JPH1013262A - アダプティブ・アレー受信機 - Google Patents
アダプティブ・アレー受信機Info
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- JPH1013262A JPH1013262A JP8158021A JP15802196A JPH1013262A JP H1013262 A JPH1013262 A JP H1013262A JP 8158021 A JP8158021 A JP 8158021A JP 15802196 A JP15802196 A JP 15802196A JP H1013262 A JPH1013262 A JP H1013262A
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Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 アンテナの数と同数以上の干渉波も除去す
る。 【解決手段】 ２本のアンテナの受信信号を準同期検波
し、その各検波出力x1，x2と重み付け係数w1，w2を複素
乗算して加算して合成信号ｙとし、パラメータ推定手段
３８よりの希望波、各干渉波の伝送路インパルスレスポ
ンス推定値と、ビタビアルゴリズム回路３７よりの希望
波、各干渉波の各複素シンボル候補との畳み込み乗算を
レプリカ信号生成回路３６で行い、これら畳み込み乗算
の和（推定合成信号）とｙとの差ｅをとり（３９）、そ
の２乗値を回路３７は入力として最尤系列推定により信
号判定を行い、x1，x2，ｅ，上記複素シンボル候補とを
用いて手段３８において重み付け係数の拘束条件下で誤
差を最小とするように上記重み付け係数、上記伝送路イ
ンパルスレスポンス推定値を推定する。
る。 【解決手段】 ２本のアンテナの受信信号を準同期検波
し、その各検波出力x1，x2と重み付け係数w1，w2を複素
乗算して加算して合成信号ｙとし、パラメータ推定手段
３８よりの希望波、各干渉波の伝送路インパルスレスポ
ンス推定値と、ビタビアルゴリズム回路３７よりの希望
波、各干渉波の各複素シンボル候補との畳み込み乗算を
レプリカ信号生成回路３６で行い、これら畳み込み乗算
の和（推定合成信号）とｙとの差ｅをとり（３９）、そ
の２乗値を回路３７は入力として最尤系列推定により信
号判定を行い、x1，x2，ｅ，上記複素シンボル候補とを
用いて手段３８において重み付け係数の拘束条件下で誤
差を最小とするように上記重み付け係数、上記伝送路イ
ンパルスレスポンス推定値を推定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えばディジタ
ル移動通信に適用され、ディジタル無線通信において干
渉波による劣化を抑圧するアダプティブ・アレー受信機
に関するものである。
ル移動通信に適用され、ディジタル無線通信において干
渉波による劣化を抑圧するアダプティブ・アレー受信機
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動通信においては、周波数
の有効利用を図るため同一周波数を利用するゾーン（地
域）を離して繰り返して設けており、同一チャネル干渉
対策が重要な課題の一つである。アダプティブ・アレー
はその有望な技術の一つであり、従来のアダプティブ・
アレーの構成を図５に示す（鷹尾和明，“アダプティブ
アンテナの理論体系”，電子情報通信学会論文誌B-II，
vol.75J-B-II，No.11 ，pp.713-720，1992年11月）。こ
こでは、希望波も干渉波も図６に示すようなバースト構
成で送信され、既知のトレーニング信号１１にデータ信
号１２が続くものとする。また、アレーアンテナの数は
簡単のため２とする。
の有効利用を図るため同一周波数を利用するゾーン（地
域）を離して繰り返して設けており、同一チャネル干渉
対策が重要な課題の一つである。アダプティブ・アレー
はその有望な技術の一つであり、従来のアダプティブ・
