JP2015165744A - 電力変換装置および制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】入力電流の波形を整形することが可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】PFC100は、ブリッジ回路3と、平滑回路6と、スナバ回路4と、スイッチ回路5とを備える。平滑回路6は、正極ライン7aと負極ライン7bとの間に直列に接続された2つの平滑コンデンサ6aおよび6bを含み、2つの平滑コンデンサ6aおよび6bの間が中性点7cに接続されている。スナバ回路4は、正極ライン7aと負極ライン7bとの間に直列に接続された2つのスナバコンデンサ41aおよび41bを含み、2つのスナバコンデンサ41aおよび41bの間が中性点7cに接続されている。スイッチ回路5は、正極ライン7aに設けられたIGBT51aと、負極ライン7bに設けられたIGBT51bとを含む。【選択図】図1
Description
本発明は、電力変換装置、および、その電力変換装置を制御する制御装置に関する。
従来、PFC(Power Factor Correction:力率改善回路)などの電力変換装置が知られている(たとえば、非特許文献1参照)。
非特許文献1のPFCは、ブリッジ回路と、ブリッジ回路の交流側に設けられた高周波フィルタと、ブリッジ回路と高周波フィルタとの間に設けられたリアクタと、ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑コンデンサと、ブリッジ回路と平滑コンデンサとの間に設けられたスナバコンデンサと、平滑コンデンサとスナバコンデンサとの間に設けられた逆流防止ダイオードとを備えている。PFCは、入力側に三相交流電源が接続され、出力側に負荷が接続されている。
ブリッジ回路には、上アームおよび下アームにより構成されるレグが3つ設けられている。各アーム(上アームおよび下アーム)には、それぞれスイッチ素子が設けられ、そのスイッチ素子には、ダイオードが並列に接続されている。そして、ブリッジ回路では、交流電圧(入力電圧)の位相に応じて、各レグにおける上アームまたは下アームのスイッチ素子が選択され、その選択された3つのスイッチ素子が一定のデューティ比で駆動される。また、このPFCは、DCM(Discontinuous Current Mode:電流不連続モード)で動作するように構成されており、リアクタには電流が不連続で流れるようになっている。
そして、非特許文献1のPFCでは、リアクタに電流が流れていないときに、ブリッジ回路のスイッチ素子がターンオンすることにより、ZCS(Zero Current Switching:ゼロ電流スイッチング)になる。また、PFCでは、スナバコンデンサが放電された状態で、ブリッジ回路のスイッチ素子がターンオフすることにより、ZVS(Zero Voltage Switching:ゼロ電圧スイッチング)になる。これにより、スイッチングロスの低減を図ることが可能である。
磯部高範、宮路淳世、臼木一浩、松川達哉、嶋田隆一、「磁気エネルギー回生スイッチの原理を応用したソフトスイッチングアクティブ整流回路」、電気学会論文誌D(産業応用部門誌) Vol.131(2011) No.6 p.793−800
しかしながら、上記した従来のPFCでは、三相交流電源からPFCに入力される入力電流の波形に歪みが生じるという問題点がある。すなわち、THD(Total Harmonic Distortion:全高調波歪)が高くなるという問題点がある。ここで、従来のPFCにおける交流電圧および入力電流の波形を図16に示した。図16に示すように、交流電圧がゼロクロス付近のときに入力電流に歪みが生じる。なお、他の相の交流電圧がゼロクロス付近のとき(交流電圧の位相が60度の時点など)にも、他の相の影響を受けることにより、入力電流に歪みが生じる。
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、入力電流の波形を整形することが可能な電力変換装置および制御装置を提供することである。
本発明による電力変換装置は、複数のアームにそれぞれスイッチ素子が設けられたブリッジ回路と、ブリッジ回路の交流側に設けられ、中性点に接続されたフィルタと、ブリッジ回路とフィルタとの間に設けられたリアクタと、ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑回路と、ブリッジ回路と平滑回路との間に設けられたスナバ回路と、平滑回路とスナバ回路との間に設けられたスイッチ回路とを備える。平滑回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された2つの平滑コンデンサを含み、2つの平滑コンデンサの間が中性点に接続されている。スナバ回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された2つのスナバコンデンサを含み、2つのスナバコンデンサの間が中性点に接続されている。スイッチ回路は、正極ラインに設けられた第1スイッチと、負極ラインに設けられた第2スイッチとを含む。
このように構成することによって、交流電圧がゼロクロス付近であっても、スイッチ回路により平滑コンデンサを介したインピーダンスの低い電流経路を形成することにより、リアクタを流れる電流を立ち上がりやすくすることができるので、入力電流の波形を整形することができる。
