JPH06343266A - コンバータの制御回路 - Google Patents
コンバータの制御回路Info
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- JPH06343266A JPH06343266A JP12766493A JP12766493A JPH06343266A JP H06343266 A JPH06343266 A JP H06343266A JP 12766493 A JP12766493 A JP 12766493A JP 12766493 A JP12766493 A JP 12766493A JP H06343266 A JPH06343266 A JP H06343266A
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- transformer
- switch
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Abstract
(57)【要約】
【目的】複数の交流スイッチにより交流入力を直接高周
波数の交流に変換し、変圧器で絶縁後に整流するコンバ
ータの直流出力に含まれる低周波脈動を抑制すること
で、直流出力側に設置するフィルタの容量を低減するこ
とにある。 【構成】交流入力電源に同期した台形波をＰＬＬ回路５
１と台形波信号発生回路６２とで求め、全波整流器５３
と指令値発生回路５４とで得られる全波整流台形波形の
指令値と第１キャリア信号Ｃ1 との比較、又はこの第１
キャリア信号Ｃ1 とは逆位相の第２キャリア信号Ｃ2 と
前記指令値との比較により各相交流スイッチの動作パル
スを得て、入力交流を直接高い周波数の交流に変換して
変圧器９へ与えている。従って変圧器９の２次側に現れ
る整流電圧には低周波脈動は含まれない。
波数の交流に変換し、変圧器で絶縁後に整流するコンバ
ータの直流出力に含まれる低周波脈動を抑制すること
で、直流出力側に設置するフィルタの容量を低減するこ
とにある。 【構成】交流入力電源に同期した台形波をＰＬＬ回路５
１と台形波信号発生回路６２とで求め、全波整流器５３
と指令値発生回路５４とで得られる全波整流台形波形の
指令値と第１キャリア信号Ｃ1 との比較、又はこの第１
キャリア信号Ｃ1 とは逆位相の第２キャリア信号Ｃ2 と
前記指令値との比較により各相交流スイッチの動作パル
スを得て、入力交流を直接高い周波数の交流に変換して
変圧器９へ与えている。従って変圧器９の２次側に現れ
る整流電圧には低周波脈動は含まれない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、交流スイッチを用い
て入力交流を直接高周波数の交流に変換し絶縁した後直
流に変換する構成のコンバータを制御する制御回路に関
する。
て入力交流を直接高周波数の交流に変換し絶縁した後直
流に変換する構成のコンバータを制御する制御回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図３は交流スイッチを用いて入力交流を
直接高周波数の交流に変換し絶縁した後直流に変換する
コンバータの主回路の構成を示した主回路図である。こ
の図３において、トランジスタとダイオードとの逆並列
接続で構成した４組のスイッチング素子２３，２４，２
５及び２６を単相ブリッジ接続し、この単相ブリッジ回
路の直流側にダイオード２１と２２との直列回路を並列
接続してＲ相交流スイッチ２０を構成し、ダイオード２
１と２２との結合点と交流電源２のＲ相とは交流リアク
トル３を介して接続する。同様にスイッチング素子３
３，３４，３５及び３６による単相ブリッジ回路と、ダ
イオード３１，３２の直列回路との並列接続でＳ相交流
スイッチ３０を構成し、ダイオード３１と３２との結合
点と交流電源２のＳ相とを交流リアクトル４を介して接
続する。更にスイッチング素子４３，４４，４５及び４
６による単相ブリッジ回路と、ダイオード４１，４２の
直列回路との並列接続でＴ相交流スイッチ４０を構成
し、ダイオード４１と４２との結合点と交流電源２のＴ
相とを交流リアクトル５を介して接続する。
直接高周波数の交流に変換し絶縁した後直流に変換する
コンバータの主回路の構成を示した主回路図である。こ
の図３において、トランジスタとダイオードとの逆並列
接続で構成した４組のスイッチング素子２３，２４，２
５及び２６を単相ブリッジ接続し、この単相ブリッジ回
路の直流側にダイオード２１と２２との直列回路を並列
接続してＲ相交流スイッチ２０を構成し、ダイオード２
１と２２との結合点と交流電源２のＲ相とは交流リアク
トル３を介して接続する。同様にスイッチング素子３
３，３４，３５及び３６による単相ブリッジ回路と、ダ