アレーの構成を図５に示す（鷹尾和明，“アダプティブ
アンテナの理論体系”，電子情報通信学会論文誌B-II，
vol.75J-B-II，No.11 ，pp.713-720，1992年11月）。こ
こでは、希望波も干渉波も図６に示すようなバースト構
成で送信され、既知のトレーニング信号１１にデータ信
号１２が続くものとする。また、アレーアンテナの数は
簡単のため２とする。
【０００３】まず、アンテナ13-1から受信した受信波
は、低雑音アンプ（増幅器）14-1で増幅された後にハイ
ブリッド15-1で２つに分岐される。その１つの信号は、
キャリア信号発生器１６が出力するキャリア信号を乗算
器17-1で乗算された後に、ローパスフィルタ18-1へ入力
され、更にサンプラ19-1でサンプリング周期Ｔs ごとに
サンプリングされる。ハイブリッド15-1で分岐された他
方の信号は、移相器２１で９０度位相回転したキャリア
信号を乗算器22-1で乗算され、ローパスフィルタ23-1へ
入力された後に、サンプラ24-1でサンプリングされる。
この操作は準同期検波であり、ローパスフィルタ18-1、
23-1の各出力は準同期検波信号の同相成分及び直交成分
に相当し、ここで２つを合わせて時刻iTs （i は整数）
の受信信号x1(i) とする。低雑音アンプ14-1、ハイブリ
ッド15-1、乗算器17-1及び22-1、移相器２１，ローパス
フィルタ18-1及び23-1、サンプラ19-1及び24-1はベース
バンド受信信号発生器25-1を構成する。アンテナ13-2か
ら受信した受信波は同様の構成のベースバンド受信信号
発生器25-2で準同期検波され、時刻iTs の受信信号x2
(i) が出力される。以下の記述では、信号は全て同相成
分及び直交成分を有し、同相成分を実部に直交成分を虚
部に表示する複素表示を用いて信号を表すことにする。
また特に断らないかぎり、サンプラ19-1及び24-1のサン
プリング周期Ｔsは変調のシンボル周期Ｔとする。
は、低雑音アンプ（増幅器）14-1で増幅された後にハイ
ブリッド15-1で２つに分岐される。その１つの信号は、
キャリア信号発生器１６が出力するキャリア信号を乗算
器17-1で乗算された後に、ローパスフィルタ18-1へ入力
され、更にサンプラ19-1でサンプリング周期Ｔs ごとに
サンプリングされる。ハイブリッド15-1で分岐された他
方の信号は、移相器２１で９０度位相回転したキャリア
信号を乗算器22-1で乗算され、ローパスフィルタ23-1へ
入力された後に、サンプラ24-1でサンプリングされる。
この操作は準同期検波であり、ローパスフィルタ18-1、
23-1の各出力は準同期検波信号の同相成分及び直交成分
に相当し、ここで２つを合わせて時刻iTs （i は整数）
の受信信号x1(i) とする。低雑音アンプ14-1、ハイブリ
ッド15-1、乗算器17-1及び22-1、移相器２１，ローパス
フィルタ18-1及び23-1、サンプラ19-1及び24-1はベース
バンド受信信号発生器25-1を構成する。アンテナ13-2か
ら受信した受信波は同様の構成のベースバンド受信信号
発生器25-2で準同期検波され、時刻iTs の受信信号x2
(i) が出力される。以下の記述では、信号は全て同相成
分及び直交成分を有し、同相成分を実部に直交成分を虚
部に表示する複素表示を用いて信号を表すことにする。
また特に断らないかぎり、サンプラ19-1及び24-1のサン
プリング周期Ｔsは変調のシンボル周期Ｔとする。
【０００４】受信信号x1(i) 及びx2(i) は、複素乗算器
26-1及び26-2で重み付け係数w1及びw2をそれぞれ乗算さ
れた後に加算器２７で合成され、合成信号y(i)が生成さ
れる。ここで、受信信号x1(i) 及びx2(i) には希望波の
外に干渉波信号成分が含まれており、これら干渉波信号
成分が互いに打ち消しあうように重み付け係数w1，w2を
制御すれば、干渉信号成分を除去することができる。干
渉除去された合成信号は判定器２８に入力される。判定
器２８は硬判定により信号判定を行い、判定信号を出力