上記電力変換装置において、リアクタには、電流が不連続で流れるように構成されていてもよい。
上記電力変換装置において、ブリッジ回路のスイッチ素子は、異なるデューティ比で駆動され、第1スイッチは、スイッチング周期毎に、ブリッジ回路の上アームのスイッチ素子のいずれかが最初にターンオンするときに、ターンオンするように構成され、第2スイッチは、スイッチング周期毎に、ブリッジ回路の下アームのスイッチ素子のいずれかが最初にターンオンするときに、ターンオンするように構成されていてもよい。
上記電力変換装置において、ブリッジ回路のスイッチ素子は、2つのスナバコンデンサが放電された状態で、ターンオフするように構成されていてもよい。
本発明による制御装置は、電力変換装置を制御する制御装置であり、電力変換装置は、複数のアームにそれぞれスイッチ素子が設けられたブリッジ回路と、ブリッジ回路の交流側に設けられ、中性点に接続されたフィルタと、ブリッジ回路とフィルタとの間に設けられたリアクタと、ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑回路と、ブリッジ回路と平滑回路との間に設けられたスナバ回路と、平滑回路とスナバ回路との間に設けられたスイッチ回路とを備える。平滑回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された2つの平滑コンデンサを含み、2つの平滑コンデンサの間が中性点に接続されている。スナバ回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された2つのスナバコンデンサを含み、2つのスナバコンデンサの間が中性点に接続されている。スイッチ回路は、正極ラインに設けられた第1スイッチと、負極ラインに設けられた第2スイッチとを含む。制御装置は、電力変換装置の入力電圧、入力電流および出力電圧に基づいて、ブリッジ回路とスイッチ回路とを制御するように構成されている。
このように構成することによって、交流電圧がゼロクロス付近であっても、スイッチ回路により平滑コンデンサを介したインピーダンスの低い電流経路を形成することにより、リアクタを流れる電流を立ち上がりやすくすることができるので、入力電流の波形を整形することができる。
本発明の電力変換装置および制御装置によれば、入力電流の波形を整形することができる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
(第1実施形態)
−PFCの回路構成−
まず、図1を参照して、本発明の第1実施形態によるPFC100の回路構成について説明する。なお、PFC100は、本発明の「電力変換装置」の一例である。
−PFCの回路構成−
まず、図1を参照して、本発明の第1実施形態によるPFC100の回路構成について説明する。なお、PFC100は、本発明の「電力変換装置」の一例である。
PFC100は、図1に示すように、高周波フィルタ1と、リアクタ部2と、ブリッジ回路3と、スナバ回路4と、スイッチ回路5と、平滑回路6とを備えている。このPFC100は、入力側に三相交流電源(系統電源)80が接続され、出力側に負荷90が接続されている。なお、三相交流電源80は、たとえば各相が中性点7cに接続されている。
高周波フィルタ1は、三相交流電源80とリアクタ部2との間に配置されるとともに、ブリッジ回路3の交流側に配置されている。この高周波フィルタ1は、高周波のノイズ成分を除去するために設けられている。高周波フィルタ1は、R相用のリアクタ11rおよびコンデンサ12rと、S相用のリアクタ11sおよびコンデンサ12sと、T相用のリアクタ11tおよびコンデンサ12tとを含んでいる。
具体的には、リアクタ11rは、一端が三相交流電源80のR相に接続されるとともに、他端がリアクタ部2に接続されている。コンデンサ12rは、電極の一方がリアクタ11rの他端に接続され、電極の他方が中性点7cに接続されている。リアクタ11sは、一端が三相交流電源80のS相に接続されるとともに、他端がリアクタ部2に接続されている。コンデンサ12sは、電極の一方がリアクタ11sの他端に接続され、電極の他方が中性点7cに接続されている。リアクタ11tは、一端が三相交流電源80のT相に接続されるとともに、他端がリアクタ部2に接続されている。コンデンサ12tは、電極の一方がリアクタ11tの他端に接続され、電極の他方が中性点7cに接続されている。
リアクタ部2は、高周波フィルタ1とブリッジ回路3との間に配置されている。このリアクタ部2は、共振により電流を不連続にさせるために設けられている。リアクタ部2は、R相用のリアクタ2rと、S相用のリアクタ2sと、T相用のリアクタ2tとを含んでいる。具体的には、リアクタ2rの一端は、リアクタ11rの他端に接続され、リアクタ2sの一端は、リアクタ11sの他端に接続され、リアクタ2tの一端は、リアクタ11tの他端に接続されている。
ブリッジ回路3は、三相交流電源80から供給される電力を交流から直流に変換して負荷90に供給するために設けられている。このブリッジ回路3は、U相アーム3uと、V相アーム3vと、W相アーム3wと、X相アーム3xと、Y相アーム3yと、Z相アーム3zとを含んでいる。U相アーム3u、V相アーム3vおよびW相アーム3wは、上アームであり、X相アーム3x、Y相アーム3yおよびZ相アーム3zは、下アームである。U相アーム3uおよびX相アーム3xにより1つのレグを構成し、V相アーム3vおよびY相アーム3yにより1つのレグを構成し、W相アーム3wおよびZ相アーム3zにより1つのレグを構成している。
