JPH11235055A - 電力変換回路とその制御方法 - Google Patents
電力変換回路とその制御方法Info
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- JPH11235055A JPH11235055A JP10027498A JP2749898A JPH11235055A JP H11235055 A JPH11235055 A JP H11235055A JP 10027498 A JP10027498 A JP 10027498A JP 2749898 A JP2749898 A JP 2749898A JP H11235055 A JPH11235055 A JP H11235055A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】単相入力，単相出力の電力変換回路のコモンモ
ードノイズの発生を抑制しつつ、該電力変換回路を小形
化，低価格化させる。 【解決手段】電力変換回路４を入力フィルタ４１と、半
導体スイッチ４２〜４５からなるコンバータと、コンデ
ンサ４６，４７と、半導体スイッチ４８〜５１からなる
インバータと、出力フィルタ５２とから構成し、入力フ
ィルタ４１のコンデンサ４１ａ，４１ｂの接続点と、コ
ンデンサ４６，４７の接続点と、出力フィルタ５２のコ
ンデンサ５２ｃ，５２ｄの接続点とを並列接続した線路
を設けることにより、半導体スイッチ４２〜４５，４８
〜５１のスイッチング動作に伴うコモンモードノイズの
発生を抑制し、且つフルブリッジ回路の前記コンバータ
及びインバータにより半導体デバイスの耐電圧をより低
いものにする。
ードノイズの発生を抑制しつつ、該電力変換回路を小形
化，低価格化させる。 【解決手段】電力変換回路４を入力フィルタ４１と、半
導体スイッチ４２〜４５からなるコンバータと、コンデ
ンサ４６，４７と、半導体スイッチ４８〜５１からなる
インバータと、出力フィルタ５２とから構成し、入力フ
ィルタ４１のコンデンサ４１ａ，４１ｂの接続点と、コ
ンデンサ４６，４７の接続点と、出力フィルタ５２のコ
ンデンサ５２ｃ，５２ｄの接続点とを並列接続した線路
を設けることにより、半導体スイッチ４２〜４５，４８
〜５１のスイッチング動作に伴うコモンモードノイズの
発生を抑制し、且つフルブリッジ回路の前記コンバータ
及びインバータにより半導体デバイスの耐電圧をより低
いものにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、単相商用電源な
どの単相交流電源から所望の周波数，電圧の単相交流電
圧に変換して出力する電力変換回路とその制御方法に関
する。
どの単相交流電源から所望の周波数，電圧の単相交流電
圧に変換して出力する電力変換回路とその制御方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、この種の電力変換回路の従来例
を示す回路構成図である。図６において、１は単相商用
電源などの単相交流電源、２は電力変換回路、３は電力
変換回路２の負荷を示す。この電力変換回路２にはコン
デンサ２１ａとリアクトル２１ｂとからなる入力フィル
タ２１と、ＩＧＢＴ２２ａとダイオード２２ｂとを逆並
列接続してなる半導体スイッチ２２と、ＩＧＢＴ２３ａ
とダイオード２３ｂとを逆並列接続してなる半導体スイ
ッチ２３と、コンデンサ２４，２５と、ＩＧＢＴ２６ａ
とダイオード２６ｂとを逆並列接続してなる半導体スイ
ッチ２６と、ＩＧＢＴ２７ａとダイオード２７ｂとを逆
並列接続してなる半導体スイッチ２７と、リアクトル２
８ａとコンデンサ２８ｂとからなる出力フィルタ２８と
を備え、半導体スイッチ２２と半導体スイッチ２３とで
ハーフブリッジ回路のコンバータを形成し、コンデンサ
２４とコンデンサ２５とで前記コンバータの出力電圧を
平滑する平滑コンデンサを形成し、半導体スイッチ２６
と半導体スイッチ２７とでハーフブリッジ回路のインバ
ータを形成している。
を示す回路構成図である。図６において、１は単相商用
電源などの単相交流電源、２は電力変換回路、３は電力
変換回路２の負荷を示す。この電力変換回路２にはコン
デンサ２１ａとリアクトル２１ｂとからなる入力フィル
タ２１と、ＩＧＢＴ２２ａとダイオード２２ｂとを逆並
列接続してなる半導体スイッチ２２と、ＩＧＢＴ２３ａ
とダイオード２３ｂとを逆並列接続してなる半導体スイ
ッチ２３と、コンデンサ２４，２５と、ＩＧＢＴ２６ａ
とダイオード２６ｂとを逆並列接続してなる半導体スイ
ッチ２６と、ＩＧＢＴ２７ａとダイオード２７ｂとを逆
並列接続してなる半導体スイッチ２７と、リアクトル２
８ａとコンデンサ２８ｂとからなる出力フィルタ２８と
を備え、半導体スイッチ２２と半導体スイッチ２３とで
ハーフブリッジ回路のコンバータを形成し、コンデンサ
２４とコンデンサ２５とで前記コンバータの出力電圧を
平滑する平滑コンデンサを形成し、半導体スイッチ２６
と半導体スイッチ２７とでハーフブリッジ回路のインバ
ータを形成している。
【０００３】図６に示した電力変換回路２において、図
示しない制御回路によりＩＧＢＴ２２ａとＩＧＢＴ２３
ａとをＰＷＭ制御に基づいて個別にオン又はオフさせる
ことで、交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１
に保ちつつ、前記平滑コンデンサの両端電圧を所望の値
に調整することができる。また、前記制御回路によりＩ
ＧＢＴ２６ａとＩＧＢＴ２７ａとをＰＷＭ制御に基づい
て個別にオン又はオフさせることで、負荷３には所望の
周波数，電圧の交流電圧を供給することができる。な
お、上述の制御方法は周知の技術によるものである。
示しない制御回路によりＩＧＢＴ２２ａとＩＧＢＴ２３
ａとをＰＷＭ制御に基づいて個別にオン又はオフさせる
ことで、交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１
に保ちつつ、前記平滑コンデンサの両端電圧を所望の値
に調整することができる。また、前記制御回路によりＩ
ＧＢＴ２６ａとＩＧＢＴ２７ａとをＰＷＭ制御に基づい
て個別にオン又はオフさせることで、負荷３には所望の
周波数，電圧の交流電圧を供給することができる。な
お、上述の制御方法は周知の技術によるものである。
【０００４】さらに図６に示した電力変換回路２におい
て、交流電源１の一端と、コンデンサ２４とコンデンサ
２５の接続点と、負荷３の一端とをそれぞれ並列接続し
たことで、半導体スイッチ２２，２３，２６，２７のス
イッチング動作に基づいた高周波の電位差が前記平滑コ
ンデンサの両端，交流電源１の両端，負荷３の両端に生
ぜず、且つ入力フィルタ２１及び出力フィルタ２８の作
用により、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコ
モンモードノイズの発生を抑制している。
て、交流電源１の一端と、コンデンサ２４とコンデンサ
２５の接続点と、負荷３の一端とをそれぞれ並列接続し
たことで、半導体スイッチ２２，２３，２６，２７のス
イッチング動作に基づいた高周波の電位差が前記平滑コ
ンデンサの両端，交流電源１の両端，負荷３の両端に生
ぜず、且つ入力フィルタ２１及び出力フィルタ２８の作
用により、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコ
モンモードノイズの発生を抑制している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら図６に示
した従来の電力変換回路２によると、コンバータは半導
体スイッチ２２，２３からなるハーフブリッジ回路であ
り、インバータも半導体スイッチ２６，２７からなるハ
ーフブリッジ回路であることから、周知の如く、半導体
スイッチ２２，２３，２６，２７を構成する各デバイス
は比較的耐電圧の高いデバイスを必要とし、その結果、
電力変換回路２の変換効率が低下し、該電力変換回路が
高価格化，大形化するという問題があった。
した従来の電力変換回路２によると、コンバータは半導
体スイッチ２２，２３からなるハーフブリッジ回路であ
り、インバータも半導体スイッチ２６，２７からなるハ
ーフブリッジ回路であることから、周知の如く、半導体
スイッチ２２，２３，２６，２７を構成する各デバイス
は比較的耐電圧の高いデバイスを必要とし、その結果、
電力変換回路２の変換効率が低下し、該電力変換回路が
高価格化，大形化するという問題があった。
【０００６】この発明の目的は前述のコモンモードノイ
ズの発生を抑制しつつ、上記問題点を解決する電力変換
回路とその制御方法を提供することにある。
ズの発生を抑制しつつ、上記問題点を解決する電力変換
回路とその制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この第１の発明は、入力
される単相交流電源の電圧を直流に変換するコンバータ
と、該コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサ
と、該コンデンサの両端電圧を所望の周波数，電圧の単
相交流電圧に変換して負荷に給電するインバータとを備
えた電力変換回路において、前記平滑コンデンサは第１
コンデンサと第２コンデンサとを直列接続してなる回路