イオード３１，３２の直列回路との並列接続でＳ相交流
スイッチ３０を構成し、ダイオード３１と３２との結合
点と交流電源２のＳ相とを交流リアクトル４を介して接
続する。更にスイッチング素子４３，４４，４５及び４
６による単相ブリッジ回路と、ダイオード４１，４２の
直列回路との並列接続でＴ相交流スイッチ４０を構成
し、ダイオード４１と４２との結合点と交流電源２のＴ
相とを交流リアクトル５を介して接続する。
【０００３】これら各相交流スイッチ２０，３０及び４
０を構成している各単相ブリッジ回路の第１相交流側端
子同士を共通に結合して変圧器９の１次側巻線の一端に
接続し、且つ各単相ブリッジ回路の第２相交流側端子同
士を共通に結合して前記変圧器９の１次側巻線の他端に
接続する。更にこの変圧器９の２次側巻線には整流器１
０を接続する。かくして交流電源２からの交流を直流に
変換するコンバータが構成される。このコンバータの直
流出力側には、直流リアクトル１５を介して負荷１６を
接続する。なお、６，７及び８はコンデンサである。
０を構成している各単相ブリッジ回路の第１相交流側端
子同士を共通に結合して変圧器９の１次側巻線の一端に
接続し、且つ各単相ブリッジ回路の第２相交流側端子同
士を共通に結合して前記変圧器９の１次側巻線の他端に
接続する。更にこの変圧器９の２次側巻線には整流器１
０を接続する。かくして交流電源２からの交流を直流に
変換するコンバータが構成される。このコンバータの直
流出力側には、直流リアクトル１５を介して負荷１６を
接続する。なお、６，７及び８はコンデンサである。
【０００４】前述した構成のコンバータで、Ｒ相交流ス
イッチ２０を構成している４組のスイッチング素子２
３，２４，２５及び２６と、Ｓ相交流スイッチ３０を構
成している４組のスイッチング素子３３，３４，３５及
び３６と、Ｔ相交流スイッチ４０を構成している４組の
スイッチング素子４３，４４，４５及び４６とを順次オ
ン・オフ動作させることにより、交流電源２からの交流
電力は直接高い周波数の交流電力に変換され、変圧器９
と整流器１０とで絶縁・整流されて、負荷１６へ直流電
力を供給するのであるが、図３に図示のコンバータは、
本出願人の出願である特願平４−２２８９９７号に記載
されているので、その動作の詳細な説明は省略する。
イッチ２０を構成している４組のスイッチング素子２
３，２４，２５及び２６と、Ｓ相交流スイッチ３０を構
成している４組のスイッチング素子３３，３４，３５及
び３６と、Ｔ相交流スイッチ４０を構成している４組の
スイッチング素子４３，４４，４５及び４６とを順次オ
ン・オフ動作させることにより、交流電源２からの交流
電力は直接高い周波数の交流電力に変換され、変圧器９
と整流器１０とで絶縁・整流されて、負荷１６へ直流電
力を供給するのであるが、図３に図示のコンバータは、
本出願人の出願である特願平４−２２８９９７号に記載
されているので、その動作の詳細な説明は省略する。
【０００５】図４は図３の主回路図に図示しているコン
バータ１相分の交流スイッチを制御する制御回路の従来
例を示した回路図であって、Ｒ相交流スイッチ２０を制
御する場合を示している。図４において、ＰＬＬ回路５
１は交流電源２のＲ相電圧を入力して、このＲ相電圧に
同期した発振出力を正弦波信号発生回路５２へ与えるの
で、正弦波信号発生回路５２はその内部に設けた記憶装
置に格納していた正弦波データを読み出すことでＲ相電
源電圧に同期した正弦波信号を出力するが、この正弦波
信号は全波整流器５３で全波整流される。指令値発生回
路５４はこの全波整流正弦波信号と直流出力電圧設定器
５７が設定する直流出力電圧指令値とを入力して、当該
コンバータの直流出力電圧に比例した値に調整された全
波整流正弦波形のＲ相指令値を出力する。
バータ１相分の交流スイッチを制御する制御回路の従来
例を示した回路図であって、Ｒ相交流スイッチ２０を制
御する場合を示している。図４において、ＰＬＬ回路５
１は交流電源２のＲ相電圧を入力して、このＲ相電圧に
同期した発振出力を正弦波信号発生回路５２へ与えるの
で、正弦波信号発生回路５２はその内部に設けた記憶装
置に格納していた正弦波データを読み出すことでＲ相電
源電圧に同期した正弦波信号を出力するが、この正弦波
信号は全波整流器５３で全波整流される。指令値発生回
路５４はこの全波整流正弦波信号と直流出力電圧設定器
５７が設定する直流出力電圧指令値とを入力して、当該
コンバータの直流出力電圧に比例した値に調整された全
波整流正弦波形のＲ相指令値を出力する。
【０００６】キャリア信号発生回路５８は前述のＲ相指
令値の周波数よりも十分に周波数が高い３角波形の第１
キャリア信号Ｃ1 と、この第１キャリア信号Ｃ1 とは反
対位相の第２キャリア信号Ｃ2 とを出力しており、比較
回路５５はＲ相指令値と第１キャリア信号Ｃ1 との比