U相アーム3uには、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)31uが設けられるとともに、そのIGBT31uと並列にダイオード32uが設けられている。IGBT31uは、コレクタが正極ライン7aに接続され、エミッタがリアクタ2rの他端およびX相アーム3xに接続されている。ダイオード32uは、カソードが正極ライン7aに接続され、アノードがリアクタ2rの他端およびX相アーム3xに接続されている。
V相アーム3vには、IGBT31vが設けられるとともに、そのIGBT31vと並列にダイオード32vが設けられている。IGBT31vは、コレクタが正極ライン7aに接続され、エミッタがリアクタ2sの他端およびY相アーム3yに接続されている。ダイオード32vは、カソードが正極ライン7aに接続され、アノードがリアクタ2sの他端およびY相アーム3yに接続されている。
W相アーム3wには、IGBT31wが設けられるとともに、そのIGBT31wと並列にダイオード32wが設けられている。IGBT31wは、コレクタが正極ライン7aに接続され、エミッタがリアクタ2tの他端およびZ相アーム3zに接続されている。ダイオード32wは、カソードが正極ライン7aに接続され、アノードがリアクタ2tの他端およびZ相アーム3zに接続されている。
X相アーム3xには、IGBT31xが設けられるとともに、そのIGBT31xと並列にダイオード32xが設けられている。IGBT31xは、コレクタがリアクタ2rの他端およびU相アーム3uに接続され、エミッタが負極ライン7bに接続されている。ダイオード32xは、カソードがリアクタ2rの他端およびU相アーム3uに接続され、アノードが負極ライン7bに接続されている。
Y相アーム3yには、IGBT31yが設けられるとともに、そのIGBT31yと並列にダイオード32yが設けられている。IGBT31yは、コレクタがリアクタ2sの他端およびV相アーム3vに接続され、エミッタが負極ライン7bに接続されている。ダイオード32yは、カソードがリアクタ2sの他端およびV相アーム3vに接続され、アノードが負極ライン7bに接続されている。
Z相アーム3zには、IGBT31zが設けられるとともに、そのIGBT31zと並列にダイオード32zが設けられている。IGBT31zは、コレクタがリアクタ2tの他端およびW相アーム3wに接続され、エミッタが負極ライン7bに接続されている。ダイオード32zは、カソードがリアクタ2tの他端およびW相アーム3wに接続され、アノードが負極ライン7bに接続されている。
なお、IGBT31u、31v、31w、31x、31yおよび31zは、本発明の「スイッチ素子」の一例である。
スナバ回路4は、ブリッジ回路3とスイッチ回路5との間に配置されている。このスナバ回路4は、過渡的な高電圧を吸収する保護回路として機能する。スナバ回路4は、正極ライン7aと負極ライン7bとの間に直列に接続された2つのスナバコンデンサ41aおよび41bを含んでいる。スナバコンデンサ41aおよび41bの間には中性点7cが接続されている。
スナバコンデンサ41aには、ダイオード42aが並列に接続されている。このダイオード42aは、カソードが正極ライン7aに接続され、アノードが中性点7cに接続されている。また、スナバコンデンサ41bには、ダイオード42bが並列に接続されている。このダイオード42bは、カソードが中性点7cに接続され、アノードが負極ライン7bに接続されている。
スイッチ回路5は、スナバ回路4と平滑回路6との間に配置されている。このスイッチ回路5は、後述する平滑コンデンサ6aまたは6bを介したインピーダンスの低い電流経路を形成するために設けられている。なお、詳細については後述する。
スイッチ回路5は、正極ライン7aに設けられたIGBT51aと、IGBT51aと並列に設けられたダイオード52aとを含んでいる。IGBT51aは、エミッタがスナバ回路4に接続され、コレクタが平滑回路6に接続されている。ダイオード52aは、アノードがスナバ回路4に接続され、カソードが平滑回路6に接続されている。なお、IGBT51aは、本発明の「第1スイッチ」の一例である。
また、スイッチ回路5は、負極ライン7bに設けられたIGBT51bと、IGBT51bと並列に設けられたダイオード52bとを含んでいる。IGBT51bは、コレクタがスナバ回路4に接続され、エミッタが平滑回路6に接続されている。ダイオード52bは、カソードがスナバ回路4に接続され、アノードが平滑回路6に接続されている。なお、IGBT51bは、本発明の「第2スイッチ」の一例である。
平滑回路6は、スイッチ回路5と負荷90との間に配置されるとともに、ブリッジ回路3の直流側に配置されている。この平滑回路6は、ブリッジ回路3の出力を平滑化するために設けられている。平滑回路6は、正極ライン7aと負極ライン7bとの間に直列に接続された2つの平滑コンデンサ6aおよび6bを含んでいる。平滑コンデンサ6aおよび6bの間には中性点7cが接続されている。平滑コンデンサ6aおよび6bは、たとえば電解コンデンサであり、スナバコンデンサ41aおよび41bよりも容量が大きい。
このPFC100は、後述する制御装置200によりブリッジ回路3およびスイッチ回路5が制御されることによって動作するように構成されている。
−PFCの制御装置−
次に、図1〜図3を参照して、上記したPFC100を制御する制御装置200の構成について説明する。
次に、図1〜図3を参照して、上記したPFC100を制御する制御装置200の構成について説明する。
