し、図７の実施例と大きく異なる点は
同期信号源として同期信号発生器ＰＧと、この同期信号
発生器ＰＧから出力される同期信号を外部に送出する同
期信号出力端子ＴSYとを設けた点である。図１０ではユ
ニット相互の関係を説明する都合上、２台のインバータ
電源ユニットの構成を示している。位相設定手段として
は２連の切替えスイッチ１１Ａと１１Ｂが用いられ、自
身を基準位相で動作させる場合は切替えスイッチ１１Ａ
と１１Ｂを切替位置１に設定する。図１０では上側に示
したインバータ電源ユニット１０を基準位相で動作する
ユニットとして設定し、下側に示したインバータ電源ユ
ニットを９０°遅相で動作するユニットに設定した状態
を示している。各インバータ電源ユニット１０にはそれ
ぞれに同期信号発生器ＰＧを設けているが、ペアで動作
させる場合は一方のインバータ電源ユニット１０は他方
のインバータ電源ユニット１０から同期信号の供給を受
けて動作するように設定する。この設定は切替スイッチ
１１Ｂで設定する。切替スイッチ１１Ｂを切替位置１に
設定すると、他のインバータ電源ユニットに同期信号を
送り出すモードに設定される。切替位置２では他のユニ
ットから送られてきた同期信号を９０°の遅延量を持つ
遅延回路ＤＹ１を通じて駆動信号発生手段ＯＳに供給す
るモードに設定され、切替位置３では他のユニットから
送られて来る同期信号を１２０°の遅延量を持つ遅延回
路ＤＹ２を通じて自己の駆動信号発生手段ＯＳに与える
モード、切替位置４では他のユニットから送られて来る
同期信号を２４０°の遅延量を持つ遅延回路ＤＹ３を通
じて自己の駆動信号発生手段ＯＳに与えるモードにそれ
ぞれ設定される。なお、図１０に示すＢＦは同期信号発
生器ＰＧから他のユニットに同期信号を送り出すために
設けたバッファ増幅器を示す。
ユニット１０は図７に示した交流受電型のインバータ電
源ユニットに対応し、図７の実施例と大きく異なる点は
同期信号源として同期信号発生器ＰＧと、この同期信号
発生器ＰＧから出力される同期信号を外部に送出する同
期信号出力端子ＴSYとを設けた点である。図１０ではユ
ニット相互の関係を説明する都合上、２台のインバータ
電源ユニットの構成を示している。位相設定手段として
は２連の切替えスイッチ１１Ａと１１Ｂが用いられ、自
身を基準位相で動作させる場合は切替えスイッチ１１Ａ
と１１Ｂを切替位置１に設定する。図１０では上側に示
したインバータ電源ユニット１０を基準位相で動作する
ユニットとして設定し、下側に示したインバータ電源ユ
ニットを９０°遅相で動作するユニットに設定した状態
を示している。各インバータ電源ユニット１０にはそれ
ぞれに同期信号発生器ＰＧを設けているが、ペアで動作
させる場合は一方のインバータ電源ユニット１０は他方
のインバータ電源ユニット１０から同期信号の供給を受
けて動作するように設定する。この設定は切替スイッチ
１１Ｂで設定する。切替スイッチ１１Ｂを切替位置１に
設定すると、他のインバータ電源ユニットに同期信号を
送り出すモードに設定される。切替位置２では他のユニ
ットから送られてきた同期信号を９０°の遅延量を持つ
遅延回路ＤＹ１を通じて駆動信号発生手段ＯＳに供給す
るモードに設定され、切替位置３では他のユニットから
送られて来る同期信号を１２０°の遅延量を持つ遅延回
路ＤＹ２を通じて自己の駆動信号発生手段ＯＳに与える
モード、切替位置４では他のユニットから送られて来る
同期信号を２４０°の遅延量を持つ遅延回路ＤＹ３を通
じて自己の駆動信号発生手段ＯＳに与えるモードにそれ
ぞれ設定される。なお、図１０に示すＢＦは同期信号発
生器ＰＧから他のユニットに同期信号を送り出すために
設けたバッファ増幅器を示す。
【００４４】図示の例のように、一方のインバータ電源
ユニット１０を基準位相に、他方のインバータ電源ユニ
ット１０を９０°遅相動作させるユニットとして動作さ
せるように設定した場合には、一方のユニットの入力側
には図１１Ａに示す脈流ＩDC 1 が流れ、他方のユニット