端子２９へと出力する。減算器３１は、受信バースト波
中のトレーニング信号１１の区間では、トレーニング信
号メモリ３２が出力する既知の希望波のトレーニング信
号と、加算器２７からの合成信号y(i)との差分を誤差信
号e(i)として出力し、データ信号１２の区間では判定器
２８の判定信号と合成信号y(i)との差分を誤差信号e(i)
として出力する。ここでトレーニング信号１１を用いる
のは、重み付け係数w1、w2の初期推定の収束を速めるた
めである。係数制御手段３３は、受信信号x1(i) 及びx2
(i) 、誤差信号e(i)を入力として、誤差信号e(i)の絶対
値の２乗平均が最小となるように重み付け係数w1、w2を
推定し出力する。
26-1及び26-2で重み付け係数w1及びw2をそれぞれ乗算さ
れた後に加算器２７で合成され、合成信号y(i)が生成さ
れる。ここで、受信信号x1(i) 及びx2(i) には希望波の
外に干渉波信号成分が含まれており、これら干渉波信号
成分が互いに打ち消しあうように重み付け係数w1，w2を
制御すれば、干渉信号成分を除去することができる。干
渉除去された合成信号は判定器２８に入力される。判定
器２８は硬判定により信号判定を行い、判定信号を出力
端子２９へと出力する。減算器３１は、受信バースト波
中のトレーニング信号１１の区間では、トレーニング信
号メモリ３２が出力する既知の希望波のトレーニング信
号と、加算器２７からの合成信号y(i)との差分を誤差信
号e(i)として出力し、データ信号１２の区間では判定器
２８の判定信号と合成信号y(i)との差分を誤差信号e(i)
として出力する。ここでトレーニング信号１１を用いる
のは、重み付け係数w1、w2の初期推定の収束を速めるた
めである。係数制御手段３３は、受信信号x1(i) 及びx2
(i) 、誤差信号e(i)を入力として、誤差信号e(i)の絶対
値の２乗平均が最小となるように重み付け係数w1、w2を
推定し出力する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このアダプティブ・ア
レー構成において除去できる干渉波の数は、アレーアン
テナの数をＭ（Ｍは２以上の整数）とすると、Ｍ−１波
までである。重み付け係数の数はＭであるが、全重み付
け係数を定数倍しても合成信号のＣＩＲ（キャリアと干
渉波の比）は変わらないので、重み付け係数の相対的な
関係にしか自由度がなくその自由度がＭ−１だからであ
る。干渉波の電力が高い場合、干渉波の数がＭ以上とな
ると除去できない干渉波成分が残り、伝送特性が急激に
劣化するという欠点がある。
レー構成において除去できる干渉波の数は、アレーアン
テナの数をＭ（Ｍは２以上の整数）とすると、Ｍ−１波
までである。重み付け係数の数はＭであるが、全重み付
け係数を定数倍しても合成信号のＣＩＲ（キャリアと干
渉波の比）は変わらないので、重み付け係数の相対的な
関係にしか自由度がなくその自由度がＭ−１だからであ
る。干渉波の電力が高い場合、干渉波の数がＭ以上とな
ると除去できない干渉波成分が残り、伝送特性が急激に
劣化するという欠点がある。
【０００６】この発明の課題は、除去できる干渉波の数
をアレーアンテナの数以上にできるアダプティブ・アレ
ー受信機を提供することにある。
をアレーアンテナの数以上にできるアダプティブ・アレ
ー受信機を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明におけるアダプ
ティブ・アレー受信機は、(1) 複数のアンテナ受信信号
を重み付け係数で線形合成することにより合成信号を生
成するアレー合成手段、(2) 複素シンボル候補と伝送路
推定値を用いて合成信号の推定信号を生成し、合成信号
と推定信号との差分を誤差信号として出力する誤差信号
生成手段、(3) 誤差信号を尤度判定情報として信号判定
を行い、希望波の判定信号と複素シンボル候補を出力す
る最尤系列推定手段、(4) 受信信号と複素シンボル候補
と誤差信号とを入力として、重み付け係数の拘束条件下