制御装置200は、PWM信号を生成してブリッジ回路3のIGBT31u、31v、31w、31x、31yおよび31zを駆動するとともに、PWM信号に基づいてスイッチ回路5のIGBT51aおよび51bを駆動するように構成されている。
ここで、ブリッジ回路3のスイッチングパターンを図3に示した。図3に示すように、三相交流電源80からは、正弦波の交流電圧eac-R、eac-Sおよびeac-Tが出力されている。そして、制御装置200は、各相の交流電圧が正の場合に対応する下アームのIGBTを駆動し、各相の交流電圧が負の場合に対応する上アームのIGBTを駆動するように構成されている。すなわち、交流電圧に応じて各レグの上アームまたは下アームを選択して、その選択された3つのIGBTがパルス駆動されるようになっている。
たとえば、図3の期間T1では、R相の交流電圧eac-RおよびT相の交流電圧eac-Tが正であり、S相の交流電圧eac-Sが負である。このとき、R相に対応するレグでは、上アームであるU相アーム3uのIGBT31uがオフのまま固定され、下アームであるX相アーム3xのIGBT31xがスイッチング周波数(キャリア周波数)でパルス駆動される。また、S相に対応するレグでは、上アームであるV相アーム3vのIGBT31vがスイッチング周波数でパルス駆動され、下アームであるY相アーム3yのIGBT31yがオフのまま固定される。また、T相に対応するレグでは、上アームであるW相アーム3wのIGBT31wがオフのまま固定され、下アームであるZ相アーム3zのIGBT31zがスイッチング周波数でパルス駆動される。なお、パルス駆動されるIGBT31x、31vおよび31zのデューティ比(スイッチング周波数の周期に対するオン期間)については後で詳細に説明する。
制御装置200は、図2に示すように、CPU201と、ROM202と、RAM203と、入力インターフェース204と、出力インターフェース205とを備えている。
CPU201は、ROM202に記憶されたプログラムなどを実行するように構成されている。ROM202には、プログラムやそのプログラムの実行の際に用いられる設定値などが記憶されている。RAM203は、センサの検出結果などを一時的に記憶する機能を有する。
入力インターフェース204には、入力電圧センサ211、入力電流センサ212および出力電圧センサ213が接続され、出力インターフェース205には、ブリッジ回路3およびスイッチ回路5の各IGBTのゲートが接続されている。入力インターフェース204には、各センサの検出結果が入力され、出力インターフェース205からは、各IGBTを駆動する駆動信号が出力される。
入力電圧センサ211は、三相交流電源80から出力される各相の交流電圧(入力電圧)eacを検出するために設けられている。具体的には、入力電圧センサ211は、R相の交流電圧eAC-R、S相の交流電圧eAC-SおよびT相の交流電圧eAC-Tをそれぞれ検出するように構成されている。
入力電流センサ212は、PFC100の高周波フィルタ1に入力される各相の入力電流Iac,filtを検出するために設けられている。具体的には、入力電流センサ212は、R相の入力電流Iac,filt-R、S相の入力電流Iac,filt-SおよびT相の入力電流Iac,filt-Tをそれぞれ検出するように構成されている。
出力電圧センサ213は、PFC100から負荷90に出力される出力電圧Vdcを検出するために設けられている。
そして、制御装置200は、入力電圧センサ211の検出結果に基づいて、ブリッジ回路3の駆動するIGBTを選択するとともに、入力電圧センサ211、入力電流センサ212および出力電圧センサ213の検出結果に基づいて、選択されたIGBTを駆動するPWM信号を生成するように構成されている。
具体的には、制御装置200は、スイッチング周期毎に、交流電圧eAC-Rに基づいてIGBT31uまたは31xを選択し、その選択されたIGBT31uまたは31xを以下の式(1)から算出されるデューティ比で駆動する。
なお、式(1)において、Duty_Puxは、選択されたIGBT31uまたは31xのデューティ比である。Iac,filt-R[A]は、R相からの高周波フィルタ1への入力電流であり、Lreso-R[H]は、リアクタ2rのインダクタンスである。fsw[Hz]は、スイッチング周波数であり、Vdc[V]は、PFC100の出力電圧である。eAC-R[V]は、R相の交流電圧であり、θR[rad]は、R相の交流電圧の位相である。
また、制御装置200は、スイッチング周期毎に、交流電圧eAC-Sに基づいてIGBT31vまたは31yを選択し、その選択されたIGBT31vまたは31yを以下の式(2)から算出されるデューティ比で駆動する。
なお、式(2)において、Duty_Pvyは、選択されたIGBT31vまたは31yのデューティ比である。Iac,filt-S[A]は、S相からの高周波フィルタ1への入力電流である。Lreso-S[H]は、リアクタ2sのインダクタンスであり、リアクタ2rとほぼ同じ値である。eAC-S[V]は、S相の交流電圧であり、θS[rad]は、S相の交流電圧の位相である。
また、制御装置200は、スイッチング周期毎に、交流電圧eAC-Tに基づいてIGBT31wまたは31zを選択し、その選択されたIGBT31wまたは31zを以下の式(3)から算出されるデューティ比で駆動する。