とし、前記単相交流電源が接続される入力端子の両端に
第３コンデンサと第４コンデンサとを直列接続してなる
回路を接続し、前記電力変換回路の出力端子の両端に第
５コンデンサと第６コンデンサとを直列接続してなる回
路を接続し、第１コンデンサと第２コンデンサの中間接
続点と、第３コンデンサと第４コンデンサの中間接続点
と、第５コンデンサと第６コンデンサの中間接続点とを
それぞれ並列接続してなる電力変換回路とする。
される単相交流電源の電圧を直流に変換するコンバータ
と、該コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサ
と、該コンデンサの両端電圧を所望の周波数，電圧の単
相交流電圧に変換して負荷に給電するインバータとを備
えた電力変換回路において、前記平滑コンデンサは第１
コンデンサと第２コンデンサとを直列接続してなる回路
とし、前記単相交流電源が接続される入力端子の両端に
第３コンデンサと第４コンデンサとを直列接続してなる
回路を接続し、前記電力変換回路の出力端子の両端に第
５コンデンサと第６コンデンサとを直列接続してなる回
路を接続し、第１コンデンサと第２コンデンサの中間接
続点と、第３コンデンサと第４コンデンサの中間接続点
と、第５コンデンサと第６コンデンサの中間接続点とを
それぞれ並列接続してなる電力変換回路とする。
【０００８】また第２の発明は、入力される単相交流電
源の電圧を直流に変換するコンバータと、該コンバータ
の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該コンデンサ
の両端電圧を所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変換
して負荷に給電するインバータとを備えた電力変換回路
において、前記コンバータは４組の自己消弧形素子とダ
イオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッジ
回路とし、前記インバータは４組の自己消弧形素子とダ
イオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッジ
回路とし、前記平滑コンデンサは第１コンデンサと第２
コンデンサとを直列接続してなる回路とし、前記単相交
流電源が接続される入力端子の両端に第３コンデンサと
第４コンデンサとを直列接続してなる回路を接続し、前
記入力端子の一端と前記コンバータの入力の一端との間
に第１リアクトルを接続し、前記入力端子の他端と前記
コンバータの入力の他端との間に第２リアクトルを接続
し、前記インバータの出力の一端と前記電力変換回路の
出力端子の一端との間に第３リアクトルを接続し、前記
インバータの出力の他端と前記電力変換回路の出力端子
の他端との間に第４リアクトルを接続し、前記出力端子
の両端に第５コンデンサと第６コンデンサとを直列接続
してなる回路を接続し、第１コンデンサと第２コンデン
サの中間接続点と、第３コンデンサと第４コンデンサの
中間接続点と、第５コンデンサと第６コンデンサの中間
接続点とをそれぞれ並列接続してなる電力変換回路とす
る。
源の電圧を直流に変換するコンバータと、該コンバータ
の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該コンデンサ
の両端電圧を所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変換
して負荷に給電するインバータとを備えた電力変換回路
において、前記コンバータは４組の自己消弧形素子とダ
イオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッジ
回路とし、前記インバータは４組の自己消弧形素子とダ
イオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッジ
回路とし、前記平滑コンデンサは第１コンデンサと第２
コンデンサとを直列接続してなる回路とし、前記単相交
流電源が接続される入力端子の両端に第３コンデンサと
第４コンデンサとを直列接続してなる回路を接続し、前
記入力端子の一端と前記コンバータの入力の一端との間
に第１リアクトルを接続し、前記入力端子の他端と前記
コンバータの入力の他端との間に第２リアクトルを接続
し、前記インバータの出力の一端と前記電力変換回路の
出力端子の一端との間に第３リアクトルを接続し、前記
インバータの出力の他端と前記電力変換回路の出力端子
の他端との間に第４リアクトルを接続し、前記出力端子
の両端に第５コンデンサと第６コンデンサとを直列接続
してなる回路を接続し、第１コンデンサと第２コンデン
サの中間接続点と、第３コンデンサと第４コンデンサの
中間接続点と、第５コンデンサと第６コンデンサの中間
接続点とをそれぞれ並列接続してなる電力変換回路とす
る。
【０００９】また第３の発明は、入力される単相交流電
源の電圧を直流に変換するコンバータと、該コンバータ
の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該コンデンサ
の両端電圧を所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変換
して負荷に給電するインバータとを備えた電力変換回路
において、前記コンバータは４組のダイオードからなる
フルブリッジ回路とし、前記インバータは自己消弧形素
子とダイオードとを逆並列接続したものからなるフルブ
リッジ回路とし、前記平滑コンデンサは第１コンデンサ
と第２コンデンサとを直列接続してなる回路とし、前記
単相交流電源が接続される入力端子の両端に第３コンデ
ンサと第４コンデンサとを直列接続してなる回路を接続
し、前記入力端子の一端と前記コンバータの入力の一端
との間に第１リアクトルを接続し、前記入力端子の他端
と前記コンバータの入力の他端との間に第２リアクトル
を接続し、前記インバータの出力の一端と前記電力変換
回路の出力端子の一端との間に第３リアクトルを接続
し、前記インバータの出力の他端と前記電力変換回路の
出力端子の他端との間に第４リアクトルを接続し、前記
出力端子の両端に第５コンデンサと第６コンデンサとを
直列接続してなる回路を接続し、第１コンデンサと第２
コンデンサの中間接続点と、第３コンデンサと第４コン
デンサの中間接続点と、第５コンデンサと第６コンデン
サの中間接続点とをそれぞれ並列接続してなる電力変換
回路とする。
源の電圧を直流に変換するコンバータと、該コンバータ
の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該コンデンサ
の両端電圧を所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変換
して負荷に給電するインバータとを備えた電力変換回路
において、前記コンバータは４組のダイオードからなる
フルブリッジ回路とし、前記インバータは自己消弧形素
子とダイオードとを逆並列接続したものからなるフルブ
リッジ回路とし、前記平滑コンデンサは第１コンデンサ
と第２コンデンサとを直列接続してなる回路とし、前記
単相交流電源が接続される入力端子の両端に第３コンデ
ンサと第４コンデンサとを直列接続してなる回路を接続
し、前記入力端子の一端と前記コンバータの入力の一端
との間に第１リアクトルを接続し、前記入力端子の他端
と前記コンバータの入力の他端との間に第２リアクトル
を接続し、前記インバータの出力の一端と前記電力変換
回路の出力端子の一端との間に第３リアクトルを接続
し、前記インバータの出力の他端と前記電力変換回路の
出力端子の他端との間に第４リアクトルを接続し、前記
出力端子の両端に第５コンデンサと第６コンデンサとを
直列接続してなる回路を接続し、第１コンデンサと第２
コンデンサの中間接続点と、第３コンデンサと第４コン
デンサの中間接続点と、第５コンデンサと第６コンデン
サの中間接続点とをそれぞれ並列接続してなる電力変換
回路とする。
【００１０】また第４の発明は前記第２の発明の電力変
換回路において、前記コンバータの一方のブリッジの上
アームの自己消弧形素子と、該コンバータの他方のブリ
ッジの下アームの自己消弧形素子と、前記インバータの
一方のブリッジの上アームの自己消弧形素子と、該イン
バータの他方のブリッジの下アームの自己消弧形素子と
をそれぞれ同時にオン又はオフさせ、前記コンバータの
一方のブリッジの下アームの自己消弧形素子と、該コン
バータの他方のブリッジの上アームの自己消弧形素子
と、前記インバータの一方のブリッジの下アームの自己
消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジの上アー
ムの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさ
せることを特徴とする制御方法を行わせる。
換回路において、前記コンバータの一方のブリッジの上
アームの自己消弧形素子と、該コンバータの他方のブリ
ッジの下アームの自己消弧形素子と、前記インバータの
一方のブリッジの上アームの自己消弧形素子と、該イン
バータの他方のブリッジの下アームの自己消弧形素子と
をそれぞれ同時にオン又はオフさせ、前記コンバータの
一方のブリッジの下アームの自己消弧形素子と、該コン