の入力側には図１１Ｂに示す脈流ＩDC2 が流れ、その和
の電流が直流電力源Ｅに流れるから、その和の電流は図
１１Ｃに示すように各瞬時値が平均化された波形とな
り、高調波の含有量が少ない電流波形となる。
ユニット１０を基準位相に、他方のインバータ電源ユニ
ット１０を９０°遅相動作させるユニットとして動作さ
せるように設定した場合には、一方のユニットの入力側
には図１１Ａに示す脈流ＩDC 1 が流れ、他方のユニット
の入力側には図１１Ｂに示す脈流ＩDC2 が流れ、その和
の電流が直流電力源Ｅに流れるから、その和の電流は図
１１Ｃに示すように各瞬時値が平均化された波形とな
り、高調波の含有量が少ない電流波形となる。
【００４５】この図１０に示した直流受電型のインバー
タ電源ユニットによれば、各ユニットに同期信号源ＰＧ
と、その他に９０°遅延回路ＤＹ１と、１２０°遅延回
路ＤＹ２と、２４０°遅延回路ＤＹ３のそれぞれを設け
たから、偶数の並列運転でも、奇数の並列運転でもいず
れにも対応させて設定することができる。よって汎用性
の高いインバータ電源ユニットを提供できる利点が得ら
れる。尚、この実施例でも遅延回路の遅延時間を並列運
転の基数Ｍに対応させて、Ｍ＝３の場合に３６０°／
３，１８０°／３と、Ｍ＝４の場合に３６０°／４，１
８０°／４、Ｍ＝５の場合に３６０°／５，１８０°／
５、Ｍ＝６の場合に３６０°／６，１８０°／６・・・
のように多数の遅延時間を持つ遅延回路を設けるように
構成することもできる。
タ電源ユニットによれば、各ユニットに同期信号源ＰＧ
と、その他に９０°遅延回路ＤＹ１と、１２０°遅延回
路ＤＹ２と、２４０°遅延回路ＤＹ３のそれぞれを設け
たから、偶数の並列運転でも、奇数の並列運転でもいず
れにも対応させて設定することができる。よって汎用性
の高いインバータ電源ユニットを提供できる利点が得ら
れる。尚、この実施例でも遅延回路の遅延時間を並列運
転の基数Ｍに対応させて、Ｍ＝３の場合に３６０°／
３，１８０°／３と、Ｍ＝４の場合に３６０°／４，１
８０°／４、Ｍ＝５の場合に３６０°／５，１８０°／
５、Ｍ＝６の場合に３６０°／６，１８０°／６・・・
のように多数の遅延時間を持つ遅延回路を設けるように
構成することもできる。
【００４６】図１２はこの出願の請求項６で提案するイ
ンバータ電源ユニットにおいてＭ＝２とした場合の実施
例を示す。この請求項６で提案するインバータ電源ユニ
ット１０は直流電力受電端子ＴINDCを持つ直流受電型の
インバータ電源ユニットにおいて、Ｍ＝２としたから同
一筐体内に２基のインバータＩＮＶを搭載し、この２基
のインバータＩＮＶを互いに９０°位相差を持たせて動
作させるように構成した場合を示す。
ンバータ電源ユニットにおいてＭ＝２とした場合の実施
例を示す。この請求項６で提案するインバータ電源ユニ
ット１０は直流電力受電端子ＴINDCを持つ直流受電型の
インバータ電源ユニットにおいて、Ｍ＝２としたから同
一筐体内に２基のインバータＩＮＶを搭載し、この２基
のインバータＩＮＶを互いに９０°位相差を持たせて動
作させるように構成した場合を示す。
【００４７】つまり、同一筐体内において、一方のイン
バータＩＮＶに駆動信号を与える駆動信号発生手段ＯＳ
に同期信号源ＰＧから基準位相を持つ同期信号を与え、
また他方のインバータＩＮＶ用駆動信号発生手段ＯＳに
は９０°遅延量を持つ遅延回路ＤＹ１を通じて同期信号
を与える。従って、この請求項６で提案するインバータ
電源ユニットによれば、このユニットを直流電力源Ｅに
接続するだけで搭載した２基のインバータは互いに９０
°位相差を持って動作するから、直流電力源Ｅにはリッ
プル分の少ない電流（高調波の含有量が少ない）が流れ
る。よって直流電力源Ｅとなる電池等を劣化させること
がなく、最適な並列運転状況を構築することができる。
バータＩＮＶに駆動信号を与える駆動信号発生手段ＯＳ
に同期信号源ＰＧから基準位相を持つ同期信号を与え、
また他方のインバータＩＮＶ用駆動信号発生手段ＯＳに
