JP3680538B2 - 電力変換回路の制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、単相商用電源などの単相交流電源から所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変換して出力する電力変換回路の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、この種の電力変換回路の従来例を示す回路構成図である。
図６において、１は単相商用電源などの単相交流電源、２は電力変換回路、３は電力変換回路２の負荷を示す。
この電力変換回路２にはコンデンサ２１ａとリアクトル２１ｂとからなる入力フィルタ２１と、ＩＧＢＴ２２ａとダイオード２２ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ２２と、ＩＧＢＴ２３ａとダイオード２３ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ２３と、コンデンサ２４，２５と、ＩＧＢＴ２６ａとダイオード２６ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ２６と、ＩＧＢＴ２７ａとダイオード２７ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ２７と、リアクトル２８ａとコンデンサ２８ｂとからなる出力フィルタ２８とを備え、半導体スイッチ２２と半導体スイッチ２３とでハーフブリッジ回路のコンバータを形成し、コンデンサ２４とコンデンサ２５とで前記コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサを形成し、半導体スイッチ２６と半導体スイッチ２７とでハーフブリッジ回路のインバータを形成している。
【０００３】
図６に示した電力変換回路２において、図示しない制御回路によりＩＧＢＴ２２ａとＩＧＢＴ２３ａとをＰＷＭ制御に基づいて個別にオン又はオフさせることで、交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１に保ちつつ、前記平滑コンデンサの両端電圧を所望の値に調整することができる。また、前記制御回路によりＩＧＢＴ２６ａとＩＧＢＴ２７ａとをＰＷＭ制御に基づいて個別にオン又はオフさせることで、負荷３には所望の周波数，電圧の交流電圧を供給することができる。なお、上述の制御方法は周知の技術によるものである。
【０００４】
さらに図６に示した電力変換回路２において、交流電源１の一端と、コンデンサ２４とコンデンサ２５の接続点と、負荷３の一端とをそれぞれ並列接続したことで、半導体スイッチ２２，２３，２６，２７のスイッチング動作に基づいた高周波の電位差が前記平滑コンデンサの両端，交流電源１の両端，負荷３の両端に生ぜず、且つ入力フィルタ２１及び出力フィルタ２８の作用により、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら図６に示した従来の電力変換回路２によると、コンバータは半導体スイッチ２２，２３からなるハーフブリッジ回路であり、インバータも半導体スイッチ２６，２７からなるハーフブリッジ回路であることから、周知の如く、半導体スイッチ２２，２３，２６，２７を構成する各デバイスは比較的耐電圧の高いデバイスを必要とし、その結果、電力変換回路２の変換効率が低下し、該電力変換回路が高価格化，大形化するという問題があった。
【０００６】
この発明の目的は前述のコモンモードノイズの発生を抑制しつつ、上記問題点を解決する電力変換回路とその制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明は、入力される単相交流電源の電圧を直流に変換するコンバータと、該コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該コンデンサの両端電圧を所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変換して負荷に給電するインバータとを備えた電力変換回路において、
前記コンバータは４組のダイオードからなるフルブリッジ回路とし、前記インバータは自己消弧形素子とダイオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッジ回路とし、前記平滑コンデンサは第１コンデンサと第２コンデンサとを直列接続してなる回路とし、前記単相交流電源が接続される入力端子の両端に第３コンデンサと第４コンデンサとを直列接続してなる回路を接続し、前記入力端子の一端と前記コンバータの入力の一端との間に第１リアクトルを接続し、前記入力端子の他端と前記コンバータの入力の他端との間に第２リアクトルを接続し、前記インバータの出力の一端と前記電力変換回路の出力端子の一端との間に第３リアクトルを接続し、前記インバータの出力の他端と前記電力変換回路の出力端子の他端との間に第４リアクトルを接続し、前記出力端子の両端に第５コンデンサと第６コンデンサとを直列接続してなる回路を接続し、第１コンデンサと第２コンデンサの中間接続点と、第３コンデンサと第４コンデンサの中間接続点と、第５コンデンサと第６コンデンサの中間接続点とをそれぞれ並列接続し、
前記インバータの一方のブリッジの上アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジの下アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさせ、前記インバータの一方のブリッジの下アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジの上アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさせるものとする。
【０００８】
この発明の電力変換回路によれば、交流電源側と負荷側と平滑コンデンサとにコンデンサを介した接続線路を設けることにより高周波的に結合させて、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【０００９】
また、コンバータをダイオード整流器とするとともに、インバータをフルブリッジ回路とし、インバータの一方のブリッジの半導体デバイスと他方のブリッジの半導体デバイスとを常に対称相対的にオン又はオフさせることにより、このスイッチング動作に伴う高周波の電位変動を少なくでき、その結果、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の第１の実施例を示す電力変換回路の回路構成図である。
図１において、１は単相商用電源などの単相交流電源、４は電力変換回路、３は電力変換回路４の負荷を示す。