バータの他方のブリッジの上アームの自己消弧形素子
と、前記インバータの一方のブリッジの下アームの自己
消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジの上アー
ムの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさ
せることを特徴とする制御方法を行わせる。
【００１１】また第５の発明は前記第３の発明の電力変
換回路において、前記インバータの一方のブリッジの上
アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリ
ッジの下アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオ
ン又はオフさせ、前記インバータの一方のブリッジの下
アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリ
ッジの上アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオ
ン又はオフさせることを特徴とする制御方法を行わせ
る。
換回路において、前記インバータの一方のブリッジの上
アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリ
ッジの下アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオ
ン又はオフさせ、前記インバータの一方のブリッジの下
アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリ
ッジの上アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオ
ン又はオフさせることを特徴とする制御方法を行わせ
る。
【００１２】さらに第６の発明は、入力される単相交流
電源の電圧を直流に変換するコンバータと、該コンバー
タの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該コンデン
サの両端電圧を所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変
換して負荷に給電するインバータとを備えた電力変換回
路であって、前記コンバータは４組の自己消弧形素子と
ダイオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッ
ジ回路とし、前記インバータは４組の自己消弧形素子と
ダイオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッ
ジ回路とし、前記単相交流電源が接続される入力端子の
両端に第１コンデンサを接続し、前記入力端子の一端と
前記コンバータの入力の一端との間に第１リアクトルを
接続し、前記入力端子の他端と前記コンバータの入力の
他端との間に第２リアクトルを接続し、前記インバータ
の出力の一端と前記電力変換回路の出力端子の一端との
間に第３リアクトルを接続し、前記インバータの出力の
他端と前記電力変換回路の出力端子の他端との間に第４
リアクトルを接続し、前記出力端子の両端に第２コンデ
ンサを接続した構成の電力変換回路において、前記コン
バータの一方のブリッジの上アームの自己消弧形素子
と、該コンバータの他方のブリッジの下アームの自己消
弧形素子と、前記インバータの一方のブリッジの上アー
ムの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジ
の下アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又
はオフさせ、前記コンバータの一方のブリッジの下アー
ムの自己消弧形素子と、該コンバータの他方のブリッジ
の上アームの自己消弧形素子と、前記インバータの一方
のブリッジの下アームの自己消弧形素子と、該インバー
タの他方のブリッジの上アームの自己消弧形素子とをそ
れぞれ同時にオン又はオフさせることを特徴とする制御
方法を行わせる。
電源の電圧を直流に変換するコンバータと、該コンバー
タの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該コンデン
サの両端電圧を所望の周波数，電圧の単相交流電圧に変
換して負荷に給電するインバータとを備えた電力変換回
路であって、前記コンバータは４組の自己消弧形素子と
ダイオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッ
ジ回路とし、前記インバータは４組の自己消弧形素子と
ダイオードとを逆並列接続したものからなるフルブリッ
ジ回路とし、前記単相交流電源が接続される入力端子の
両端に第１コンデンサを接続し、前記入力端子の一端と
前記コンバータの入力の一端との間に第１リアクトルを
接続し、前記入力端子の他端と前記コンバータの入力の
他端との間に第２リアクトルを接続し、前記インバータ
の出力の一端と前記電力変換回路の出力端子の一端との
間に第３リアクトルを接続し、前記インバータの出力の
他端と前記電力変換回路の出力端子の他端との間に第４
リアクトルを接続し、前記出力端子の両端に第２コンデ
ンサを接続した構成の電力変換回路において、前記コン
バータの一方のブリッジの上アームの自己消弧形素子
と、該コンバータの他方のブリッジの下アームの自己消
弧形素子と、前記インバータの一方のブリッジの上アー
ムの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブリッジ
の下アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又
はオフさせ、前記コンバータの一方のブリッジの下アー
ムの自己消弧形素子と、該コンバータの他方のブリッジ
の上アームの自己消弧形素子と、前記インバータの一方
のブリッジの下アームの自己消弧形素子と、該インバー
タの他方のブリッジの上アームの自己消弧形素子とをそ
れぞれ同時にオン又はオフさせることを特徴とする制御
方法を行わせる。
【００１３】この第１の発明の電力変換回路によれば、
交流電源側と負荷側と平滑コンデンサとにコンデンサを
介した接続線路を設けることにより高周波的に結合させ
て、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモード
ノイズの発生を抑制することができる。また第２，第３
の発明の電力変換回路によれば、コンバータ及びインバ
ータをフルブリッジ回路とすることで構成する半導体デ
バイスの耐電圧を低くでき、さらに、交流電源側と負荷
側と平滑コンデンサとにコンデンサを介した接続線路を
設けることにより高周波的に結合させて、交流電源側及
び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑
制することができる。
交流電源側と負荷側と平滑コンデンサとにコンデンサを
介した接続線路を設けることにより高周波的に結合させ
て、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモード
ノイズの発生を抑制することができる。また第２，第３
の発明の電力変換回路によれば、コンバータ及びインバ
ータをフルブリッジ回路とすることで構成する半導体デ
バイスの耐電圧を低くでき、さらに、交流電源側と負荷
側と平滑コンデンサとにコンデンサを介した接続線路を
設けることにより高周波的に結合させて、交流電源側及
び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生を抑
制することができる。
【００１４】また第４〜第６の発明の電力変換器の制御
方法によれば、コンバータまたはインバータをフルブリ
ッジ回路とし、それぞれの一方のブリッジの半導体デバ
イスと他方のブリッジの半導体デバイスとを常に対称相
対的にオン又はオフさせることにより、このスイッチン
グ動作に伴う高周波の電位変動を少なくでき、その結
果、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモード
ノイズの発生をさらに抑制することができる。
方法によれば、コンバータまたはインバータをフルブリ
ッジ回路とし、それぞれの一方のブリッジの半導体デバ
イスと他方のブリッジの半導体デバイスとを常に対称相
対的にオン又はオフさせることにより、このスイッチン
グ動作に伴う高周波の電位変動を少なくでき、その結
果、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモード
ノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は、この発明の第１の実施例
を示す電力変換回路の回路構成図である。図１におい
て、１は単相商用電源などの単相交流電源、４は電力変
換回路、３は電力変換回路４の負荷を示す。この電力変
換回路４にはコンデンサ４１ａ，４１ｂとリアクトル４
１ｃ，４１ｄとからなる入力フィルタ４１と、ＩＧＢＴ
４２ａとダイオード４２ｂとを逆並列接続してなる半導
体スイッチ４２と、ＩＧＢＴ４３ａとダイオード４３ｂ
とを逆並列接続してなる半導体スイッチ４３と、ＩＧＢ