は９０°遅延量を持つ遅延回路ＤＹ１を通じて同期信号
を与える。従って、この請求項６で提案するインバータ
電源ユニットによれば、このユニットを直流電力源Ｅに
接続するだけで搭載した２基のインバータは互いに９０
°位相差を持って動作するから、直流電力源Ｅにはリッ
プル分の少ない電流（高調波の含有量が少ない）が流れ
る。よって直流電力源Ｅとなる電池等を劣化させること
がなく、最適な並列運転状況を構築することができる。
【００４８】図１３はこの出願の請求項６で提案するイ
ンバータ電源ユニットにおいてＭ＝３とした場合の実施
例を示す。この実施例に示すインバータ電源ユニットは
Ｍ＝３としたから共通の筐体内に３基のインバータを搭
載し、この各インバータを１２０°ずつ位相をずらして
動作させるインバータ電源ユニットを構成した場合を示
す。
ンバータ電源ユニットにおいてＭ＝３とした場合の実施
例を示す。この実施例に示すインバータ電源ユニットは
Ｍ＝３としたから共通の筐体内に３基のインバータを搭
載し、この各インバータを１２０°ずつ位相をずらして
動作させるインバータ電源ユニットを構成した場合を示
す。
【００４９】従って、例えば１番目のインバータＩＮＶ
の駆動信号発生手段ＯＳには同期信号発生器ＰＧから出
力される同期信号をそのまま与え、他の一つの駆動信号
発生手段ＯＳには１２０°遅相量を持つ遅延回路ＤＹ２
を通じて同期信号を与、他の一つの駆動信号発生手段Ｏ
Ｓには２４０°の遅相量を持つ遅延回路ＤＹ３を通じて
同期信号を与える。
の駆動信号発生手段ＯＳには同期信号発生器ＰＧから出
力される同期信号をそのまま与え、他の一つの駆動信号
発生手段ＯＳには１２０°遅相量を持つ遅延回路ＤＹ２
を通じて同期信号を与、他の一つの駆動信号発生手段Ｏ
Ｓには２４０°の遅相量を持つ遅延回路ＤＹ３を通じて
同期信号を与える。
【００５０】従って、この実施例でも３基のインバータ
ＩＮＶは同一筐体内で１２０°ずつ異なる位相で動作す
る。よって、この３基のインバータＩＮＶに流れる電流
を加算した直流電流は３相電流を平均したものとなるか
ら、図１１に示した電流ＩDC 3 よりリップル分の少ない
電流となり、直流電力源Ｅとなる例えば電池に高調波あ
るいは高い周波数の信号が流れることを軽減できるか
ら、直流電力源を劣化させるような不都合を回避するこ
とができる利点が得られる。
ＩＮＶは同一筐体内で１２０°ずつ異なる位相で動作す
る。よって、この３基のインバータＩＮＶに流れる電流
を加算した直流電流は３相電流を平均したものとなるか
ら、図１１に示した電流ＩDC 3 よりリップル分の少ない
電流となり、直流電力源Ｅとなる例えば電池に高調波あ
るいは高い周波数の信号が流れることを軽減できるか
ら、直流電力源を劣化させるような不都合を回避するこ
とができる利点が得られる。
【００５１】尚、図９に示した交流受電型のインバータ
電源ユニット及び図１３に示した直流受電型のインバー
タ電源ユニットは内部にインバータＩＮＶを３基搭載し
た例を説明したが、この発明では共通の筐体内に３基に
限らず更に多くのインバータを搭載し、これらのインバ
ータをそれぞれ位相をずらして動作させる構成も請求範
囲に含むものとする。
電源ユニット及び図１３に示した直流受電型のインバー
タ電源ユニットは内部にインバータＩＮＶを３基搭載し
た例を説明したが、この発明では共通の筐体内に３基に
限らず更に多くのインバータを搭載し、これらのインバ
ータをそれぞれ位相をずらして動作させる構成も請求範
囲に含むものとする。
【００５２】図１４に駆動信号発生手段ＯＳと位相設定
手段１１の変形実施例を示す。この実施例では波形記憶
手段ＷＦＭに基準位相を持つ波形の記憶領域Ａと、９０
°の遅相位相を持つ波形の記憶領域Ｂと、１２０°の遅
相位相を持つ波形の記憶領域Ｃと、２４０°の遅相位相
を持つ波形の記憶領域Ｄを設け、これら各記憶領域Ａ〜
Ｄを位相設定手段１１となるバンク切替スイッチＳＷ１