この電力変換回路４にはコンデンサ４１ａ，４１ｂとリアクトル４１ｃ，４１ｄとからなる入力フィルタ４１と、ＩＧＢＴ４２ａとダイオード４２ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４２と、ＩＧＢＴ４３ａとダイオード４３ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４３と、ＩＧＢＴ４４ａとダイオード４４ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４４と、ＩＧＢＴ４５ａとダイオード４５ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４５と、コンデンサ４６，４７と、ＩＧＢＴ４８ａとダイオード４８ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４８と、ＩＧＢＴ４９ａとダイオード４９ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４９と、ＩＧＢＴ５０ａとダイオード５０ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ５０と、ＩＧＢＴ５１ａとダイオード５１ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ５１と、リアクトル５２ａ，５２ｂとコンデンサ５２ｃ，５２ｄとからなる出力フィルタ５２とを備え、半導体スイッチ４２〜４５でフルブリッジ回路のコンバータを形成し、コンデンサ４６とコンデンサ４７とで前記コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサを形成し、半導体スイッチ４８〜５１でフルブリッジ回路のインバータを形成している。
【００１１】
図２は図１に示した電力変換回路４の動作を説明するための波形図を示し、この種の電力変換回路に対して一般的に行われている動作の波形図である。
すなわち図１に示した電力変換回路４において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４２〜４５から構成されたコンバータでは、図２（イ）に示す交流電源１の電圧位相に同期した正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、前記正弦波の振幅を調整しつつ、ＩＧＢＴ４２ａに対して図２（ロ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４３ａに対して図２（ハ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４４ａに対して図２（ニ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４５ａに対して図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで前記コンバータの出力電圧と後述のインバータの出力電圧とを所望の値に調整することができ、且つ交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１にできる。
【００１２】
同様に、図示しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図２（イ）に示す如くこの電力変換回路４の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａに対して図２（ロ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａに対して図２（ハ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５０ａに対して図２（ニ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５１ａに対して図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変換回路４の出力電圧を所望の値に調整することができる。
【００１３】
電力変換回路４が図２に示した動作をする際に、フルブリッジ回路からなるコンバータ及びインバータでは構成する半導体デバイスの耐電圧は図６に示した従来例回路に比してより低くすることができる。また、コンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点と、コンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点とをそれぞれ並列接続したことにより、図２（ロ）〜（ホ）に示す如くＩＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４４ａ又はＩＧＢＴ４３ａとＩＧＢＴ４５ａとが同時にオン状態になっても、同様に、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５０ａ又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５１ａとが同時にオン状態になっても、このスイッチング動作による高周波の電位変動が抑制され、その結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【００１４】
図３は、この発明の第２の実施例を示す電力変換回路の回路構成図であり、図１に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
すなわち図３に示した電力変換回路６では、コンバータがダイオード６１〜６４からなるフルブリッジ回路になっている。
図３に示した電力変換回路６において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図２（イ）に示す如くこの電力変換回路６の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａに対して図２（ロ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａに対して図２（ハ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５０ａに対して図２（ニ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５１ａに対して図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変換回路６の出力電圧を所望の値に調整することができる。また、コンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点と、コンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点とをそれぞれ並列接続したことにより、図２（ロ）〜（ホ）に示す如くＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５０ａ又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５１ａとが同時にオン状態になっても、このスイッチング動作による高周波の電位変動が抑制され、その結果、負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【００１５】