で誤差信号の平均電力を最小にするよう重み付け係数と
伝送路推定値を制御するパラメータ推定手段から成る。
ティブ・アレー受信機は、(1) 複数のアンテナ受信信号
を重み付け係数で線形合成することにより合成信号を生
成するアレー合成手段、(2) 複素シンボル候補と伝送路
推定値を用いて合成信号の推定信号を生成し、合成信号
と推定信号との差分を誤差信号として出力する誤差信号
生成手段、(3) 誤差信号を尤度判定情報として信号判定
を行い、希望波の判定信号と複素シンボル候補を出力す
る最尤系列推定手段、(4) 受信信号と複素シンボル候補
と誤差信号とを入力として、重み付け係数の拘束条件下
で誤差信号の平均電力を最小にするよう重み付け係数と
伝送路推定値を制御するパラメータ推定手段から成る。
【０００８】この基本構成における各手段は以下のよう
に展開することができる。アレー合成手段は、単に重み
付け係数で受信信号を重み付け合成する構成だけでな
く、各アンテナにおいて受信信号と重み付け係数との畳
み込み演算を行い、各アンテナの畳み込み演算結果を足
しあわせることにより合成信号を生成する構成も可能で
ある。
に展開することができる。アレー合成手段は、単に重み
付け係数で受信信号を重み付け合成する構成だけでな
く、各アンテナにおいて受信信号と重み付け係数との畳
み込み演算を行い、各アンテナの畳み込み演算結果を足
しあわせることにより合成信号を生成する構成も可能で
ある。
【０００９】誤差信号生成手段は複素シンボル候補と伝
送路推定値との畳み込み演算により推定信号を生成する
手段を含む。最尤系列推定手段は、最尤系列推定により
希望波のみならず干渉波の信号判定を行い、希望波の判
定信号と、複素シンボル候補として希望波と干渉波の複
素シンボル候補を出力する構成も可能である。
送路推定値との畳み込み演算により推定信号を生成する
手段を含む。最尤系列推定手段は、最尤系列推定により
希望波のみならず干渉波の信号判定を行い、希望波の判
定信号と、複素シンボル候補として希望波と干渉波の複
素シンボル候補を出力する構成も可能である。
【００１０】パラメータ推定手段は、受信信号と希望波
信号の複素シンボルとの相関値を求め、その値で拘束条
件を規定する手段を含む。作用この発明における基本的
な作用は次のようなものである。(1) アレー合成手段
は、複数のアンテナの受信信号を重み付け係数で線形合
成することにより干渉波をキャンセルし、合成信号を生
成する。(2) 誤差信号生成手段では、複素シンボル候補
と伝送路推定値を用いて合成信号の推定信号を生成し、
合成信号と推定信号との差分を誤差信号として出力す
る。(3) 最尤系列推定手段では、誤差信号を尤度情報と
して信号判定を行い、希望波の判定信号と複素シンボル
候補を出力する。(4) パラメータ推定手段は、受信信号
と複素シンボル候補と誤差信号とを入力として、重み付
け係数の拘束条件下で誤差信号の平均電力を最小にする
よう重み付け係数と伝送路推定値を制御する。
信号の複素シンボルとの相関値を求め、その値で拘束条
件を規定する手段を含む。作用この発明における基本的
な作用は次のようなものである。(1) アレー合成手段
は、複数のアンテナの受信信号を重み付け係数で線形合
成することにより干渉波をキャンセルし、合成信号を生
成する。(2) 誤差信号生成手段では、複素シンボル候補
と伝送路推定値を用いて合成信号の推定信号を生成し、
合成信号と推定信号との差分を誤差信号として出力す
る。(3) 最尤系列推定手段では、誤差信号を尤度情報と
して信号判定を行い、希望波の判定信号と複素シンボル
候補を出力する。(4) パラメータ推定手段は、受信信号
と複素シンボル候補と誤差信号とを入力として、重み付
け係数の拘束条件下で誤差信号の平均電力を最小にする
よう重み付け係数と伝送路推定値を制御する。
【００１１】アレー合成手段は、単に重み付け係数で受
信信号を重み付け合成するだけでなく、各アンテナにお
いて受信信号と重み付け係数との畳み込み演算を行い、
各アンテナの畳み込み演算結果を足しあわせることによ