Ｔ４４ａとダイオード４４ｂとを逆並列接続してなる半
導体スイッチ４４と、ＩＧＢＴ４５ａとダイオード４５
ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４５と、コン
デンサ４６，４７と、ＩＧＢＴ４８ａとダイオード４８
ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４８と、ＩＧ
ＢＴ４９ａとダイオード４９ｂとを逆並列接続してなる
半導体スイッチ４９と、ＩＧＢＴ５０ａとダイオード５
０ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ５０と、Ｉ
ＧＢＴ５１ａとダイオード５１ｂとを逆並列接続してな
る半導体スイッチ５１と、リアクトル５２ａ，５２ｂと
コンデンサ５２ｃ，５２ｄとからなる出力フィルタ５２
とを備え、半導体スイッチ４２〜４５でフルブリッジ回
路のコンバータを形成し、コンデンサ４６とコンデンサ
４７とで前記コンバータの出力電圧を平滑する平滑コン
デンサを形成し、半導体スイッチ４８〜５１でフルブリ
ッジ回路のインバータを形成している。
を示す電力変換回路の回路構成図である。図１におい
て、１は単相商用電源などの単相交流電源、４は電力変
換回路、３は電力変換回路４の負荷を示す。この電力変
換回路４にはコンデンサ４１ａ，４１ｂとリアクトル４
１ｃ，４１ｄとからなる入力フィルタ４１と、ＩＧＢＴ
４２ａとダイオード４２ｂとを逆並列接続してなる半導
体スイッチ４２と、ＩＧＢＴ４３ａとダイオード４３ｂ
とを逆並列接続してなる半導体スイッチ４３と、ＩＧＢ
Ｔ４４ａとダイオード４４ｂとを逆並列接続してなる半
導体スイッチ４４と、ＩＧＢＴ４５ａとダイオード４５
ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４５と、コン
デンサ４６，４７と、ＩＧＢＴ４８ａとダイオード４８
ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ４８と、ＩＧ
ＢＴ４９ａとダイオード４９ｂとを逆並列接続してなる
半導体スイッチ４９と、ＩＧＢＴ５０ａとダイオード５
０ｂとを逆並列接続してなる半導体スイッチ５０と、Ｉ
ＧＢＴ５１ａとダイオード５１ｂとを逆並列接続してな
る半導体スイッチ５１と、リアクトル５２ａ，５２ｂと
コンデンサ５２ｃ，５２ｄとからなる出力フィルタ５２
とを備え、半導体スイッチ４２〜４５でフルブリッジ回
路のコンバータを形成し、コンデンサ４６とコンデンサ
４７とで前記コンバータの出力電圧を平滑する平滑コン
デンサを形成し、半導体スイッチ４８〜５１でフルブリ
ッジ回路のインバータを形成している。
【００１６】図２は図１に示した電力変換回路４の動作
を説明するための波形図を示し、この種の電力変換回路
に対して一般的に行われている動作の波形図である。す
なわち図１に示した電力変換回路４において、図示しな
い制御回路により半導体スイッチ４２〜４５から構成さ
れたコンバータでは、図２（イ）に示す交流電源１の電
圧位相に同期した正弦波と三角波のキャリア信号とによ
るＰＷＭ制御に基づき、前記正弦波の振幅を調整しつ
つ、ＩＧＢＴ４２ａに対して図２（ロ）に示す如くオン
又はオフさせ、ＩＧＢＴ４３ａに対して図２（ハ）に示
す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４４ａに対して図２
（ニ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４５ａに
対して図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで
前記コンバータの出力電圧と後述のインバータの出力電
圧とを所望の値に調整することができ、且つ交流電源１
から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１にできる。
を説明するための波形図を示し、この種の電力変換回路
に対して一般的に行われている動作の波形図である。す
なわち図１に示した電力変換回路４において、図示しな
い制御回路により半導体スイッチ４２〜４５から構成さ
れたコンバータでは、図２（イ）に示す交流電源１の電
圧位相に同期した正弦波と三角波のキャリア信号とによ
るＰＷＭ制御に基づき、前記正弦波の振幅を調整しつ
つ、ＩＧＢＴ４２ａに対して図２（ロ）に示す如くオン
又はオフさせ、ＩＧＢＴ４３ａに対して図２（ハ）に示
す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４４ａに対して図２
（ニ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４５ａに
対して図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで
前記コンバータの出力電圧と後述のインバータの出力電
圧とを所望の値に調整することができ、且つ交流電源１
から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１にできる。
【００１７】同様に、図示しない制御回路により半導体
スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図
２（イ）に示す如くこの電力変換回路４の出力の周波
数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とに
よるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａに対して図２
（ロ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａに
対して図２（ハ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢ
Ｔ５０ａに対して図２（ニ）に示す如くオン又はオフさ
せ、ＩＧＢＴ５１ａに対して図２（ホ）に示す如くオン
又はオフさせることで電力変換回路４の出力電圧を所望
の値に調整することができる。
スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図
２（イ）に示す如くこの電力変換回路４の出力の周波
数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とに
よるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａに対して図２
（ロ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４９ａに
対して図２（ハ）に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢ
Ｔ５０ａに対して図２（ニ）に示す如くオン又はオフさ
せ、ＩＧＢＴ５１ａに対して図２（ホ）に示す如くオン
又はオフさせることで電力変換回路４の出力電圧を所望
の値に調整することができる。
【００１８】電力変換回路４が図２に示した動作をする
際に、フルブリッジ回路からなるコンバータ及びインバ
ータでは構成する半導体デバイスの耐電圧は図６に示し
た従来例回路に比してより低くすることができる。ま
た、コンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、
コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点と、コンデン
サ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点とをそれぞれ並列
接続したことにより、図２（ロ）〜（ホ）に示す如くＩ
ＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４４ａ又はＩＧＢＴ４３ａとＩ
ＧＢＴ４５ａとが同時にオン状態になっても、同様に、
ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５０ａ又はＩＧＢＴ４９ａと
ＩＧＢＴ５１ａとが同時にオン状態になっても、このス
イッチング動作による高周波の電位変動が抑制され、そ
の結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモ
ンモードノイズの発生を抑制することができる。
際に、フルブリッジ回路からなるコンバータ及びインバ
ータでは構成する半導体デバイスの耐電圧は図６に示し
た従来例回路に比してより低くすることができる。ま
た、コンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続点と、
コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点と、コンデン
サ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点とをそれぞれ並列
接続したことにより、図２（ロ）〜（ホ）に示す如くＩ
ＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４４ａ又はＩＧＢＴ４３ａとＩ