〜ＳＷ４によって切替え、どの記憶領域を読み出すかを
設定してインバータに供給する駆動信号の位相を設定す
るように構成した場合を示す。
手段１１の変形実施例を示す。この実施例では波形記憶
手段ＷＦＭに基準位相を持つ波形の記憶領域Ａと、９０
°の遅相位相を持つ波形の記憶領域Ｂと、１２０°の遅
相位相を持つ波形の記憶領域Ｃと、２４０°の遅相位相
を持つ波形の記憶領域Ｄを設け、これら各記憶領域Ａ〜
Ｄを位相設定手段１１となるバンク切替スイッチＳＷ１
〜ＳＷ４によって切替え、どの記憶領域を読み出すかを
設定してインバータに供給する駆動信号の位相を設定す
るように構成した場合を示す。
【００５３】この構成を採る場合、各駆動信号発生手段
ＯＳを構成するフェイズロックループＰＬＬには交流受
電型インバータの場合は交流発電機の交流電圧波形から
波形整形した同一位相の同期信号を与えればよく、また
直流受電型の場合は共通の同期信号発生器から同一位相
の同期信号を与えればよい。また、駆動信号発生手段の
他の構成としてはマイクロコンピュータを用いて各位相
を持つ駆動信号を発生させる構成も考えられる。
ＯＳを構成するフェイズロックループＰＬＬには交流受
電型インバータの場合は交流発電機の交流電圧波形から
波形整形した同一位相の同期信号を与えればよく、また
直流受電型の場合は共通の同期信号発生器から同一位相
の同期信号を与えればよい。また、駆動信号発生手段の
他の構成としてはマイクロコンピュータを用いて各位相
を持つ駆動信号を発生させる構成も考えられる。
【００５４】また、上述の実施例では全てに昇圧トラン
スＴと、フィルタＦと、起動回路ＳＴを備えた放電灯点
灯用インバータ電源ユニットを示したが、請求項３乃至
６で請求するインバータ電源ユニットはインバータＩＮ
Ｖの出力をそのまま送電端子ＴOUT に出力する形式のイ
ンバータ電源ユニットを考慮しており、放電灯点灯用イ
ンバータ電源ユニットは請求項７で請求するものとす
る。
スＴと、フィルタＦと、起動回路ＳＴを備えた放電灯点
灯用インバータ電源ユニットを示したが、請求項３乃至
６で請求するインバータ電源ユニットはインバータＩＮ
Ｖの出力をそのまま送電端子ＴOUT に出力する形式のイ
ンバータ電源ユニットを考慮しており、放電灯点灯用イ
ンバータ電源ユニットは請求項７で請求するものとす
る。
【００５５】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
多数のインバータを同時に動作させる電源装置におい
て、電力源にインバータで発生する高い周波数の電流が
流れることを簡単な構成（位相が異なるインバータを組
み合わせるだけ）により阻止することができるから、コ
ストを掛けることなくインバータ電源ユニットの欠点を
解消することができる。
多数のインバータを同時に動作させる電源装置におい
て、電力源にインバータで発生する高い周波数の電流が
流れることを簡単な構成（位相が異なるインバータを組
み合わせるだけ）により阻止することができるから、コ
ストを掛けることなくインバータ電源ユニットの欠点を
解消することができる。
【００５６】また電力源が交流発電機の場合、発電機に
流れる電流の力率を従来のインバータ電源ユニットの場
合と比較して改善することができるから、発電機の実効
容量を低減させ、小容量の発電機でも充分に負荷を駆動
できるようになり、発電機を軽量化することができる。
よって、特に小型船舶用或いはその他の移動体に搭載す
る電源装置に用いてその効果は大である。
流れる電流の力率を従来のインバータ電源ユニットの場
合と比較して改善することができるから、発電機の実効
容量を低減させ、小容量の発電機でも充分に負荷を駆動
できるようになり、発電機を軽量化することができる。
よって、特に小型船舶用或いはその他の移動体に搭載す
る電源装置に用いてその効果は大である。
【図１】この発明の請求項１及び２で提案するインバー
タの並列運転方法において、並列運転数ＭがＭ＝２の場
合を説明するためのブロック図。