較、或いはＲ相指令値と第２キャリア信号Ｃ2 との比較
によりパルス幅変調パターン（以下ではＰＷＭパターン
と略記する）をパルス分配回路５６へ出力するのである
が、比較回路５５での比較動作は下記の表１又は表２に
記載の要領でなされる。
令値の周波数よりも十分に周波数が高い３角波形の第１
キャリア信号Ｃ1 と、この第１キャリア信号Ｃ1 とは反
対位相の第２キャリア信号Ｃ2 とを出力しており、比較
回路５５はＲ相指令値と第１キャリア信号Ｃ1 との比
較、或いはＲ相指令値と第２キャリア信号Ｃ2 との比較
によりパルス幅変調パターン（以下ではＰＷＭパターン
と略記する）をパルス分配回路５６へ出力するのである
が、比較回路５５での比較動作は下記の表１又は表２に
記載の要領でなされる。
【０００７】
【表１】
【０００８】
【表２】 一方、高周波変圧器極性信号発生回路５９はキャリア信
号発生回路５８が出力する第１キャリア信号Ｃ1 を入力
して、この第１キャリア信号Ｃ1 が増加する期間は論理
Ｈ信号（正極性に対応する）を出力し、第１キャリア信
号Ｃ1 が減少する期間は論理Ｌ信号（負極性に対応す
る）を出力する。パルス分配回路５６はこれらＰＷＭパ
ターンと高周波変圧器極性信号とを入力して両者の論理
演算を行って、Ｒ相交流スイッチ２０の動作信号を出力
する。同様の操作をＳ相とＴ相についても行うことて、
Ｓ相交流スイッチ３０並びにＴ相交流スイッチ４０の動
作信号が得られる。このようにして得られた動作信号で
各相交流スイッチをオン・オフ動作させることにより、
電源からの交流入力電流を電源電圧と同相（即ち力率
１）にすることができる。
号発生回路５８が出力する第１キャリア信号Ｃ1 を入力
して、この第１キャリア信号Ｃ1 が増加する期間は論理
Ｈ信号（正極性に対応する）を出力し、第１キャリア信
号Ｃ1 が減少する期間は論理Ｌ信号（負極性に対応す
る）を出力する。パルス分配回路５６はこれらＰＷＭパ
ターンと高周波変圧器極性信号とを入力して両者の論理
演算を行って、Ｒ相交流スイッチ２０の動作信号を出力
する。同様の操作をＳ相とＴ相についても行うことて、
Ｓ相交流スイッチ３０並びにＴ相交流スイッチ４０の動
作信号が得られる。このようにして得られた動作信号で
各相交流スイッチをオン・オフ動作させることにより、
電源からの交流入力電流を電源電圧と同相（即ち力率
１）にすることができる。
【０００９】図５は図４に図示の従来例制御回路で図３
のコンバータを制御したときの各部の動作を示した動作
波形図であって、図５はＲ相電源の電圧と電流の変
化、図５は比較回路５５へ入力するＲ相指令値と第１
キャリア信号Ｃ1 と第２キャリア信号Ｃ2 の変化（Ｓ相
指令値とＴ相指令値も記載）、図５は高周波変圧器極
性信号発生回路５９が出力する高周波変圧器極性信号の
変化、図５は比較回路５５が出力するＲ相ＰＷＭパタ
ーンの変化、図５はパルス分配回路５６が出力するＲ
相交流スイッチ信号の変化、図５はＳ相交流スイッチ
信号の変化、図５はＴ相交流スイッチ信号の変化、図
５は整流器１０が出力する直流電圧波形、図５は直
流リアクトル１５を流れる直流出力電流波形、をそれぞ
れが表している。ここで図５に図示の各相交流ス
イッチ信号で、右上から左下への斜線で示したパルスは
単相ブリッジ回路の第１相正極側スイッチ素子（２３，
３３，４３）の動作パルスであり、白抜きで示したパル
スは第２相正極側スイッチ素子（２４，３４，４４）の
動作パルス、左上から右下への斜線で示したパルスは第
１相負極側スイッチ素子（２５，３５，４５）の動作パ
ルス、横線で示したパルスは第２相負極側スイッチ素子
（２６，３６，４６）の動作パルスをそれぞれが表して
いる。
のコンバータを制御したときの各部の動作を示した動作
波形図であって、図５はＲ相電源の電圧と電流の変
化、図５は比較回路５５へ入力するＲ相指令値と第１
キャリア信号Ｃ1 と第２キャリア信号Ｃ2 の変化（Ｓ相
指令値とＴ相指令値も記載）、図５は高周波変圧器極
性信号発生回路５９が出力する高周波変圧器極性信号の
変化、図５は比較回路５５が出力するＲ相ＰＷＭパタ
ーンの変化、図５はパルス分配回路５６が出力するＲ
相交流スイッチ信号の変化、図５はＳ相交流スイッチ
信号の変化、図５はＴ相交流スイッチ信号の変化、図
５は整流器１０が出力する直流電圧波形、図５は直
流リアクトル１５を流れる直流出力電流波形、をそれぞ
れが表している。ここで図５に図示の各相交流ス
イッチ信号で、右上から左下への斜線で示したパルスは
単相ブリッジ回路の第１相正極側スイッチ素子（２３，
３３，４３）の動作パルスであり、白抜きで示したパル
スは第２相正極側スイッチ素子（２４，３４，４４）の
動作パルス、左上から右下への斜線で示したパルスは第
１相負極側スイッチ素子（２５，３５，４５）の動作パ