ＧＢＴ４５ａとが同時にオン状態になっても、同様に、
ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５０ａ又はＩＧＢＴ４９ａと
ＩＧＢＴ５１ａとが同時にオン状態になっても、このス
イッチング動作による高周波の電位変動が抑制され、そ
の結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモ
ンモードノイズの発生を抑制することができる。
【００１９】図３は、この発明の第２の実施例を示す電
力変換回路の回路構成図であり、図１に示した実施例回
路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
すなわち図３に示した電力変換回路６では、コンバータ
がダイオード６１〜６４からなるフルブリッジ回路にな
っている。図３に示した電力変換回路６において、図示
しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構
成されたインバータでは、図２（イ）に示す如くこの電
力変換回路６の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と
三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、Ｉ
ＧＢＴ４８ａに対して図２（ロ）に示す如くオン又はオ
フさせ、ＩＧＢＴ４９ａに対して図２（ハ）に示す如く
オン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５０ａに対して図２（ニ）
に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５１ａに対して
図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変
換回路６の出力電圧を所望の値に調整することができ
る。また、コンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続
点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点と、コ
ンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点とをそれぞ
れ並列接続したことにより、図２（ロ）〜（ホ）に示す
如くＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５０ａ又はＩＧＢＴ４９
ａとＩＧＢＴ５１ａとが同時にオン状態になっても、こ
のスイッチング動作による高周波の電位変動が抑制さ
れ、その結果、負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノ
イズの発生を抑制することができる。
力変換回路の回路構成図であり、図１に示した実施例回
路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
すなわち図３に示した電力変換回路６では、コンバータ
がダイオード６１〜６４からなるフルブリッジ回路にな
っている。図３に示した電力変換回路６において、図示
しない制御回路により半導体スイッチ４８〜５１から構
成されたインバータでは、図２（イ）に示す如くこの電
力変換回路６の出力の周波数，電圧に対応する正弦波と
三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制御に基づき、Ｉ
ＧＢＴ４８ａに対して図２（ロ）に示す如くオン又はオ
フさせ、ＩＧＢＴ４９ａに対して図２（ハ）に示す如く
オン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５０ａに対して図２（ニ）
に示す如くオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ５１ａに対して
図２（ホ）に示す如くオン又はオフさせることで電力変
換回路６の出力電圧を所望の値に調整することができ
る。また、コンデンサ４１ａとコンデンサ４１ｂの接続
点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点と、コ
ンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点とをそれぞ
れ並列接続したことにより、図２（ロ）〜（ホ）に示す
如くＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５０ａ又はＩＧＢＴ４９
ａとＩＧＢＴ５１ａとが同時にオン状態になっても、こ
のスイッチング動作による高周波の電位変動が抑制さ
れ、その結果、負荷３側に擾乱を与えるコモンモードノ
イズの発生を抑制することができる。
【００２０】また電力変換回路６のダイオード６１〜６
４からなるコンバータが動作する際に、ダイオード６１
とダイオード６４、又はダイオード６２とダイオード６
３とが同時にオンした状態では、リアクトル４１ｃと、
リアクトル４１ｃと同じインダクタンス値のリアクトル
４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４１
ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続
点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、
交流電源１側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生
をさらに抑制することができる。
４からなるコンバータが動作する際に、ダイオード６１
とダイオード６４、又はダイオード６２とダイオード６
３とが同時にオンした状態では、リアクトル４１ｃと、
リアクトル４１ｃと同じインダクタンス値のリアクトル
４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４１
ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続
点との間に高周波的にも電位差が発生せず、その結果、
交流電源１側に擾乱を与えるコモンモードノイズの発生
をさらに抑制することができる。
【００２１】図４は、この発明の第３〜第５の実施例を
示す電力変換回路の制御方法を説明する波形図である。
先ず、図４に示す制御方法を図１に示した電力変換回路
４に適用したこの発明の第３の実施例について説明をす
る。すなわち図１に示した電力変換回路４において、図
示しない制御回路により半導体スイッチ４２〜４５から
構成されたコンバータでは、図４（イ）に示す交流電源
１の電圧位相に同期した正弦波と三角波のキャリア信号
とによるＰＷＭ制御に基づき、前記正弦波の振幅を調整
しつつ、ＩＧＢＴ４２ａ，４５ａに対して図４（ロ）に
示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４３ａ，４
４ａに対して図４（ハ）に示す如く同時にオン又はオフ
させることで前記コンバータの出力電圧と後述のインバ
ータの出力電圧とを所望の値に調整することができ、且
つ交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１にでき
る。
示す電力変換回路の制御方法を説明する波形図である。
先ず、図４に示す制御方法を図１に示した電力変換回路
４に適用したこの発明の第３の実施例について説明をす
る。すなわち図１に示した電力変換回路４において、図
示しない制御回路により半導体スイッチ４２〜４５から
構成されたコンバータでは、図４（イ）に示す交流電源
１の電圧位相に同期した正弦波と三角波のキャリア信号
とによるＰＷＭ制御に基づき、前記正弦波の振幅を調整
しつつ、ＩＧＢＴ４２ａ，４５ａに対して図４（ロ）に
示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４３ａ，４
４ａに対して図４（ハ）に示す如く同時にオン又はオフ
させることで前記コンバータの出力電圧と後述のインバ
ータの出力電圧とを所望の値に調整することができ、且
つ交流電源１から見た力率（ｃｏｓφ）をほぼ１にでき
る。
【００２２】同様に、図示しない制御回路により半導体
スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図
４（イ）に示す如くこの電力変換回路４の出力の周波
数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とに
よるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａ，５１ａに対
して図４（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、Ｉ
ＧＢＴ４９ａ，５０ａに対して図４（ハ）に示す如くオ
ン又はオフさせることで電力変換回路４の出力電圧を所
望の値に調整することができる。
スイッチ４８〜５１から構成されたインバータでは、図
４（イ）に示す如くこの電力変換回路４の出力の周波