また電力変換回路６のダイオード６１〜６４からなるコンバータが動作する際に、ダイオード６１とダイオード６４、又はダイオード６２とダイオード６３とが同時にオンした状態では、リアクトル４１ｃと、リアクトル４１ｃと同じインダクタンス値のリアクトル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、交流電源１側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００１６】
図４は、この発明の第３〜第５の実施例を示す電力変換回路の制御方法を説明する波形図である。
先ず、図４に示す制御方法を図１に示した電力変換回路４に適用したこの発明の第３の実施例について説明をする。
すなわち図１に示した電力変換回路４において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４２〜４５から構成されたコンバータでは、図４（イ）に示す交流電源１の電圧位相に同期した正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、前記正弦波の振幅を調整しつつ、ＩＧＢＴ４２ａ，４５ａに対して図４（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４３ａ，４４ａに対して図４（ハ）に示す如く同時にオン又はオフさせることで前記コンバータの出力電圧と後述のインバータの出力電圧とを所望の値に調整することができ、且つ交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１にできる。
【００１７】
同様に、図示しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図４（イ）に示す如くこの電力変換回路４の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａ，５１ａに対して図４（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａ，５０ａに対して図４（ハ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変換回路４の出力電圧を所望の値に調整することができる。
【００１８】
電力変換回路４が図４に示した動作をする際に、ＩＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４５ａ、又はＩＧＢＴ４３ａとＩＧＢＴ４４ａとを同時にオンさせた状態では、リアクトル４１ｃと、リアクトル４１ｃとリアクトル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、同様に、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時にオンさせた状態では、リアクトル５２ａと、リアクトル５２ａと同じインダクタンス値のリアクトル５２ｂの作用によりコンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００１９】
次に、図４に示す制御方法を図３に示した電力変換回路６に適用したこの発明の第４の実施例について説明をする。
すなわち図３に示した電力変換回路６において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図４（イ）に示す如くこの電力変換回路６の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａ，５１ａに対して図４（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａ，５０ａに対して図４（ハ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変換回路６の出力電圧を所望の値に調整することができ、また、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時にオンさせた状態では、リアクトル５２ａ，５２ｂの作用によりコンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００２０】
また電力変換回路６のダイオード６１〜６４からなるコンバータが動作する際に、ダイオード６１とダイオード６４、又はダイオード６２とダイオード６３とが同時にオンした状態では、リアクトル４１ｃとリアクトル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、交流電源１側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００２１】
図５はこの発明の第５の実施例を示す電力変換回路の制御方法を説明する回路構成図であり、図１に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
すなわち図５に示した電力変換回路７では、入力フィルタ７１はコンデンサ７１ａとリアクトル７１ｂ，７１ｃとから形成され、平滑コンデンサはコンデンサ７２からなり、出力フィルタ７３はリアクトル７３ａ，７３ｂとコンデンサ７３ｃとから形成されている。なおこの電力変換回路７の回路構成は公知である。
【００２２】
この電力変換回路７の制御方法を、図４に示した波形図を参照しつつ、以下に説明をする。なお、半導体スイッチ４２〜４５から構成されたコンバータ及び半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータの動作は、上述のこの発明の第３の実施例と同様であるので、ここではその説明を省略する。
すなわち電力変換回路７が図４に示した動作をする際に、ＩＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４５ａ、又はＩＧＢＴ４３ａとＩＧＢＴ４４ａとを同時にオンさせた状態ではリアクトル７１ｂ，７１ｃの作用によりコンデンサ７１ａの仮想中性点（コンデンサ７１ａの中間電圧）の電位は、コンデンサ７２の仮想中性点（コンデンサ７２の中間電圧）の電位とほぼ同じくなり、同様に、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時にオンさせた状態ではリアクトル７３ａ，７３ｂの作用によりコンデンサ７３ｃの仮想中性点（コンデンサ７３ｃの中間電圧）の電位は、コンデンサ７２の仮想中性点（コンデンサ７２の中間電圧）の電位とほぼ同じくなり、その結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【００２３】