り合成信号を生成することも可能である。誤差信号生成
手段は、複素シンボル候補と伝送路推定値との畳み込み
演算により推定信号を生成することも可能である。
信信号を重み付け合成するだけでなく、各アンテナにお
いて受信信号と重み付け係数との畳み込み演算を行い、
各アンテナの畳み込み演算結果を足しあわせることによ
り合成信号を生成することも可能である。誤差信号生成
手段は、複素シンボル候補と伝送路推定値との畳み込み
演算により推定信号を生成することも可能である。
【００１２】最尤系列推定手段は、最尤系列推定により
希望波のみならず干渉波の信号判定を行い、希望波の判
定信号と、複素シンボル候補として希望波と干渉波の複
素シンボル候補を出力することも可能である。パラメー
タ推定手段は、受信信号と希望波信号の複素シンボルと
の相関値を求め、拘束条件はこの相関値で規定する。
希望波のみならず干渉波の信号判定を行い、希望波の判
定信号と、複素シンボル候補として希望波と干渉波の複
素シンボル候補を出力することも可能である。パラメー
タ推定手段は、受信信号と希望波信号の複素シンボルと
の相関値を求め、拘束条件はこの相関値で規定する。
【００１３】この発明は従来技術とは、以下の点が異な
る。 (1) 複数のアンテナからの受信信号を線形合成する重み
付け係数は、受信信号と複素シンボル候補と誤差信号と
を用いて、重み付け係数の拘束条件下で誤差信号の平均
電力を最小にするアルゴリズムで求める。 (2) 推定信号の生成に用いる伝送路推定値は、受信信号
と複素シンボル候補と誤差信号とを用いて、重み付け係
数の拘束条件下で誤差信号の平均電力を最小にするアル
ゴリズムで求める。 (3) 信号判定は、合成信号と推定信号との差分である誤
差信号を尤度情報として、最尤系列推定により行う。
る。 (1) 複数のアンテナからの受信信号を線形合成する重み
付け係数は、受信信号と複素シンボル候補と誤差信号と
を用いて、重み付け係数の拘束条件下で誤差信号の平均
電力を最小にするアルゴリズムで求める。 (2) 推定信号の生成に用いる伝送路推定値は、受信信号
と複素シンボル候補と誤差信号とを用いて、重み付け係
数の拘束条件下で誤差信号の平均電力を最小にするアル
ゴリズムで求める。 (3) 信号判定は、合成信号と推定信号との差分である誤
差信号を尤度情報として、最尤系列推定により行う。
【００１４】
【発明の実施の形態】実施例１ この発明の実施例１の構成を図１に示す。ここでは、ア
レーアンテナの数は簡単のため２とした。まず、アンテ
ナ13-1から受信した受信波は、ベースバンド受信信号発
生器25-1においてキャリア信号発生器１６が出力するキ
ャリア信号を用いて準同期検波され、受信信号x1(i) が
出力される。同様に、アンテナ13-2から受信した受信波
は、ベースバンド受信信号発生器25-2でキャリア信号発
生器１６が出力するキャリア信号を用いて準同期検波さ
れ、受信信号x2(i) が出力される。受信信号x1(i) 及び
x2(i) は、重み付け係数w1及びw2をそれぞれ複素乗算器
26-1及び26-2で乗算された後に加算器２７で合成され、
合成信号y(i)が生成される。y(i)を式で表すと y(i) ＝ w1*x1(i)＋w2*x2(i) (1) となる。ここで＊は複素共役を表す。
レーアンテナの数は簡単のため２とした。まず、アンテ
ナ13-1から受信した受信波は、ベースバンド受信信号発
生器25-1においてキャリア信号発生器１６が出力するキ
ャリア信号を用いて準同期検波され、受信信号x1(i) が
出力される。同様に、アンテナ13-2から受信した受信波
は、ベースバンド受信信号発生器25-2でキャリア信号発
生器１６が出力するキャリア信号を用いて準同期検波さ
れ、受信信号x2(i) が出力される。受信信号x1(i) 及び
x2(i) は、重み付け係数w1及びw2をそれぞれ複素乗算器
26-1及び26-2で乗算された後に加算器２７で合成され、
合成信号y(i)が生成される。y(i)を式で表すと y(i) ＝ w1*x1(i)＋w2*x2(i) (1) となる。ここで＊は複素共役を表す。