ルス、横線で示したパルスは第２相負極側スイッチ素子
（２６，３６，４６）の動作パルスをそれぞれが表して
いる。
【００１０】例えは、図５の区間Ｂにおいて、Ｒ相交流
スイッチ２０のスイッチ素子２３とＳ相交流スイッチ３
０のスイッチ素子３６とをオンにすると、Ｒ相電源→交
流リアクトル３→ダイオード２１→スイッチ素子２３→
変圧器９→スイッチ素子３６→ダイオード３２→交流リ
アクトル４→Ｓ相電源の経路で、変圧器９へはＲ相とＳ
相の線間電圧の一部が印加される。また、同じ区間Ｂで
Ｒ相交流スイッチ２０のスイッチ素子２４とＴ相交流ス
イッチ４０のスイッチ素子４５とをオンにすると、Ｒ相
電源→交流リアクトル３→ダイオード２１→スイッチ素
子２４→変圧器９→スイッチ素子４５→ダイオード４２
→交流リアクトル５→Ｔ相電源の経路で、Ｒ相とＴ相の
線間電圧の一部が印加される。
スイッチ２０のスイッチ素子２３とＳ相交流スイッチ３
０のスイッチ素子３６とをオンにすると、Ｒ相電源→交
流リアクトル３→ダイオード２１→スイッチ素子２３→
変圧器９→スイッチ素子３６→ダイオード３２→交流リ
アクトル４→Ｓ相電源の経路で、変圧器９へはＲ相とＳ
相の線間電圧の一部が印加される。また、同じ区間Ｂで
Ｒ相交流スイッチ２０のスイッチ素子２４とＴ相交流ス
イッチ４０のスイッチ素子４５とをオンにすると、Ｒ相
電源→交流リアクトル３→ダイオード２１→スイッチ素
子２４→変圧器９→スイッチ素子４５→ダイオード４２
→交流リアクトル５→Ｔ相電源の経路で、Ｒ相とＴ相の
線間電圧の一部が印加される。
【００１１】このような動作の繰り返しで変圧器９の１
次側には高い周波数の交流が発生する。変圧器９の２次
側からこの交流を取り出して整流器１０で全波整流すれ
ば、図５に図示の波形となる。この波形にある脈動を
直流リアクトル１５で低減して直流出力を得ている。
次側には高い周波数の交流が発生する。変圧器９の２次
側からこの交流を取り出して整流器１０で全波整流すれ
ば、図５に図示の波形となる。この波形にある脈動を
直流リアクトル１５で低減して直流出力を得ている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】図３の主回路図に図示
の構成のコンバータを図４に図示の従来例制御回路で制
御するとき、交流入力電源電圧の全波整流波形に含まれ
ている低周波の脈動が変圧器９に印加される電圧波形に
も含まれることになる。この低周波の脈動は３相の場合
は電源周波数の６倍の周波数となる。そのため、直流リ
アクトル１５に流れる電流にも低周波脈動が発生（図５
参照）するが、この低周波脈動はノイズの発生原因と
なって機器の誤動作を招く恐れがあるし、電動機を駆動
する場合はトルクリップルを生じるなど、各種の不具合
を招く。そこで直流出力側にフィルタを設けてこの低周
波脈動を抑制するのであるが、無害な程度まで低周波脈
動を抑制するには直流リアクトル１５を大容量にしなけ
ればならない。また直流リアクトル１５の容量を増大さ
せたくなければ、直流出力の正負極間に大容量の平滑コ
ンデンサを設けねばならないので、いずれにしても部品
点数が増加し、且つ装置が大形化する欠点がある。
の構成のコンバータを図４に図示の従来例制御回路で制
御するとき、交流入力電源電圧の全波整流波形に含まれ
ている低周波の脈動が変圧器９に印加される電圧波形に
も含まれることになる。この低周波の脈動は３相の場合
は電源周波数の６倍の周波数となる。そのため、直流リ
アクトル１５に流れる電流にも低周波脈動が発生（図５
参照）するが、この低周波脈動はノイズの発生原因と
なって機器の誤動作を招く恐れがあるし、電動機を駆動
する場合はトルクリップルを生じるなど、各種の不具合
を招く。そこで直流出力側にフィルタを設けてこの低周
波脈動を抑制するのであるが、無害な程度まで低周波脈
動を抑制するには直流リアクトル１５を大容量にしなけ
ればならない。また直流リアクトル１５の容量を増大さ
せたくなければ、直流出力の正負極間に大容量の平滑コ
ンデンサを設けねばならないので、いずれにしても部品
点数が増加し、且つ装置が大形化する欠点がある。
【００１３】そこでこの発明の目的は、複数の交流スイ
ッチにより交流入力を直接高周波数の交流に変換し、変
圧器で絶縁後に整流するコンバータの直流出力に含まれ
る低周波脈動を抑制することで、直流出力側に設置する
フィルタの容量を低減することにある。
ッチにより交流入力を直接高周波数の交流に変換し、変
圧器で絶縁後に整流するコンバータの直流出力に含まれ
る低周波脈動を抑制することで、直流出力側に設置する
フィルタの容量を低減することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めにこの発明のコンバータの制御回路は、４個のスイッ