なお、この発明の第３〜第５の実施例の説明をする図４の波形図において、ＰＷＭ制御の際の正弦波と三角波キャリア信号とを同期させた例について現したが、正弦波と三角波キャリア信号とを同期させなくても、この発明は成立する。
【００２４】
【発明の効果】
この発明によれば、コンバータをダイオード整流器とするとともに、インバータをフルブリッジ回路とし、インバータの一方のブリッジの半導体デバイスと他方のブリッジの半導体デバイスとを常に対称相対的にオン又はオフさせることにより、このスイッチング動作に伴う高周波の電位変動を少なくでき、その結果、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００２５】
その結果、電力変換回路の変換効率が改善され、該電力変換回路が低価格化，小形化され、例えば、コンピュータ電源としての単相無停電電源装置の電力変換回路に好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の第１の実施例を示す電力変換回路の回路構成図
【図２】 図１の動作を説明する波形図
【図３】 この発明の第２の実施例を示す電力変換回路の回路構成図
【図４】 この発明の第３〜第５の実施例を示す電力変換回路の動作の波形図
【図５】 この発明の第５の実施例を説明する電力変換回路の回路構成図
【図６】 従来例を示す電力変換回路の回路構成図
【符号の説明】
１…交流電源、２，４，６，７…電力変換回路、３…負荷、２１，４１，７１…入力フィルタ、２２，２３，２６，２７，４２〜４５，４８〜５１…半導体スイッチ、２４，２５，４６，４７，７２…コンデンサ、２８，５２，７３…出力フィルタ、２２ａ，２３ａ，２６ａ，２７ａ，４２ａ〜４５ａ，４８ａ〜５１ａ…ＩＧＢＴ、２２ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂ，４２ｂ〜４５ｂ，４８ｂ〜５１ｂ，６１〜６４…ダイオード、２１ａ，２８ｂ，４１ａ，４１ｂ，５２ｃ，５２ｄ，，７１ａ，７３ｃ…コンデンサ、２１ｂ，２８ａ，４１ｃ，４１ｄ，５２ａ，５２ｂ，７１ｂ，７１ｃ，７３ａ，７３ｂ…リアクトル。
【発明の属する技術分野】
この発明は、単相商用電源などの単相交流電源から所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変換して出力する電力変換回路の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、この種の電力変換回路の従来例を示す回路構成図である。
図６において、１は単相商用電源などの単相交流電源、２は電力変換回路、３は電力変換回路２の負荷を示す。
この電力変換回路２にはコンデンサ２１ａとリアクトル２１ｂとからなる入力フィルタ２１と、ＩＧＢＴ２２ａとダイオード２２ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ２２と、ＩＧＢＴ２３ａとダイオード２３ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ２３と、コンデンサ２４，２５と、ＩＧＢＴ２６ａとダイオード２６ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ２６と、ＩＧＢＴ２７ａとダイオード２７ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ２７と、リアクトル２８ａとコンデンサ２８ｂとからなる出力フィルタ２８とを備え、半導体スイッチ２２と半導体スイッチ２３とでハーフブリッジ回路のコンバータを形成し、コンデンサ２４とコンデンサ２５とで前記コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサを形成し、半導体スイッチ２６と半導体スイッチ２７とでハーフブリッジ回路のインバータを形成している。
【０００３】
図６に示した電力変換回路２において、図示しない制御回路によりＩＧＢＴ２２ａとＩＧＢＴ２３ａとをＰＷＭ制御に基づいて個別にオン又はオフさせることで、交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１に保ちつつ、前記平滑コンデンサの両端電圧を所望の値に調整することができる。また、前記制御回路によりＩＧＢＴ２６ａとＩＧＢＴ２７ａとをＰＷＭ制御に基づいて個別にオン又はオフさせることで、負荷３には所望の周波数，電圧の交流電圧を供給することができる。なお、上述の制御方法は周知の技術によるものである。
【０００４】
さらに図６に示した電力変換回路２において、交流電源１の一端と、コンデンサ２４とコンデンサ２５の接続点と、負荷３の一端とをそれぞれ並列接続したことで、半導体スイッチ２２，２３，２６，２７のスイッチング動作に基づいた高周波の電位差が前記平滑コンデンサの両端，交流電源１の両端，負荷３の両端に生ぜず、且つ入力フィルタ２１及び出力フィルタ２８の作用により、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら図６に示した従来の電力変換回路２によると、コンバータは半導体スイッチ２２，２３からなるハーフブリッジ回路であり、インバータも半導体スイッチ２６，２７からなるハーフブリッジ回路であることから、周知の如く、半導体スイッチ２２，２３，２６，２７を構成する各デバイスは比較的耐電圧の高いデバイスを必要とし、その結果、電力変換回路２の変換効率が低下し、該電力変換回路が高価格化，大形化するという問題があった。
【０００６】
この発明の目的は前述のコモンモードノイズの発生を抑制しつつ、上記問題点を解決する電力変換回路とその制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明は、入力される単相交流電源の電圧を直流に変換するコンバータと、該コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該コンデンサの両端電圧を所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変換して負荷に給電するインバータとを備えた電力変換回路において、