タの並列運転方法において、並列運転数ＭがＭ＝２の場
合を説明するためのブロック図。
【図２】図１に示した実施例の動作を説明するための波
形図。
形図。
【図３】図２と同様の波形図。
【図４】この出願の請求項１及び２で提案したインバー
タの並列運転方法において、並列運転数がＭ＝３の場合
を説明するためのブロック図。
タの並列運転方法において、並列運転数がＭ＝３の場合
を説明するためのブロック図。
【図５】図４に示した並列運転方法の動作を説明するた
めの波形図。
めの波形図。
【図６】図５と同様の波形図。
【図７】この出願の請求項３で提案したインバータ電源
ユニットの実施例を説明するためのブロック図。
ユニットの実施例を説明するためのブロック図。
【図８】この出願の請求項４で提案したインバータ電源
ユニットにおいて並列運転数ＭをＭ＝２とした場合の実
施例を説明するためのブロック図。
ユニットにおいて並列運転数ＭをＭ＝２とした場合の実
施例を説明するためのブロック図。
【図９】この出願の請求項４で提案したインバータ電源
ユニットにおいて並列運転数ＭをＭ＝３とした場合の実
施例を説明するためのブロック図。
ユニットにおいて並列運転数ＭをＭ＝３とした場合の実
施例を説明するためのブロック図。
【図１０】この出願の請求項５で提案したインバータ電
源ユニットの実施例を説明するためのブロック図。
源ユニットの実施例を説明するためのブロック図。
【図１１】図１０に示した実施例の動作を説明するため
の波形図。
の波形図。
【図１２】この出願の請求項６で提案したインバータ電
源ユニットにおいて並列運転数ＭをＭ＝２とした場合の
実施例を説明するためのブロック図。
源ユニットにおいて並列運転数ＭをＭ＝２とした場合の
実施例を説明するためのブロック図。
【図１３】この出願の請求項６で提案したインバータ電
源ユニットにおいて並列運転数ＭをＭ＝３とした場合の
実施例を説明するためのブロック図。
源ユニットにおいて並列運転数ＭをＭ＝３とした場合の
実施例を説明するためのブロック図。
【図１４】従来の技術を説明するための接続図。
【図１５】この発明によるインバータ電源ユニットに用
いる駆動信号発生手段の変形実施例を説明するためのブ
ロック図。
いる駆動信号発生手段の変形実施例を説明するためのブ
ロック図。
【図１６】従来のインバータ電源ユニットの構成を説明
するためのブロック図。
するためのブロック図。
【図１７】図１６に示したインバータ電源ユニットの動
作を説明するための波形図。
作を説明するための波形図。
【図１８】図１６に示した従来のインバータ電源ユニッ
トの動作を説明するための各部の波形図。
トの動作を説明するための各部の波形図。
【図１９】図１６に示した従来のインバータ電源ユニッ
トに用いる駆動信号発生手段の一例を説明するためのブ
ロック図。
トに用いる駆動信号発生手段の一例を説明するためのブ
ロック図。
【図２０】従来のインバータ電源ユニットの不都合を解
消する一つの方法を説明するためのブロック図。
消する一つの方法を説明するためのブロック図。
１０ インバータ電源ユニット Ｇ 交流発電機 Ｅ 直流電力源 ＴINAC 交流受電端子 ＴOUT 送電端子 ＲＥＣ 整流回路 Ｗ 平滑回路 ＩＮＶ インバータ Ｔ 昇圧トランス Ｆ フィルタ ＳＴ 起動回路 ＯＳ 駆動信号発生手段 ＤＹ１ ９０°遅相量を持つ遅延回路 ＤＹ２ １２０°遅相量を持つ遅延回路 ＤＹ３ ２４０°遅相量を持つ遅延回路 １１ 位相設定手段 １１Ａ，１１Ｂ 切替スイッチ
Claims (7)
- 【請求項１】 共通の電力源から複数のインバータに電
力を供給し、各インバータのそれぞれにより商用周波数
より高い周波数の交流電力を発生させ、この交流電力を
それぞれ負荷に供給し、各負荷を動作させるインバータ
を用いた電源装置において、 各インバータの駆動位相をずらし、上記電力源に流れる
電流の瞬時値を平均化することを特徴とするインバータ
の並列運転方法。 - 【請求項２】 請求項１記載のインバータの並列運転方