チング素子の単相ブリッジ接続で形成した単相ブリッジ
回路の直流側に、２個のダイオードの直列回路を並列に
接続して交流スイッチを形成し、複数の当該交流スイッ
チの前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続
点と多相交流電源の各相とを別個の交流リアクトルを介
して接続し、前記各単相ブリッジ回路の第１相同士を共
通に結合して変圧器入力巻線の一端に接続し、前記各単
相ブリッジ回路の第２相同士を共通に結合して前記変圧
器入力巻線の他端に接続し、この変圧器の出力巻線には
整流手段を接続して交流を直流に変換するコンバータを
構成し、前記交流スイッチへ入力する交流電圧と同相の
正弦波信号を発生する正弦波信号発生手段と、この正弦
波信号を全波整流する全波整流手段と、この全波整流信
号の振幅を当該コンバータの直流出力電圧に比例するよ
う調節した指令値にして出力する指令値発生手段と、こ
の指令値よりも高い周波数で相互に位相が反転している
２つのキャリア信号を出力するキャリア信号発生手段
と、このキャリア信号から前記変圧器の極性を決定する
高周波変圧器極性信号発生手段と、前記キャリア信号と
前記指令値との大小関係を比較する比較手段と、この比
較手段の出力と前記高周波変圧器極性信号発生手段の出
力との論理演算結果に従って交流スイッチを構成してい
る単相ブリッジ回路の各スイッチング素子をオン・オフ
動作させるパルス分配手段とを、前記各交流スイッチに
別個に備えているコンバータの制御回路において、前記
各交流スイッチへ入力する交流電圧と同相の台形波信号
を発生する台形波信号発生手段を別個に備え、この台形
波信号を前記正弦波信号の代わりに全波整流手段で整流
するものとする。
めにこの発明のコンバータの制御回路は、４個のスイッ
チング素子の単相ブリッジ接続で形成した単相ブリッジ
回路の直流側に、２個のダイオードの直列回路を並列に
接続して交流スイッチを形成し、複数の当該交流スイッ
チの前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続
点と多相交流電源の各相とを別個の交流リアクトルを介
して接続し、前記各単相ブリッジ回路の第１相同士を共
通に結合して変圧器入力巻線の一端に接続し、前記各単
相ブリッジ回路の第２相同士を共通に結合して前記変圧
器入力巻線の他端に接続し、この変圧器の出力巻線には
整流手段を接続して交流を直流に変換するコンバータを
構成し、前記交流スイッチへ入力する交流電圧と同相の
正弦波信号を発生する正弦波信号発生手段と、この正弦
波信号を全波整流する全波整流手段と、この全波整流信
号の振幅を当該コンバータの直流出力電圧に比例するよ
う調節した指令値にして出力する指令値発生手段と、こ
の指令値よりも高い周波数で相互に位相が反転している
２つのキャリア信号を出力するキャリア信号発生手段
と、このキャリア信号から前記変圧器の極性を決定する
高周波変圧器極性信号発生手段と、前記キャリア信号と
前記指令値との大小関係を比較する比較手段と、この比
較手段の出力と前記高周波変圧器極性信号発生手段の出
力との論理演算結果に従って交流スイッチを構成してい
る単相ブリッジ回路の各スイッチング素子をオン・オフ
動作させるパルス分配手段とを、前記各交流スイッチに
別個に備えているコンバータの制御回路において、前記
各交流スイッチへ入力する交流電圧と同相の台形波信号
を発生する台形波信号発生手段を別個に備え、この台形
波信号を前記正弦波信号の代わりに全波整流手段で整流
するものとする。
【００１５】
【作用】従来は、交流入力電源に同期した正弦波を求
め、この正弦波の全波整流波形を指令値にして、この指
令値よりも高い周波数の第１キャリア信号と前記指令値
との比較から、或いは第１キャリア信号とは位相が反転
している第２キャリア信号と前記指令値との比較から、
交流スイッチをオン・オフするパルス信号を求めてい
た。そのために変圧器の２次側に現れる電圧波形には交
流入力の全波整流波形に含まれている低周波の脈動（３
相回路の場合は電源周波数の６倍の周波数の脈動）が存
在し、この低周波脈動を除去するのに大容量のフィルタ
が必要であったが、本発明では、交流入力電源に同期し
た台形波を求め、この台形波の全波整流波形を指令値に
して、第１キャリア信号またはこれと位相が反転してい
る第２キャリア信号とこの指令値とを比較し、これらの
比較結果にしたがって交流スイッチをオン・オフ制御す
ることにより、変圧器の２次側に現れる電圧波形に低周
波脈動が現れないようにしている。
め、この正弦波の全波整流波形を指令値にして、この指
令値よりも高い周波数の第１キャリア信号と前記指令値
との比較から、或いは第１キャリア信号とは位相が反転
している第２キャリア信号と前記指令値との比較から、