前記コンバータは４組のダイオードからなるフルブリッジ回路とし、前記インバータは自己消弧形素子とダイオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッジ回路とし、前記平滑コンデンサは第１コンデンサと第２コンデンサとを直列接続してなる回路とし、前記単相交流電源が接続される入力端子の両端に第３コンデンサと第４コンデンサとを直列接続してなる回路を接続し、前記入力端子の一端と前記コンバータの入力の一端との間に第１リアクトルを接続し、前記入力端子の他端と前記コンバータの入力の他端との間に第２リアクトルを接続し、前記インバータの出力の一端と前記電力変換回路の出力端子の一端との間に第３リアクトルを接続し、前記インバータの出力の他端と前記電力変換回路の出力端子の他端との間に第４リアクトルを接続し、前記出力端子の両端に第５コンデンサと第６コンデンサとを直列接続してなる回路を接続し、第１コンデンサと第２コンデンサの中間接続点と、第３コンデンサと第４コンデンサの中間接続点と、第５コンデンサと第６コンデンサの中間接続点とをそれぞれ並列接続し、
前記インバータの一方のブリッジの上アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジの下アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさせ、前記インバータの一方のブリッジの下アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジの上アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさせるものとする。
【０００８】
この発明の電力変換回路によれば、交流電源側と負荷側と平滑コンデンサとにコンデンサを介した接続線路を設けることにより高周波的に結合させて、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【０００９】
また、コンバータをダイオード整流器とするとともに、インバータをフルブリッジ回路とし、インバータの一方のブリッジの半導体デバイスと他方のブリッジの半導体デバイスとを常に対称相対的にオン又はオフさせることにより、このスイッチング動作に伴う高周波の電位変動を少なくでき、その結果、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の第１の実施例を示す電力変換回路の回路構成図である。
図１において、１は単相商用電源などの単相交流電源、４は電力変換回路、３は電力変換回路４の負荷を示す。
この電力変換回路４にはコンデンサ４１ａ，４１ｂとリアクトル４１ｃ，４１ｄとからなる入力フィルタ４１と、ＩＧＢＴ４２ａとダイオード４２ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４２と、ＩＧＢＴ４３ａとダイオード４３ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４３と、ＩＧＢＴ４４ａとダイオード４４ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４４と、ＩＧＢＴ４５ａとダイオード４５ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４５と、コンデンサ４６，４７と、ＩＧＢＴ４８ａとダイオード４８ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４８と、ＩＧＢＴ４９ａとダイオード４９ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４９と、ＩＧＢＴ５０ａとダイオード５０ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ５０と、ＩＧＢＴ５１ａとダイオード５１ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ５１と、リアクトル５２ａ，５２ｂとコンデンサ５２ｃ，５２ｄとからなる出力フィルタ５２とを備え、半導体スイッチ４２〜４５でフルブリッジ回路のコンバータを形成し、コンデンサ４６とコンデンサ４７とで前記コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサを形成し、半導体スイッチ４８〜５１でフルブリッジ回路のインバータを形成している。
【００１１】
図２は図１に示した電力変換回路４の動作を説明するための波形図を示し、この種の電力変換回路に対して一般的に行われている動作の波形図である。
すなわち図１に示した電力変換回路４において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４２〜４５から構成されたコンバータでは、図２（イ）に示す交流電源１の電圧位相に同期した正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、前記正弦波の振幅を調整しつつ、ＩＧＢＴ４２ａに対して図２（ロ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４３ａに対して図２（ハ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４４ａに対して図２（ニ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４５ａに対して図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで前記コンバータの出力電圧と後述のインバータの出力電圧とを所望の値に調整することができ、且つ交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１にできる。
【００１２】
同様に、図示しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図２（イ）に示す如くこの電力変換回路４の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａに対して図２（ロ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａに対して図２（ハ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５０ａに対して図２（ニ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５１ａに対して図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変換回路４の出力電圧を所望の値に調整することができる。
【００１３】