法において、 上記インバータの数をＭ・Ｎ（Ｍは２以上の正の整数、
Ｎは１以上の正の整数）基とされ、これらＭＮ基のイン
バータをＭ群に分割し、各群のインバータをそれぞれ３
６０°／Ｍ又は１８０°／Ｍずつ位相差を持たせて動作
させることを特徴とするインバータの並列運転方法。 - 【請求項３】 Ａ．商用周波数を持つ交流電力を受電す
る交流電力受電端子と、 Ｂ．この交流電力受電端子に受電した交流電力を整流す
る全波整流回路と、 Ｃ．この全波整流回路で整流した整流電力を平滑する平
滑回路と、 Ｄ．この平滑回路で平滑した直流電力を上記交流電力受
電端子に受電した交流電力より高い周波数の交流電力に
変換するインバータと、 Ｅ．このインバータの変換出力を負荷に供給するための
送電端子と、 Ｆ．上記インバータに駆動信号を供給する駆動信号発生
手段と、 Ｇ．この駆動信号発生手段の駆動位相を基準位相又はそ
の他の位相に設定する位相設定手段と、 を具備して構成したことを特徴とするインバータ電源ユ
ニット。 - 【請求項４】 Ａ．商用周波数を持つ交流電力を受電す
る交流電力受電端子と、 Ｂ．この交流電力受電端子に受電した交流電力を整流す
る全波整流回路と、 Ｃ．この全波整流回路で整流した整流電力を平滑する平
滑回路と、 Ｄ．この平滑回路で平滑した直流電力を上記交流電力受
電端子に受電した交流電力より高い周波数の交流電力に
変換するＭ基のインバータと、 Ｅ．このＭ基のインバータの各変換出力を負荷に供給す
るためのＭ組の送電端子と、 Ｆ．上記Ｍ基のインバータのそれぞれに、３６０°／Ｍ
又は１８０°／Ｍの位相差を持つ駆動信号を供給するＭ
組の駆動信号発生手段と、 によって構成したことを特徴とするインバータ電源ユニ
ット。 - 【請求項５】 Ａ．直流電力を受電する直流電力受電端
子と、 Ｂ．この直流電力受電端子に受電される直流電力を商用
周波数より高い周波数の交流電力に変換するインバータ
と、 Ｃ．このインバータで変換した交流電力を負荷に供給す
るための送電端子と、 Ｄ．上記直流電力受電端子と上記インバータとの間に挿
入され、上記負荷に供給される負荷電流を平滑する平滑
回路と、 Ｅ．上記インバータに駆動信号を供給する駆動信号発生
手段と、 Ｆ．この駆動信号発生手段の駆動位相を基準位相又はそ
の他の位相設定する位相設定手段と、 によって構成したことを特徴とするインバータ電源ユニ
ット。 - 【請求項６】 Ａ．直流電力を受電する直流電力受電端
子と、 Ｂ．この直流電力受電端子に受電される直流電力を商用
周波数より高い周波数の交流電力に変換するＭ基のイン
バータと、 Ｃ．このＭ基のインバータで変換した交流電力を負荷に
供給するためのＭ組の送電端子と、 Ｄ．上記Ｍ基のインバータと上記直流電力受電端子との
間に挿入され、上記負荷のそれぞれに供給される負荷電
流を平滑する平滑回路と、 Ｅ．上記Ｍ基のインバータのそれぞれに３６０°／Ｍ又
は１８０°／Ｍの位相差を持つ駆動信号を供給するＭ組
の駆動信号発生手段と、 によって構成したことを特徴とするインバータ電源ユニ
ット。 - 【請求項７】 請求項３乃至６記載のインバータ電源ユ
ニットの何れかにおいて、上記インバータと送電端子と
の間に放電灯点灯用の昇圧トランスとフィルタ及び放電
灯起動回路とを付加して構成したことを特徴とする放電
灯点灯用インバータ電源ユニット。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17986997A JP3269010B2 (ja) | 1997-02-14 | 1997-07-04 | 放電灯点灯用インバータ電源ユニット |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3084097 | 1997-02-14 | ||
| JP9-30840 | 1997-02-14 | ||