なお、式(3)において、Duty_Pwzは、選択されたIGBT31wまたは31zのデューティ比である。Iac,filt-T[A]は、T相からの高周波フィルタ1への入力電流である。Lreso-T[H]は、リアクタ2tのインダクタンスであり、リアクタ2rおよび2sとほぼ同じ値である。eAC-T[V]は、T相の交流電圧であり、θT[rad]は、T相の交流電圧の位相である。
上記したように、第1実施形態では、ブリッジ回路3の選択されたIGBTが異なるデューティ比で駆動されるように構成されている。
また、制御装置200は、PWM信号に基づいてスイッチ回路5のIGBT51aおよび51bを駆動するように構成されている。具体的には、制御装置200は、スイッチング周期毎に、上アームのIGBT31u、31vおよび31wのいずれかが最初にターンオンするときに、IGBT51aをターンオンするように構成されている。また、制御装置200は、スイッチング周期毎に、下アームのIGBT31x、31yおよび31zのいずれかが最初にターンオンするときに、IGBT51bをターンオンするように構成されている。なお、ターンオンしたIGBT51aおよび51bは、それぞれ所定の期間が経過した後にターンオフされる。
−PFCの動作−
次に、図1〜図13を参照して、制御装置200により制御されるPFC100の動作について説明する。
次に、図1〜図13を参照して、制御装置200により制御されるPFC100の動作について説明する。
まず、PFC100の動作の全体的な流れとしては、三相交流電源80から、図3に示すような正弦波の交流電圧eac-R、eac-Sおよびeac-TがPFC100に出力される。このとき、制御装置200により、PFC100のブリッジ回路3およびスイッチ回路5がスイッチング周期毎に駆動される。そして、図3の期間T1〜T6が繰り返される。なお、スイッチング周期は、予め設定されており、期間T1などよりも短い期間である。
ここで、PFC100はDCM(電流不連続モード)で動作するように制御装置200により制御される。DCMは、図4に示すように、リアクタ2r、2sおよび2tを流れる電流がスイッチング周期毎にゼロになる期間が発生する動作モードである。なお、図4では、見やすさを考慮して、PFC100の入力側の1相分のみを示した。また、PFC100は、ブリッジ回路3の選択されたIGBTが異なるデューティ比で駆動される。
次に、PFC100の動作の詳細について説明する。なお、以下では、図3の期間T1の初期のスイッチング周期を一例として説明する。すなわち、R相の交流電圧eac-Rがゼロボルト付近であるときの動作について説明する。
まず、制御装置200により、入力電圧センサ211の検出結果に基づいて、各レグの駆動されるIGBTが選択される。期間T1では、R相の交流電圧eac-RおよびT相の交流電圧eac-Tが正であり、S相の交流電圧eac-Sが負であることから、IGBT31x、31vおよび31zが選択される。
そして、制御装置200により、入力電圧センサ211、入力電流センサ212および出力電圧センサ213の検出結果に基づいて、上記した式(1)からIGBT31xのデューティ比が算出される。また、制御装置200により、入力電圧センサ211、入力電流センサ212および出力電圧センサ213の検出結果に基づいて、上記した式(2)からIGBT31vのデューティ比が算出される。また、制御装置200により、入力電圧センサ211、入力電流センサ212および出力電圧センサ213の検出結果に基づいて、上記した式(3)からIGBT31zのデューティ比が算出される。
そして、制御装置200では、図5に示すように、スイッチング周波数でのこぎり波が生成されており、IGBT31x、31vおよび31zがターンオフするタイミングがのこぎり波の終端に合わされる。ここで、IGBT31x、31vおよび31zのデューティ比が異なることから、IGBT31x、31vおよび31zがターンオンするタイミングが異なるようになっている。
また、図5の例では、上アームにおいてIGBT31vのみがターンオンするので、そのIGBT31vがターンオンするタイミングに合わせてIGBT51aがターンオンする。また、下アームにおいてIGBT31xおよび31zがターンオンするが、IGBT31xが最初にターンオンするので、そのIGBT31xがターンオンするタイミングに合わせてIGBT51bがターンオンする。
次に、図5のタイミングチャートに沿って、スイッチング周期における動作について説明する。
まず、時点t1において、IGBT31xおよび51bがターンオンされる。これにより、図7に示すように、リアクタ2rから、IGBT31x、51b、平滑コンデンサ6bおよび中性点7cを介してS相に還流される電流経路P1が形成される。その後、IGBT31zがターンオンされると、リアクタ2tからの電流がIGBT31zを介して負極ライン7bで合流される。
ここで、電流経路P1には、容量が大きく、Vdc/2で充電されている平滑コンデンサ6bが配置されている。このため、電流経路P1のインピーダンスを低くすることができるので、R相の交流電圧eac-Rがゼロボルト付近であっても、リアクタ2rを流れる電流IL-R(図6参照)が立ち上がりやすい。すなわち、平滑コンデンサ6bを電源として機能させることによりリアクタ2rの電流IL-Rがアシストされる。
つまり、従来のPFCでは、交流電圧がゼロボルト付近のときに、リアクタの電流が立ち上がりにくいことに起因して入力電流に歪みが生じていたが、第1実施形態では、交流電圧eac-Rがゼロボルト付近であっても、平滑コンデンサ6bを含むインピーダンスの低い電流経路P1を形成することにより、リアクタ2rの電流IL-Rを立ち上がりやすくしている。すなわち、交流電圧eac-Rがゼロボルト付近であっても、リアクタ2rの電流IL-Rを適切に制御することにより、入力電流Iac,filt-Rの波形を整形することが可能である。