電力変換回路４が図２に示した動作をする際に、フルブリッジ回路からなるコンバータ及びインバータでは構成する半導体デバイスの耐電圧は図６に示した従来例回路に比してより低くすることができる。また、コンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点と、コンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点とをそれぞれ並列接続したことにより、図２（ロ）〜（ホ）に示す如くＩＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４４ａ又はＩＧＢＴ４３ａとＩＧＢＴ４５ａとが同時にオン状態になっても、同様に、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５０ａ又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５１ａとが同時にオン状態になっても、このスイッチング動作による高周波の電位変動が抑制され、その結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【００１４】
図３は、この発明の第２の実施例を示す電力変換回路の回路構成図であり、図１に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
すなわち図３に示した電力変換回路６では、コンバータがダイオード６１〜６４からなるフルブリッジ回路になっている。
図３に示した電力変換回路６において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図２（イ）に示す如くこの電力変換回路６の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａに対して図２（ロ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａに対して図２（ハ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５０ａに対して図２（ニ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５１ａに対して図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変換回路６の出力電圧を所望の値に調整することができる。また、コンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点と、コンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点とをそれぞれ並列接続したことにより、図２（ロ）〜（ホ）に示す如くＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５０ａ又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５１ａとが同時にオン状態になっても、このスイッチング動作による高周波の電位変動が抑制され、その結果、負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【００１５】
また電力変換回路６のダイオード６１〜６４からなるコンバータが動作する際に、ダイオード６１とダイオード６４、又はダイオード６２とダイオード６３とが同時にオンした状態では、リアクトル４１ｃと、リアクトル４１ｃと同じインダクタンス値のリアクトル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、交流電源１側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００１６】
図４は、この発明の第３〜第５の実施例を示す電力変換回路の制御方法を説明する波形図である。
先ず、図４に示す制御方法を図１に示した電力変換回路４に適用したこの発明の第３の実施例について説明をする。
すなわち図１に示した電力変換回路４において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４２〜４５から構成されたコンバータでは、図４（イ）に示す交流電源１の電圧位相に同期した正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、前記正弦波の振幅を調整しつつ、ＩＧＢＴ４２ａ，４５ａに対して図４（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４３ａ，４４ａに対して図４（ハ）に示す如く同時にオン又はオフさせることで前記コンバータの出力電圧と後述のインバータの出力電圧とを所望の値に調整することができ、且つ交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１にできる。
【００１７】
同様に、図示しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図４（イ）に示す如くこの電力変換回路４の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａ，５１ａに対して図４（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａ，５０ａに対して図４（ハ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変換回路４の出力電圧を所望の値に調整することができる。
【００１８】
電力変換回路４が図４に示した動作をする際に、ＩＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４５ａ、又はＩＧＢＴ４３ａとＩＧＢＴ４４ａとを同時にオンさせた状態では、リアクトル４１ｃと、リアクトル４１ｃとリアクトル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、同様に、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時にオンさせた状態では、リアクトル５２ａと、リアクトル５２ａと同じインダクタンス値のリアクトル５２ｂの作用によりコンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００１９】
次に、図４に示す制御方法を図３に示した電力変換回路６に適用したこの発明の第４の実施例について説明をする。
すなわち図３に示した電力変換回路６において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図４（イ）に示す如くこの電力変換回路６の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａ，５１ａに対して図４（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａ，５０ａに対して図４（ハ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変換回路６の出力電圧を所望の値に調整することができ、また、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時にオンさせた状態では、リアクトル５２ａ，５２ｂの作用によりコンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００２０】