交流スイッチをオン・オフするパルス信号を求めてい
た。そのために変圧器の２次側に現れる電圧波形には交
流入力の全波整流波形に含まれている低周波の脈動（３
相回路の場合は電源周波数の６倍の周波数の脈動）が存
在し、この低周波脈動を除去するのに大容量のフィルタ
が必要であったが、本発明では、交流入力電源に同期し
た台形波を求め、この台形波の全波整流波形を指令値に
して、第１キャリア信号またはこれと位相が反転してい
る第２キャリア信号とこの指令値とを比較し、これらの
比較結果にしたがって交流スイッチをオン・オフ制御す
ることにより、変圧器の２次側に現れる電圧波形に低周
波脈動が現れないようにしている。
【００１６】
【実施例】図１は本発明の実施例を表した回路図であっ
て、図３で記述のコンバータを制御する制御回路の１相
分（Ｒ相）を示している。図１の実施例回路では、ＰＬ
Ｌ回路５１が交流電源２のＲ相電圧を入力して、このＲ
相電圧に同期した発振出力を台形波信号発生回路６２へ
与えるので、台形波信号発生回路６２はその内部に設け
た記憶装置に格納していた台形波データを読み出すこと
で、Ｒ相電源電圧に同期した台形波信号を出力するとこ
ろが図４で既述の従来例回路とは異なっているが、これ
以外の全波整流器５３，指令値発生回路５４，比較回路
５５，パルス分配回路５６，直流出力電圧設定器５７，
キャリア信号発生回路５８，及び高周波変圧器極性信号
発生回路５９の名称・用途・機能は、図４で既述の従来
例回路と同じであるし、比較回路５５における台形波形
のＲ相指令値と第１キャリア信号Ｃ1 との比較動作、或
いは台形波形のＲ相指令値と第２キャリア信号Ｃ2 との
比較動作は、前述した表１又は表２に記載の要領でなさ
れる。従ってこれらの説明は省略する。
て、図３で記述のコンバータを制御する制御回路の１相
分（Ｒ相）を示している。図１の実施例回路では、ＰＬ
Ｌ回路５１が交流電源２のＲ相電圧を入力して、このＲ
相電圧に同期した発振出力を台形波信号発生回路６２へ
与えるので、台形波信号発生回路６２はその内部に設け
た記憶装置に格納していた台形波データを読み出すこと
で、Ｒ相電源電圧に同期した台形波信号を出力するとこ
ろが図４で既述の従来例回路とは異なっているが、これ
以外の全波整流器５３，指令値発生回路５４，比較回路
５５，パルス分配回路５６，直流出力電圧設定器５７，
キャリア信号発生回路５８，及び高周波変圧器極性信号
発生回路５９の名称・用途・機能は、図４で既述の従来
例回路と同じであるし、比較回路５５における台形波形
のＲ相指令値と第１キャリア信号Ｃ1 との比較動作、或
いは台形波形のＲ相指令値と第２キャリア信号Ｃ2 との
比較動作は、前述した表１又は表２に記載の要領でなさ
れる。従ってこれらの説明は省略する。
【００１７】図２は図１に図示の実施例回路で図３のコ
ンバータを制御したときの各部の動作を示した動作波形
図であって、図２はＲ相電源の電圧と電流の変化、図
２は比較回路５５へ入力するＲ相指令値と第１キャリ
ア信号Ｃ1 と第２キャリア信号Ｃ2 の変化（Ｓ相指令値
とＴ相指令値も記載）、図２は高周波変圧器極性信号
発生回路５９が出力する高周波変圧器極性信号の変化、
図２は比較回路５５が出力するＲ相ＰＷＭパターンの
変化、図２はパルス分配回路５６が出力するＲ相交流
スイッチ信号の変化、図２はＳ相交流スイッチ信号の
変化、図２はＴ相交流スイッチ信号の変化、図２は
整流器１０が出力する直流電圧波形、図２は直流リア
クトル１５を流れる直流出力電流波形、をそれぞれが表
しているのは、前述した図５の場合と同じである。更
に、図２に図示の各相交流スイッチ信号で、右上
から左下への斜線で示したパルスは単相ブリッジ回路の
第１相正極側スイッチ素子（２３，３３，４３）の動作
パルス、白抜きで示したパルスは第２相正極側スイッチ
素子（２４，３４，４４）の動作パルス、左上から右下
への斜線で示したパルスは第１相負極側スイッチ素子
（２５，３５，４５）の動作パルス、横線で示したパル
スは第２相負極側スイッチ素子（２６，３６，４６）の
動作パルスをそれぞれが表しているのも、図５で既述の
従来例動作波形図の場合と同じである。
ンバータを制御したときの各部の動作を示した動作波形
図であって、図２はＲ相電源の電圧と電流の変化、図
２は比較回路５５へ入力するＲ相指令値と第１キャリ
ア信号Ｃ1 と第２キャリア信号Ｃ2 の変化（Ｓ相指令値
とＴ相指令値も記載）、図２は高周波変圧器極性信号
発生回路５９が出力する高周波変圧器極性信号の変化、
図２は比較回路５５が出力するＲ相ＰＷＭパターンの
変化、図２はパルス分配回路５６が出力するＲ相交流
スイッチ信号の変化、図２はＳ相交流スイッチ信号の
変化、図２はＴ相交流スイッチ信号の変化、図２は
整流器１０が出力する直流電圧波形、図２は直流リア
クトル１５を流れる直流出力電流波形、をそれぞれが表