数，電圧に対応する正弦波と三角波のキャリア信号とに
よるＰＷＭ制御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａ，５１ａに対
して図４（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、Ｉ
ＧＢＴ４９ａ，５０ａに対して図４（ハ）に示す如くオ
ン又はオフさせることで電力変換回路４の出力電圧を所
望の値に調整することができる。
【００２３】電力変換回路４が図４に示した動作をする
際に、ＩＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４５ａ、又はＩＧＢＴ
４３ａとＩＧＢＴ４４ａとを同時にオンさせた状態で
は、リアクトル４１ｃと、リアクトル４１ｃとリアクト
ル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４
１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接
続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、同様に、
ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａ
とＩＧＢＴ５０ａとを同時にオンさせた状態では、リア
クトル５２ａと、リアクトル５２ａと同じインダクタン
ス値のリアクトル５２ｂの作用によりコンデンサ５２ｃ
とコンデンサ５２ｄの接続点と、コンデンサ４６とコン
デンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生
せず、その結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与
えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することが
できる。
際に、ＩＧＢＴ４２ａとＩＧＢＴ４５ａ、又はＩＧＢＴ
４３ａとＩＧＢＴ４４ａとを同時にオンさせた状態で
は、リアクトル４１ｃと、リアクトル４１ｃとリアクト
ル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデンサ４
１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接
続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、同様に、
ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａ
とＩＧＢＴ５０ａとを同時にオンさせた状態では、リア
クトル５２ａと、リアクトル５２ａと同じインダクタン
ス値のリアクトル５２ｂの作用によりコンデンサ５２ｃ
とコンデンサ５２ｄの接続点と、コンデンサ４６とコン
デンサ４７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生
せず、その結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与
えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制することが
できる。
【００２４】次に、図４に示す制御方法を図２に示した
電力変換回路６に適用したこの発明の第４の実施例につ
いて説明をする。すなわち図２に示した電力変換回路６
において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４
８〜５１から構成されたインバータでは、図４（イ）に
示す如くこの電力変換回路６の出力の周波数，電圧に対
応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制
御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａ，５１ａに対して図４
（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４
９ａ，５０ａに対して図４（ハ）に示す如くオン又はオ
フさせることで電力変換回路６の出力電圧を所望の値に
調整することができ、また、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ
５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時
にオンさせた状態では、リアクトル５２ａ，５２ｂの作
用によりコンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点
と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に
高周波的にも電位差が発生せず、その結果、負荷３側に
擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制す
ることができる。
電力変換回路６に適用したこの発明の第４の実施例につ
いて説明をする。すなわち図２に示した電力変換回路６
において、図示しない制御回路により半導体スイッチ４
８〜５１から構成されたインバータでは、図４（イ）に
示す如くこの電力変換回路６の出力の周波数，電圧に対
応する正弦波と三角波のキャリア信号とによるＰＷＭ制
御に基づき、ＩＧＢＴ４８ａ，５１ａに対して図４
（ロ）に示す如く同時にオン又はオフさせ、ＩＧＢＴ４
９ａ，５０ａに対して図４（ハ）に示す如くオン又はオ
フさせることで電力変換回路６の出力電圧を所望の値に
調整することができ、また、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ
５１ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時
にオンさせた状態では、リアクトル５２ａ，５２ｂの作
用によりコンデンサ５２ｃとコンデンサ５２ｄの接続点
と、コンデンサ４６とコンデンサ４７の接続点との間に
高周波的にも電位差が発生せず、その結果、負荷３側に
擾乱を与えるコモンモードノイズの発生をさらに抑制す
ることができる。
【００２５】また電力変換回路６のダイオード６１〜６
４からなるコンバータが動作する際に、ダイオード６１
とダイオード６４、又はダイオード６２とダイオード６
３とが同時にオンした状態では、リアクトル４１ｃとリ
アクトル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデ
ンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４
７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、そ
の結果、交流電源１側に擾乱を与えるコモンモードノイ
ズの発生をさらに抑制することができる。
４からなるコンバータが動作する際に、ダイオード６１
とダイオード６４、又はダイオード６２とダイオード６
３とが同時にオンした状態では、リアクトル４１ｃとリ
アクトル４１ｄの作用によりコンデンサ４１ａとコンデ
ンサ４１ｂの接続点と、コンデンサ４６とコンデンサ４
７の接続点との間に高周波的にも電位差が発生せず、そ
の結果、交流電源１側に擾乱を与えるコモンモードノイ
ズの発生をさらに抑制することができる。
【００２６】図５はこの発明の第５の実施例を示す電力
変換回路の制御方法を説明する回路構成図であり、図１
に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符
号を付している。すなわち図５に示した電力変換回路７
では、入力フィルタ７１はコンデンサ７１ａとリアクト
ル７１ｂ，７１ｃとから形成され、平滑コンデンサはコ
ンデンサ７２からなり、出力フィルタ７３はリアクトル
７３ａ，７３ｂとコンデンサ７３ｃとから形成されてい
る。なおこの電力変換回路７の回路構成は公知である。
変換回路の制御方法を説明する回路構成図であり、図１
に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符
号を付している。すなわち図５に示した電力変換回路７
では、入力フィルタ７１はコンデンサ７１ａとリアクト
ル７１ｂ，７１ｃとから形成され、平滑コンデンサはコ
ンデンサ７２からなり、出力フィルタ７３はリアクトル
７３ａ，７３ｂとコンデンサ７３ｃとから形成されてい
る。なおこの電力変換回路７の回路構成は公知である。
【００２７】この電力変換回路７の制御方法を、図４に
示した波形図を参照しつつ、以下に説明をする。なお、
半導体スイッチ４２〜４５から構成されたコンバータ及
び半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータ
の動作は、上述のこの発明の第３の実施例と同様である
ので、ここではその説明を省略する。すなわち電力変換
回路７が図４に示した動作をする際に、ＩＧＢＴ４２ａ
とＩＧＢＴ４５ａ、又はＩＧＢＴ４３ａとＩＧＢＴ４４
ａとを同時にオンさせた状態ではリアクトル７１ｂ，７
１ｃの作用によりコンデンサ７１ａの仮想中性点（コン
デンサ７１ａの中間電圧）の電位は、コンデンサ７２の