なお、PFC100はDCM(電流不連続モード)で動作しており、IGBT31xおよび51bがターンオンするときに、リアクタ2rに電流が流れていないので、ZCS(ゼロ電流スイッチング)になる。また、IGBT31zがターンオンするときに、リアクタ2tに電流が流れていないので、ZCSになる。
次に、図5の時点t2において、IGBT51bがターンオフされる。これにより、図8に示すように、リアクタ2rから、IGBT31x、負極ライン7b、スナバコンデンサ41bおよび中性点7cを介してS相に還流される電流経路P2が形成される。なお、リアクタ2tからの電流は、IGBT31zを介して負極ライン7bで合流される。
これにより、スナバコンデンサ41bが放電される。ここで、時点t2では、図6に示すように、電流が流れている状態であるので、流れ始めの少ない電流で放電する従来の場合に比べて、短時間で放電を完了することが可能である。その後、放電が完了されると、図9に示すように、リアクタ2rから、IGBT31x、負極ライン7b、ダイオード42bおよび中性点7cを介してS相に還流される電流経路P3が形成される。なお、リアクタ2tからの電流は、IGBT31zを介して負極ライン7bで合流される。
次に、時点t3において、IGBT31vおよび51aがターンオンされる。これにより、図10に示すように、電流経路P3に加えて、中性点7cから分岐して平滑コンデンサ6a、IGBT51aおよびIGBT31vを介してリアクタ2sを流れる電流経路P4が形成される。なお、IGBT31vおよび51aがターンオンするときに、リアクタ2sに電流が流れていないので、ZCS(ゼロ電流スイッチング)になる。
その後、図5の時点t4において、IGBT51aがターンオフされる。これにより、図11に示すように、電流経路P3に加えて、中性点7cから分岐してスナバコンデンサ41a、正極ライン7a、IGBT31vを介してリアクタ2sを流れる電流経路P5が形成される。
これにより、スナバコンデンサ41aが放電される。その後、放電が完了されると、図12に示すように、電流経路P3に加えて、中性点7cから分岐してダイオード42a、正極ライン7a、IGBT31vを介してリアクタ2sを流れる電流経路P6が形成される。なお、インピーダンスによってはこれらの経路に代えて、リアクタ2rからの電流が、ダイオード32u、正極ライン7aおよびIGBT31vを介してリアクタ2sに流れたり、IGBT31x、負極ライン7bおよびダイオード32yを介してリアクタ2sに流れたりすることがある。なお、リアクタ2tからの電流についても同様である。
次に、図5の時点t5において、IGBT31x、31vおよび31zがターンオフされる。なお、IGBT31x、31vおよび31zがターンオフするときに、スナバコンデンサ41aおよび41bが放電されており、各レグの間がゼロボルトになるので、ZVS(ゼロ電圧スイッチング)になる。
そして、IGBT31x、31vおよび31zがターンオフされると、図13に示すように、リアクタ2rからダイオード32uおよび52aを介して負荷90側に電流が流れるとともに、リアクタ2tからダイオード32wおよび52aを介して負荷90側に電流が流れる。また、負荷90側からダイオード52bおおび32yを介してリアクタ2sに電流が流れる。このとき、スナバコンデンサ41aおよび41bが充電され、過渡的な高電圧が吸収される。
その後、図6に示すように、リアクタ2r、2sおよび2tに電流が流れなくなる。そして、このような動作がスイッチング周波数で繰り返し行われる。
なお、上記した例では、下アームのIGBT31xが上アームのIGBT31vよりも先にターンオンするため、IGBT51bのターンオンにより電流IL-Rがアシストされたが、上アームのIGBTが下アームのIGBTよりも先にターンオンする場合には、IGBT51aのターンオンにより電流がアシストされる。すなわち、三相交流電源80から供給される交流電圧eac-R、eac-Sおよびeac-Tの状況に応じて、IGBT51bおよび平滑コンデンサ6bにより電流がアシストされる場合と、IGBT51aおよび平滑コンデンサ6aにより電流がアシストされる場合とがある。
−効果−
第1実施形態では、上記のように、正極ライン7aと負極ライン7bとの間に直列に接続された2つのスナバコンデンサ41aおよび41bと、正極ライン7aと負極ライン7bとの間に直列に接続された2つの平滑コンデンサ6aおよび6bと、スナバコンデンサ41aと平滑コンデンサ6aとの間の正極ライン7aに設けられたIGBT51aと、スナバコンデンサ41bと平滑コンデンサ6bとの間の負極ライン7bに設けられたIGBT51bとを備える。そして、スナバコンデンサ41aおよび41bの間には中性点7cが接続され、平滑コンデンサ6aおよび6bの間には中性点7cが接続されている。
第1実施形態では、上記のように、正極ライン7aと負極ライン7bとの間に直列に接続された2つのスナバコンデンサ41aおよび41bと、正極ライン7aと負極ライン7bとの間に直列に接続された2つの平滑コンデンサ6aおよび6bと、スナバコンデンサ41aと平滑コンデンサ6aとの間の正極ライン7aに設けられたIGBT51aと、スナバコンデンサ41bと平滑コンデンサ6bとの間の負極ライン7bに設けられたIGBT51bとを備える。そして、スナバコンデンサ41aおよび41bの間には中性点7cが接続され、平滑コンデンサ6aおよび6bの間には中性点7cが接続されている。