しているのは、前述した図５の場合と同じである。更
に、図２に図示の各相交流スイッチ信号で、右上
から左下への斜線で示したパルスは単相ブリッジ回路の
第１相正極側スイッチ素子（２３，３３，４３）の動作
パルス、白抜きで示したパルスは第２相正極側スイッチ
素子（２４，３４，４４）の動作パルス、左上から右下
への斜線で示したパルスは第１相負極側スイッチ素子
（２５，３５，４５）の動作パルス、横線で示したパル
スは第２相負極側スイッチ素子（２６，３６，４６）の
動作パルスをそれぞれが表しているのも、図５で既述の
従来例動作波形図の場合と同じである。
【００１８】この図２で明らかなように、比較回路５５
へ入力する各相指令値は台形波となっている（図２参
照）点が従来例回路の場合とは異なっている。この台形
波形指令値と第１キャリア信号Ｃ1 、又は台形波形指令
値と第２キャリア信号Ｃ2 との比較を行う（比較の要領
は表１または表２による）ことで各相のＰＷＭパターン
が得られ、このＰＷＭパターンと高周波変圧器極性信号
との論理演算によりＲ相交流スイッチ信号，Ｓ相交流ス
イッチ信号，及びＴ相交流スイッチ信号（図２参
照）が得られる。この信号で各相交流スイッチをオン・
オフ動作させると、変圧器９の１次側には高い周波数の
交流が発生する。変圧器９の２次側からこの交流を取り
出して整流器１０で全波整流すれば、図２に図示の波
形となるが、この波形には低周波の脈動は存在しない。
従って直流リアクトル１５を介して得られる直流出力電
流にも低周波脈動は含まれない（図２参照）。
へ入力する各相指令値は台形波となっている（図２参
照）点が従来例回路の場合とは異なっている。この台形
波形指令値と第１キャリア信号Ｃ1 、又は台形波形指令
値と第２キャリア信号Ｃ2 との比較を行う（比較の要領
は表１または表２による）ことで各相のＰＷＭパターン
が得られ、このＰＷＭパターンと高周波変圧器極性信号
との論理演算によりＲ相交流スイッチ信号，Ｓ相交流ス
イッチ信号，及びＴ相交流スイッチ信号（図２参
照）が得られる。この信号で各相交流スイッチをオン・
オフ動作させると、変圧器９の１次側には高い周波数の
交流が発生する。変圧器９の２次側からこの交流を取り
出して整流器１０で全波整流すれば、図２に図示の波
形となるが、この波形には低周波の脈動は存在しない。
従って直流リアクトル１５を介して得られる直流出力電
流にも低周波脈動は含まれない（図２参照）。
【００１９】
【発明の効果】従来のコンバータの各相交流スイッチの
オン・オフ動作は、正弦波形の指令値とキャリア信号と
の比較から得られるパルス信号によっていたが、本発明
では交流スイッチのオン・オフを決める際に使用する各
相の指令値を台形波形にすることにより、当該コンバー
タへ入力する交流電圧が台形波形の場合と同じ効果が得
られる。即ち台形波形を全波整流した場合は、正弦波形
の全波整流とは異なって低周波の脈動は現れない。従っ
て変圧器２次側整流電圧波形では低周波脈動が除去され
る。その結果、従来のコンバータに比べて直流出力フィ
ルタに使用する直流リアクトルを小容量にすることがで
きるし、直流出力の正負極間に接続する平滑コンデンサ
も省略することができる。よってこのコンバータの部品
点数を減少させ、且つ装置の小形化・軽量化を実現でき
る効果が得られる。
オン・オフ動作は、正弦波形の指令値とキャリア信号と
の比較から得られるパルス信号によっていたが、本発明
では交流スイッチのオン・オフを決める際に使用する各
相の指令値を台形波形にすることにより、当該コンバー
タへ入力する交流電圧が台形波形の場合と同じ効果が得
られる。即ち台形波形を全波整流した場合は、正弦波形
の全波整流とは異なって低周波の脈動は現れない。従っ
て変圧器２次側整流電圧波形では低周波脈動が除去され
る。その結果、従来のコンバータに比べて直流出力フィ
ルタに使用する直流リアクトルを小容量にすることがで
きるし、直流出力の正負極間に接続する平滑コンデンサ
も省略することができる。よってこのコンバータの部品
点数を減少させ、且つ装置の小形化・軽量化を実現でき
る効果が得られる。
【図１】本発明の実施例を表した回路図
【図２】図１に図示の実施例回路で図３のコンバータを
制御したときの各部の動作を示した動作波形図
制御したときの各部の動作を示した動作波形図
【図３】交流スイッチを用いて入力交流を直接高周波数
の交流に変換し絶縁した後直流に変換するコンバータの
主回路の構成を示した主回路図
の交流に変換し絶縁した後直流に変換するコンバータの
主回路の構成を示した主回路図
【図４】図３の主回路図に図示しているコンバータ１相
分の交流スイッチを制御する制御回路の従来例を示した
回路図
分の交流スイッチを制御する制御回路の従来例を示した
回路図
【図５】図４に図示の従来例制御回路で図３のコンバー