仮想中性点（コンデンサ７２の中間電圧）の電位とほぼ
同じくなり、同様に、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１
ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時にオ
ンさせた状態ではリアクトル７３ａ，７３ｂの作用によ
りコンデンサ７３ｃの仮想中性点（コンデンサ７３ｃの
中間電圧）の電位は、コンデンサ７２の仮想中性点（コ
ンデンサ７２の中間電圧）の電位とほぼ同じくなり、そ
の結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモ
ンモードノイズの発生を抑制することができる。
示した波形図を参照しつつ、以下に説明をする。なお、
半導体スイッチ４２〜４５から構成されたコンバータ及
び半導体スイッチ４８〜５１から構成されたインバータ
の動作は、上述のこの発明の第３の実施例と同様である
ので、ここではその説明を省略する。すなわち電力変換
回路７が図４に示した動作をする際に、ＩＧＢＴ４２ａ
とＩＧＢＴ４５ａ、又はＩＧＢＴ４３ａとＩＧＢＴ４４
ａとを同時にオンさせた状態ではリアクトル７１ｂ，７
１ｃの作用によりコンデンサ７１ａの仮想中性点（コン
デンサ７１ａの中間電圧）の電位は、コンデンサ７２の
仮想中性点（コンデンサ７２の中間電圧）の電位とほぼ
同じくなり、同様に、ＩＧＢＴ４８ａとＩＧＢＴ５１
ａ、又はＩＧＢＴ４９ａとＩＧＢＴ５０ａとを同時にオ
ンさせた状態ではリアクトル７３ａ，７３ｂの作用によ
りコンデンサ７３ｃの仮想中性点（コンデンサ７３ｃの
中間電圧）の電位は、コンデンサ７２の仮想中性点（コ
ンデンサ７２の中間電圧）の電位とほぼ同じくなり、そ
の結果、交流電源１側及び負荷３側に擾乱を与えるコモ
ンモードノイズの発生を抑制することができる。
【００２８】なお、この発明の第３〜第５の実施例の説
明をする図４の波形図において、ＰＷＭ制御の際の正弦
波と三角波キャリア信号とを同期させた例について現し
たが、正弦波と三角波キャリア信号とを同期させなくて
も、この発明は成立する。
明をする図４の波形図において、ＰＷＭ制御の際の正弦
波と三角波キャリア信号とを同期させた例について現し
たが、正弦波と三角波キャリア信号とを同期させなくて
も、この発明は成立する。
【００２９】
【発明の効果】この発明の電力変換回路によれば、コン
バータ及びインバータをフルブリッジ回路とすることで
構成する半導体デバイスの耐電圧を低くでき、さらに、
交流電源側と負荷側と平滑コンデンサとにコンデンサを
介した接続線路を設けることにより高周波的に結合させ
て、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモード
ノイズの発生を抑制することができる。
バータ及びインバータをフルブリッジ回路とすることで
構成する半導体デバイスの耐電圧を低くでき、さらに、
交流電源側と負荷側と平滑コンデンサとにコンデンサを
介した接続線路を設けることにより高周波的に結合させ
て、交流電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモード
ノイズの発生を抑制することができる。
【００３０】また、この発明の電力変換器の制御方法に
よれば、コンバータまたはインバータをフルブリッジ回
路とし、それぞれの一方のブリッジの半導体デバイスと
他方のブリッジの半導体デバイスとを常に対称相対的に
オン又はオフさせることにより、このスイッチング動作
に伴う高周波の電位変動を少なくでき、その結果、交流
電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの
発生をさらに抑制することができる。
よれば、コンバータまたはインバータをフルブリッジ回
路とし、それぞれの一方のブリッジの半導体デバイスと
他方のブリッジの半導体デバイスとを常に対称相対的に
オン又はオフさせることにより、このスイッチング動作
に伴う高周波の電位変動を少なくでき、その結果、交流
電源側及び負荷側に擾乱を与えるコモンモードノイズの
発生をさらに抑制することができる。
【００３１】その結果、電力変換回路の変換効率が改善
され、該電力変換回路が低価格化，小形化され、例え
ば、コンピュータ電源としての単相無停電電源装置の電
力変換回路に好適である。
され、該電力変換回路が低価格化，小形化され、例え
ば、コンピュータ電源としての単相無停電電源装置の電
力変換回路に好適である。
【図１】この発明の第１の実施例を示す電力変換回路の
回路構成図
回路構成図
【図２】図１の動作を説明する波形図
【図３】この発明の第２の実施例を示す電力変換回路の
回路構成図
回路構成図
【図４】この発明の第３〜第５の実施例を示す電力変換
回路の動作の波形図
回路の動作の波形図
【図５】この発明の第５の実施例を説明する電力変換回
路の回路構成図
路の回路構成図
【図６】従来例を示す電力変換回路の回路構成図
１…交流電源、２，４，６，７…電力変換回路、３…負
荷、２１，４１，７１…入力フィルタ、２２，２３，２
６，２７，４２〜４５，４８〜５１…半導体スイッチ、
２４，２５，４６，４７，７２…コンデンサ、２８，５
２，７３…出力フィルタ、２２ａ，２３ａ，２６ａ，２
７ａ，４２ａ〜４５ａ，４８ａ〜５１ａ…ＩＧＢＴ、２
２ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂ，４２ｂ〜４５ｂ，４８
ｂ〜５１ｂ，６１〜６４…ダイオード、２１ａ，２８
ｂ，４１ａ，４１ｂ，５２ｃ，５２ｄ，，７１ａ，７３
ｃ…コンデンサ、２１ｂ，２８ａ，４１ｃ，４１ｄ，５
２ａ，５２ｂ，７１ｂ，７１ｃ，７３ａ，７３ｂ…リア
クトル。
荷、２１，４１，７１…入力フィルタ、２２，２３，２
６，２７，４２〜４５，４８〜５１…半導体スイッチ、
２４，２５，４６，４７，７２…コンデンサ、２８，５
２，７３…出力フィルタ、２２ａ，２３ａ，２６ａ，２
７ａ，４２ａ〜４５ａ，４８ａ〜５１ａ…ＩＧＢＴ、２
２ｂ，２３ｂ，２６ｂ，２７ｂ，４２ｂ〜４５ｂ，４８
ｂ〜５１ｂ，６１〜６４…ダイオード、２１ａ，２８
ｂ，４１ａ，４１ｂ，５２ｃ，５２ｄ，，７１ａ，７３
ｃ…コンデンサ、２１ｂ，２８ａ，４１ｃ，４１ｄ，５
２ａ，５２ｂ，７１ｂ，７１ｃ，７３ａ，７３ｂ…リア
クトル。
Claims (6)
- 【請求項１】入力される単相交流電源の電圧を直流に変
換するコンバータと、該コンバータの出力電圧を平滑す
る平滑コンデンサと、該コンデンサの両端電圧を所望の
周波数，電圧の単相交流電圧に変換して負荷に給電する
インバータとを備えた電力変換回路において、 前記平滑コンデンサは第１コンデンサと第２コンデンサ
とを直列接続してなる回路とし、 前記単相交流電源が接続される入力端子の両端に、第３
コンデンサと第４コンデンサとを直列接続してなる回路
を接続し、 前記電力変換回路の出力端子の両端に第５コンデンサと
第６コンデンサとを直列接続してなる回路を接続し、 第１コンデンサと第２コンデンサの中間接続点と、第３
コンデンサと第４コンデンサの中間接続点と、第５コン
デンサと第６コンデンサの中間接続点とをそれぞれ並列
接続したことを特徴とする電力変換回路。 - 【請求項２】入力される単相交流電源の電圧を直流に変
換するコンバータと、該コンバータの出力電圧を平滑す
る平滑コンデンサと、該コンデンサの両端電圧を所望の
周波数，電圧の単相交流電圧に変換して負荷に給電する
インバータとを備えた電力変換回路において、 前記コンバータは４組の自己消弧形素子とダイオードと
を逆並列接続したものからなるフルブリッジ回路とし、 前記インバータは４組の自己消弧形素子とダイオードと
を逆並列接続したものからなるフルブリッジ回路とし、 前記平滑コンデンサは第１コンデンサと第２コンデンサ
とを直列接続してなる回路とし、 前記単相交流電源が接続される入力端子の両端に、第３
コンデンサと第４コンデンサとを直列接続してなる回路
を接続し、 前記入力端子の一端と前記コンバータの入力の一端との
間に第１リアクトルを接続し、 前記入力端子の他端と前記コンバータの入力の他端との
間に第２リアクトルを接続し、 前記インバータの出力の一端と前記電力変換回路の出力
端子の一端との間に第３リアクトルを接続し、 前記インバータの出力の他端と前記電力変換回路の出力
端子の他端との間に第４リアクトルを接続し、 前記出力端子の両端に第５コンデンサと第６コンデンサ
とを直列接続してなる回路を接続し、 第１コンデンサと第２コンデンサの中間接続点と、第３
コンデンサと第４コンデンサの中間接続点と、第５コン
デンサと第６コンデンサの中間接続点とをそれぞれ並列
接続したことを特徴とする電力変換回路。 - 【請求項３】入力される単相交流電源の電圧を直流に変
換するコンバータと、該コンバータの出力電圧を平滑す
る平滑コンデンサと、該コンデンサの両端電圧を所望の
周波数，電圧の単相交流電圧に変換して負荷に給電する
インバータとを備えた電力変換回路において、 前記コンバータは４組のダイオードからなるフルブリッ
ジ回路とし、 前記インバータは自己消弧形素子とダイオードとを逆並
列接続したものからなるフルブリッジ回路とし、 前記平滑コンデンサは第１コンデンサと第２コンデンサ
とを直列接続してなる回路とし、 前記単相交流電源が接続される入力端子の両端に第３コ