| JP17986997A JP3269010B2 (ja) | 1997-02-14 | 1997-07-04 | 放電灯点灯用インバータ電源ユニット |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10290574A true JPH10290574A (ja) | 1998-10-27 |
| JP3269010B2 JP3269010B2 (ja) | 2002-03-25 |
Family
ID=26369259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17986997A Expired - Fee Related JP3269010B2 (ja) | 1997-02-14 | 1997-07-04 | 放電灯点灯用インバータ電源ユニット |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3269010B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| DE10206395A1 (de) * | 2002-02-15 | 2003-09-04 | Siemens Ag | Reduzierung von Störströmen in einem Verbund synchronisierter, drehzahlveränderbarer elektrischer Antriebe |
| DE102007038434A1 (de) * | 2007-08-16 | 2009-02-26 | Converteam Gmbh | Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Schaltung sowie elektrische Schaltung zur Verminderung von Überspannungen an von Wechselrichtern gespeisten Lasten |
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| US10247764B2 (en) | 2013-07-25 | 2019-04-02 | Daihen Corporation | Method for controlling devices provided with communication function, and device used in implementing the method |
-
1997
- 1997-07-04 JP JP17986997A patent/JP3269010B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US11029345B2 (en) | 2013-07-25 | 2021-06-08 | Daihen Corporation | Method for controlling devices provided with communication function, and device used in implementing the method |
| US11624760B2 (en) | 2013-07-25 | 2023-04-11 | Daihen Corporation | Method for controlling devices provided with communication function, and device used in implementing the method |
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|---|---|
| JP3269010B2 (ja) | 2002-03-25 |
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