また電力変換回路６のダイオード６１〜６４からなるコンバータが動作する際に、ダイオード６１とダイオード６４、又はダイオード６２とダイオード６３とが同時にオンした状態では、リアクトル４１ｃとリアクトル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、交流電源１側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００２１】
図５はこの発明の第５の実施例を示す電力変換回路の制御方法を説明する回路構成図であり、図１に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
すなわち図５に示した電力変換回路７では、入力フィルタ７１はコンデンサ７１ａとリアクトル７１ｂ，７１ｃとから形成され、平滑コンデンサはコンデンサ７２からなり、出力フィルタ７３はリアクトル７３ａ，７３ｂとコンデンサ７３ｃとから形成されている。なおこの電力変換回路７の回路構成は公知である。
【００２２】
この電力変換回路７の制御方法を、図４に示した波形図を参照しつつ、以下に説明をする。なお、半導体スイッチ４２〜４５から構成されたコンバータ及び半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータの動作は、上述のこの発明の第３の実施例と同様であるので、ここではその説明を省略する。
すなわち電力変換回路７が図４に示した動作をする際に、ＩＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４５ａ、又はＩＧＢＴ４３ａとＩＧＢＴ４４ａとを同時にオンさせた状態ではリアクトル７１ｂ，７１ｃの作用によりコンデンサ７１ａの仮想中性点（コンデンサ７１ａの中間電圧）の電位は、コンデンサ７２の仮想中性点（コンデンサ７２の中間電圧）の電位とほぼ同じくなり、同様に、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時にオンさせた状態ではリアクトル７３ａ，７３ｂの作用によりコンデンサ７３ｃの仮想中性点（コンデンサ７３ｃの中間電圧）の電位は、コンデンサ７２の仮想中性点（コンデンサ７２の中間電圧）の電位とほぼ同じくなり、その結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【００２３】
なお、この発明の第３〜第５の実施例の説明をする図４の波形図において、ＰＷＭ制御の際の正弦波と三角波キャリア信号とを同期させた例について現したが、正弦波と三角波キャリア信号とを同期させなくても、この発明は成立する。
【００２４】
【発明の効果】
この発明によれば、コンバータをダイオード整流器とするとともに、インバータをフルブリッジ回路とし、インバータの一方のブリッジの半導体デバイスと他方のブリッジの半導体デバイスとを常に対称相対的にオン又はオフさせることにより、このスイッチング動作に伴う高周波の電位変動を少なくでき、その結果、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００２５】
その結果、電力変換回路の変換効率が改善され、該電力変換回路が低価格化，小形化され、例えば、コンピュータ電源としての単相無停電電源装置の電力変換回路に好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の第１の実施例を示す電力変換回路の回路構成図
【図２】 図１の動作を説明する波形図
【図３】 この発明の第２の実施例を示す電力変換回路の回路構成図
【図４】 この発明の第３〜第５の実施例を示す電力変換回路の動作の波形図
【図５】 この発明の第５の実施例を説明する電力変換回路の回路構成図
【図６】 従来例を示す電力変換回路の回路構成図
【符号の説明】
１…交流電源、２，４，６，７…電力変換回路、３…負荷、２１，４１，７１…入力フィルタ、２２，２３，２６，２７，４２〜４５，４８〜５１…半導体スイッチ、２４，２５，４６，４７，７２…コンデンサ、２８，５２，７３…出力フィルタ、２２ａ，２３ａ，２６ａ，２７ａ，４２ａ〜４５ａ，４８ａ〜５１ａ…ＩＧＢＴ、２２ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂ，４２ｂ〜４５ｂ，４８ｂ〜５１ｂ，６１〜６４…ダイオード、２１ａ，２８ｂ，４１ａ，４１ｂ，５２ｃ，５２ｄ，，７１ａ，７３ｃ…コンデンサ、２１ｂ，２８ａ，４１ｃ，４１ｄ，５２ａ，５２ｂ，７１ｂ，７１ｃ，７３ａ，７３ｂ…リアクトル。
Claims (1)
- 入力される単相交流電源の電圧を直流に変換するコンバータと、該コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該コンデンサの両端電圧を所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変換して負荷に給電するインバータとを備えた電力変換回路において、
前記コンバータは４組のダイオードからなるフルブリッジ回路とし、前記インバータは自己消弧形素子とダイオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッジ回路とし、前記平滑コンデンサは第１コンデンサと第２コンデンサとを直列接続してなる回路とし、前記単相交流電源が接続される入力端子の両端に第３コンデンサと第４コンデンサとを直列接続してなる回路を接続し、前記入力端子の一端と前記コンバータの入力の一端との間に第１リアクトルを接続し、前記入力端子の他端と前記コンバータの入力の他端との間に第２リアクトルを接続し、前記インバータの出力の一端と前記電力変換回路の出力端子の一端との間に第３リアクトルを接続し、前記インバータの出力の他端と前記電力変換回路の出力端子の他端との間に第４リアクトルを接続し、前記出力端子の両端に第５コンデンサと第６コンデンサとを直列接続してなる回路を接続し、第１コンデンサと第２コンデンサの中間接続点と、第３コンデンサと第４コンデンサの中間接続点と、第５コンデンサと第６コンデンサの中間接続点とをそれぞれ並列接続し、
前記インバータの一方のブリッジの上アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジの下アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさせ、前記インバータの一方のブリッジの下アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジの上アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさせることを特徴とする電力変換回路の制御方法。
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