ンデンサと第４コンデンサとを直列接続してなる回路を
接続し、 前記入力端子の一端と前記コンバータの入力の一端との
間に第１リアクトルを接続し、 前記入力端子の他端と前記コンバータの入力の他端との
間に第２リアクトルを接続し、 前記インバータの出力の一端と前記電力変換回路の出力
端子の一端との間に第３リアクトルを接続し、 前記インバータの出力の他端と前記電力変換回路の出力
端子の他端との間に第４リアクトルを接続し、 前記出力端子の両端に第５コンデンサと第６コンデンサ
とを直列接続してなる回路を接続し、 第１コンデンサと第２コンデンサの中間接続点と、第３
コンデンサと第４コンデンサの中間接続点と、第５コン
デンサと第６コンデンサの中間接続点とをそれぞれ並列
接続したことを特徴とする電力変換回路。 - 【請求項４】請求項２に記載の電力変換回路において、 前記コンバータの一方のブリッジの上アームの自己消弧
形素子と、該コンバータの他方のブリッジの下アームの
自己消弧形素子と、前記インバータの一方のブリッジの
上アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブ
リッジの下アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時に
オン又はオフさせ、 前記コンバータの一方のブリッジの下アームの自己消弧
形素子と、該コンバータの他方のブリッジの上アームの
自己消弧形素子と、前記インバータの一方のブリッジの
下アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブ
リッジの上アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時に
オン又はオフさせることを特徴とする電力変換回路の制
御方法。 - 【請求項５】請求項３に記載の電力変換回路において、 前記インバータの一方のブリッジの上アームの自己消弧
形素子と、該インバータの他方のブリッジの下アームの
自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさせ、 前記インバータの一方のブリッジの下アームの自己消弧
形素子と、該インバータの他方のブリッジの上アームの
自己消弧形素子とをそれぞれ同時にオン又はオフさせる
ことを特徴とする電力変換回路の制御方法。 - 【請求項６】入力される単相交流電源の電圧を直流に変
換するコンバータと、該コンバータの出力電圧を平滑す
る平滑コンデンサと、該コンデンサの両端電圧を所望の
周波数，電圧の単相交流電圧に変換して負荷に給電する
インバータとを備えた電力変換回路であって、 前記コンバータは４組の自己消弧形素子とダイオードと
を逆並列接続したものからなるフルブリッジ回路とし、
前記インバータは４組の自己消弧形素子とダイオードと
を逆並列接続したものからなるフルブリッジ回路とし、
前記単相交流電源が接続される入力端子の両端に第１コ
ンデンサを接続し、前記入力端子の一端と前記コンバー
タの入力の一端との間に第１リアクトルを接続し、前記
入力端子の他端と前記コンバータの入力の他端との間に
第２リアクトルを接続し、前記インバータの出力の一端
と前記電力変換回路の出力端子の一端との間に第３リア
クトルを接続し、前記インバータの出力の他端と前記電
力変換回路の出力端子の他端との間に第４リアクトルを
接続し、前記出力端子の両端に第２コンデンサを接続し
た構成の電力変換回路において、 前記コンバータの一方のブリッジの上アームの自己消弧
形素子と、該コンバータの他方のブリッジの下アームの
自己消弧形素子と、前記インバータの一方のブリッジの
上アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブ
リッジの下アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時に
オン又はオフさせ、 前記コンバータの一方のブリッジの下アームの自己消弧
形素子と、該コンバータの他方のブリッジの上アームの
自己消弧形素子と、前記インバータの一方のブリッジの
下アームの自己消弧形素子と、該インバータの他方のブ
リッジの上アームの自己消弧形素子とをそれぞれ同時に
オン又はオフさせることを特徴とする電力変換回路の制
御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02749898A JP3680538B2 (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 電力変換回路の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02749898A JP3680538B2 (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 電力変換回路の制御方法 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11235055A true JPH11235055A (ja) | 1999-08-27 |
| JP3680538B2 JP3680538B2 (ja) | 2005-08-10 |
Family
ID=12222820
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02749898A Expired - Fee Related JP3680538B2 (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 電力変換回路の制御方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3680538B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010119188A (ja) * | 2008-11-12 | 2010-05-27 | Toshiba Corp | 系統連系インバータ |
| JP2012125055A (ja) * | 2010-12-08 | 2012-06-28 | Toshiba Corp | インバータ |
| JP2015165744A (ja) * | 2014-03-03 | 2015-09-17 | オムロン株式会社 | 電力変換装置および制御装置 |
| CN106787909A (zh) * | 2017-01-03 | 2017-05-31 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种逆变电路和开关电源 |
| JP2020145842A (ja) * | 2019-03-06 | 2020-09-10 | ローム株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2021186918A1 (ja) * | 2020-03-18 | 2021-09-23 | パナソニック株式会社 | 電力変換システム、電力変換システムの制御方法及びプログラム |
-
1998
- 1998-02-09 JP JP02749898A patent/JP3680538B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010119188A (ja) * | 2008-11-12 | 2010-05-27 | Toshiba Corp | 系統連系インバータ |
| US8514596B2 (en) | 2008-11-12 | 2013-08-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | System interconnection inverter with bypass path |
| JP2012125055A (ja) * | 2010-12-08 | 2012-06-28 | Toshiba Corp | インバータ |
| JP2015165744A (ja) * | 2014-03-03 | 2015-09-17 | オムロン株式会社 | 電力変換装置および制御装置 |
| CN106787909A (zh) * | 2017-01-03 | 2017-05-31 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种逆变电路和开关电源 |
| JP2020145842A (ja) * | 2019-03-06 | 2020-09-10 | ローム株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2021186918A1 (ja) * | 2020-03-18 | 2021-09-23 | パナソニック株式会社 | 電力変換システム、電力変換システムの制御方法及びプログラム |
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| JP3680538B2 (ja) | 2005-08-10 |
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