タを制御したときの各部の動作を示した動作波形図
タを制御したときの各部の動作を示した動作波形図
２ 交流電源 ３〜５ 交流リアクトル ９ 変圧器 １０ 整流器 １５ 直流リアクトル １６ 負荷 ２０ Ｒ相交流スイッチ ２３〜２６ スイッチ素子 ３０ Ｓ相交流スイッチ ３３〜３６ スイッチ素子 ４０ Ｔ相交流スイッチ ４３〜４６ スイッチ素子 ５１ ＰＬＬ回路 ５２ 正弦波信号発生回路 ５３ 全波整流器 ５４ 指令値発生回路 ５５ 比較回路 ５６ パルス分配回路 ５７ 直流出力電圧設定器 ５８ キャリア信号発生回路 ５９ 高周波変圧器極性信号発生回路 ６２ 台形波信号発生回路 Ｃ1 第１キャリア信号 Ｃ2 第２キャリア信号
Claims (1)
- 【請求項１】４個のスイッチング素子の単相ブリッジ接
続で形成した単相ブリッジ回路の直流側に、２個のダイ
オードの直列回路を並列に接続して交流スイッチを形成
し、複数の当該交流スイッチの前記ダイオード直列回路
のダイオード同士の各接続点と多相交流電源の各相とを
別個の交流リアクトルを介して接続し、前記各単相ブリ
ッジ回路の第１相同士を共通に結合して変圧器入力巻線
の一端に接続し、前記各単相ブリッジ回路の第２相同士
を共通に結合して前記変圧器入力巻線の他端に接続し、
この変圧器の出力巻線には整流手段を接続して交流を直
流に変換するコンバータを構成し、前記交流スイッチへ
入力する交流電圧と同相の正弦波信号を発生する正弦波
信号発生手段と、この正弦波信号を全波整流する全波整
流手段と、この全波整流信号の振幅を当該コンバータの
直流出力電圧に比例するよう調節した指令値にして出力
する指令値発生手段と、この指令値よりも高い周波数で
相互に位相が反転している２つのキャリア信号を出力す
るキャリア信号発生手段と、このキャリア信号から前記
変圧器の極性を決定する高周波変圧器極性信号発生手段
と、前記キャリア信号と前記指令値との大小関係を比較
する比較手段と、この比較手段の出力と前記高周波変圧
器極性信号発生手段の出力との論理演算結果に従って交
流スイッチを構成している単相ブリッジ回路の各スイッ
チング素子をオン・オフ動作させるパルス分配手段と
を、前記各交流スイッチに別個に備えているコンバータ
の制御回路において、 前記各交流スイッチへ入力する交流電圧と同相の台形波
信号を発生する台形波信号発生手段を別個に備え、この
台形波信号を前記正弦波信号の代わりに全波整流手段で
整流することを特徴とするコンバータの制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12766493A JPH06343266A (ja) | 1993-05-31 | 1993-05-31 | コンバータの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12766493A JPH06343266A (ja) | 1993-05-31 | 1993-05-31 | コンバータの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06343266A true JPH06343266A (ja) | 1994-12-13 |
Family
ID=14965672
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12766493A Pending JPH06343266A (ja) | 1993-05-31 | 1993-05-31 | コンバータの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06343266A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2053731A4 (en) * | 2006-04-20 | 2017-04-19 | Daikin Industries, Ltd. | Power converting device, and control method for the device |
-
1993
- 1993-05-31 JP JP12766493A patent/JPH06343266A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2053731A4 (en) * | 2006-04-20 | 2017-04-19 | Daikin Industries, Ltd. | Power converting device, and control method for the device |
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