このように構成することによって、交流電圧eAC-R(eAC-S、eAC-T)がゼロクロス付近であっても、IGBT51b(51a)により平滑コンデンサ6b(6a)を介したインピーダンスの低い電流経路P1を形成することにより、リアクタ2r(2s、2t)を流れる電流を立ち上がりやすくすることができるので、図14に示すように、入力電流Iac,filt-R(Iac,filt-S、Iac,filt-T)の波形を整形することができる。すなわち、THDを低くすることができる。
また、第1実施形態では、電流が流れている状態からスナバコンデンサ41b(41a)が放電されることによって、流れ始めの少ない電流で放電する従来の場合に比べて、短時間で放電を完了することができる。これによっても、入力電流Iac,filt-R(Iac,filt-S、Iac,filt-T)の波形を歪みにくくすることができる。
また、第1実施形態では、DCMでPFC100を動作させることによって、IGBT31x、31vおよび31z(31u、31y、31w)のターンオンをZCSにすることができるので、スイッチングロスの低減を図ることができる。
また、第1実施形態では、スナバコンデンサ41aおよび41bが放電した状態で、IGBT31x、31vおよび31z(31u、31y、31w)をターンオフすることによって、ZVSになるので、スイッチングロスの低減を図ることができる。
(第2実施形態)
次に、図15を参照して、本発明の第2実施形態によるインバータ300について説明する。なお、インバータ300は、本発明の「電力変換装置」の一例である。
次に、図15を参照して、本発明の第2実施形態によるインバータ300について説明する。なお、インバータ300は、本発明の「電力変換装置」の一例である。
インバータ300は、入力側に直流電源301が接続され、出力側に三相交流電源(系統電源)80が接続されている。すなわち、インバータ300では、入出力の方向が第1実施形態のPFC100と逆になっている。なお、インバータ300の回路構成は、PFC100と同様である。
第2実施形態では、PWM信号のデューティ比を算出する計算式が第1実施形態と異なる。
具体的には、IGBT31uまたは31xを駆動するデューティ比は、以下の式(4)から算出される。
なお、式(4)において、Duty_Iuxは、選択されたIGBT31uまたは31xのデューティ比である。Iac,filt-R[A]は、R相への出力電流であり、Vdc[V]は、直流電源301の電圧である。
また、IGBT31vまたは31yを駆動するデューティ比は、以下の式(5)から算出される。
なお、式(5)において、Duty_Ivyは、選択されたIGBT31vまたは31yのデューティ比である。Iac,filt-S[A]は、S相への出力電流であり、Vdc[V]は、直流電源301の電圧である。
また、IGBT31wまたは31zを駆動するデューティ比は、以下の式(6)から算出される。
なお、式(6)において、Duty_Iwzは、選択されたIGBT31wまたは31zのデューティ比である。Iac,filt-T[A]は、T相への出力電流であり、Vdc[V]は、直流電源301の電圧である。
第2実施形態では、ソフトスイッチングを行うことが可能なインバータ300を得ることができる。
(他の実施形態)
なお、今回開示した実施形態は、すべての点で例示であって、限定的な解釈の根拠となるものではない。したがって、本発明の技術的範囲は、上記した実施形態のみによって解釈されるものではなく、特許請求の範囲の記載に基づいて画定される。また、本発明の技術的範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。
なお、今回開示した実施形態は、すべての点で例示であって、限定的な解釈の根拠となるものではない。したがって、本発明の技術的範囲は、上記した実施形態のみによって解釈されるものではなく、特許請求の範囲の記載に基づいて画定される。また、本発明の技術的範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。
たとえば、第1実施形態では、PFC100が三相用である例を示したが、これに限らず、PFCが単相用であってもよい。なお、第2実施形態のインバータ300についても同様である。
また、第1および第2実施形態では、IGBT31uおよびダイオード32uがU相アーム3uに設けられる例を示したが、これに限らず、逆導通型半導体スイッチがU相アームに設けられていてもよい。また、V相アーム、W相アーム、X相アーム、Y相アーム、Z相アームについても同様である。同様に、IGBT51aおよびダイオード52aに代えて逆導通型半導体スイッチを設けてもよいし、IGBT51bおよびダイオード52bに代えて逆導通型半導体スイッチを設けてもよい。
また、第1実施形態では、スイッチング周期毎に常にスイッチ回路5を駆動する例を示したが、これに限らず、交流電圧eac-R、eac-Sまたはeac-Tがゼロクロス付近であるときにスイッチ回路5を駆動し、それ以外のとき(交流電圧eac-R、eac-Sおよびeac-Tがゼロクロス付近ではないとき)にはスイッチ回路5を駆動しないようにしてもよい。
また、第1実施形態では、スイッチング周期にIGBT51aおよび51bの両方を異なるタイミングでターンオンする例を示したが、これに限らず、スイッチング周期内においてIGBT51aおよび51bの一方が先にターンオンされた場合に、他方を駆動しないようにしてもよい。
また、第1実施形態では、電流をアシストする電源として平滑コンデンサ6aおよび6bを用いたが、これに限らず、電流をアシストする電源が別途設けられていてもよい。
本発明は、電力変換装置、および、その電力変換装置を制御する制御装置に利用可能である。
1 高周波フィルタ(フィルタ)
2r、2s、2t リアクタ
3 ブリッジ回路
3u U相アーム(アーム)
3v V相アーム(アーム)
3w W相アーム(アーム)
3x X相アーム(アーム)
3y Y相アーム(アーム)
3z Z相アーム(アーム)
31u、31v、31w、31x、31y、31z IGBT(スイッチ素子)
4 スナバ回路
41a、41b スナバコンデンサ
5 スイッチ回路
51a IGBT(第1スイッチ)
51b IGBT(第2スイッチ)
6 平滑回路
6a、6b 平滑コンデンサ
7a 正極ライン
7b 負極ライン
7c 中性点
100 PFC(電力変換装置)
200 制御装置
300 インバータ(電力変換装置)
2r、2s、2t リアクタ
3 ブリッジ回路
3u U相アーム(アーム)
3v V相アーム(アーム)
3w W相アーム(アーム)
3x X相アーム(アーム)
3y Y相アーム(アーム)
3z Z相アーム(アーム)
31u、31v、31w、31x、31y、31z IGBT(スイッチ素子)
4 スナバ回路
41a、41b スナバコンデンサ
5 スイッチ回路
51a IGBT(第1スイッチ)
51b IGBT(第2スイッチ)
6 平滑回路
6a、6b 平滑コンデンサ
7a 正極ライン
7b 負極ライン
7c 中性点
100 PFC(電力変換装置)
200 制御装置
300 インバータ(電力変換装置)
Claims (5)
- 複数のアームにそれぞれスイッチ素子が設けられたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の交流側に設けられ、中性点に接続されたフィルタと、
前記ブリッジ回路と前記フィルタとの間に設けられたリアクタと、
前記ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑回路と、
前記ブリッジ回路と前記平滑回路との間に設けられたスナバ回路と、
前記平滑回路と前記スナバ回路との間に設けられたスイッチ回路とを備え、
前記平滑回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された2つの平滑コンデンサを含み、前記2つの平滑コンデンサの間が前記中性点に接続され、
前記スナバ回路は、前記正極ラインと前記負極ラインとの間に直列に接続された2つのスナバコンデンサを含み、前記2つのスナバコンデンサの間が前記中性点に接続され、
前記スイッチ回路は、前記正極ラインに設けられた第1スイッチと、前記負極ラインに設けられた第2スイッチとを含むことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置において、
前記リアクタには、電流が不連続で流れるように構成されていることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1または2に記載の電力変換装置において、
前記ブリッジ回路のスイッチ素子は、異なるデューティ比で駆動され、
前記第1スイッチは、スイッチング周期毎に、前記ブリッジ回路の上アームのスイッチ素子のいずれかが最初にターンオンするときに、ターンオンするように構成され、
前記第2スイッチは、スイッチング周期毎に、前記ブリッジ回路の下アームのスイッチ素子のいずれかが最初にターンオンするときに、ターンオンするように構成されていることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1〜3のいずれか1つに記載の電力変換装置において、
前記ブリッジ回路のスイッチ素子は、前記2つのスナバコンデンサが放電された状態で、ターンオフするように構成されていることを特徴とする電力変換装置。 - 電力変換装置を制御する制御装置であって、
前記電力変換装置は、
複数のアームにそれぞれスイッチ素子が設けられたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の交流側に設けられ、中性点に接続されたフィルタと、
前記ブリッジ回路と前記フィルタとの間に設けられたリアクタと、
前記ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑回路と、
前記ブリッジ回路と前記平滑回路との間に設けられたスナバ回路と、
前記平滑回路と前記スナバ回路との間に設けられたスイッチ回路とを備え、
前記平滑回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された2つの平滑コンデンサを含み、前記2つの平滑コンデンサの間が前記中性点に接続され、
前記スナバ回路は、前記正極ラインと前記負極ラインとの間に直列に接続された2つのスナバコンデンサを含み、前記2つのスナバコンデンサの間が前記中性点に接続され、
前記スイッチ回路は、前記正極ラインに設けられた第1スイッチと、前記負極ラインに設けられた第2スイッチとを含み、
前記電力変換装置の入力電圧、入力電流および出力電圧に基づいて、前記ブリッジ回路と前記スイッチ回路とを制御するように構成されていることを特徴とする制御装置。
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