【００１５】受信信号x1(i) 及びx2(i) には希望波の外
に干渉波信号成分が含まれており、これら干渉波信号成
分が互いに打ち消しあうように重み付け係数w1，w2を制
御すれば、干渉信号成分を除去することができる。な
お、アンテナ13-1及び13-2、ベースバンド受信信号発生
器25-1及び25-2、キャリア信号発生器１６、複素乗算器
26-1及び26-2、加算器２７はアレー合成手段３５に相当
する。
に干渉波信号成分が含まれており、これら干渉波信号成
分が互いに打ち消しあうように重み付け係数w1，w2を制
御すれば、干渉信号成分を除去することができる。な
お、アンテナ13-1及び13-2、ベースバンド受信信号発生
器25-1及び25-2、キャリア信号発生器１６、複素乗算器
26-1及び26-2、加算器２７はアレー合成手段３５に相当
する。
【００１６】レプリカ信号生成回路３６は、ビタビアル
ゴリズム回路３７が出力する複素シンボル候補と、パラ
メータ推定手段３８が出力する伝送路推定値を用いて合
成信号の推定信号を生成する。減算器３９は加算器２７
からの合成信号とこの推定信号との差分を誤差信号とし
て出力する。ここで、レプリカ信号生成回路３６と減算
器３９は誤差信号生成手段４１に相当する。
ゴリズム回路３７が出力する複素シンボル候補と、パラ
メータ推定手段３８が出力する伝送路推定値を用いて合
成信号の推定信号を生成する。減算器３９は加算器２７
からの合成信号とこの推定信号との差分を誤差信号とし
て出力する。ここで、レプリカ信号生成回路３６と減算
器３９は誤差信号生成手段４１に相当する。
【００１７】２乗演算回路４２は、減算器３９からの誤
差信号の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情
報、即ちブランチメトリックとしてビタビアルゴリズム
回路３７に入力する。ビタビアルゴリズム回路３７は複
素シンボル候補を出力し、最尤系列推定による信号判定
をビタビアルゴリズムを用いて行う。具体的には、複素
シンボル候補ごとにブランチメトリックの累積値として
対数尤度関数、即ちパスメトリックを計算し、パスメト
リックを最大とする複素シンボル候補をビタビアルゴリ
ズムにより求める。そして、選択された複素シンボル候
補に含まれる希望波の複素シンボルを判定信号として出
力端子２９へと出力する。ここで、２乗演算回路４２と
ビタビアルゴリズム回路３７は最尤系列推定手段４３に
相当する。
差信号の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情
報、即ちブランチメトリックとしてビタビアルゴリズム
回路３７に入力する。ビタビアルゴリズム回路３７は複
素シンボル候補を出力し、最尤系列推定による信号判定
をビタビアルゴリズムを用いて行う。具体的には、複素
シンボル候補ごとにブランチメトリックの累積値として
対数尤度関数、即ちパスメトリックを計算し、パスメト
リックを最大とする複素シンボル候補をビタビアルゴリ
ズムにより求める。そして、選択された複素シンボル候
補に含まれる希望波の複素シンボルを判定信号として出
力端子２９へと出力する。ここで、２乗演算回路４２と
ビタビアルゴリズム回路３７は最尤系列推定手段４３に
相当する。
【００１８】パラメータ推定手段３８は、受信信号x1
(i) 及びx2(i) とビタビアルゴリズム回路３７からの複
素シンボル候補と減算器３９からの誤差信号を入力とす
る。これらの信号を用いて、重み付け係数の拘束条件下
で誤差信号の平均電力を最小にするアルゴリズムで重み
付け係数と伝送路推定値を求めて出力する。レプリカ信
号生成回路３６の構成例を図２Ａに示す。以下では、考
慮する干渉波は１波で伝送路における遅延波の最大遅延
時間は１Ｔ（Ｔはシンボル周期) とする。入力端子44S
からビタビアルゴリズム回路３７が出力する複素シンボ
ル候補が入力される。この複素シンボル候補は、希望波
と干渉波の各複素シンボル候補から構成されており、希
望波の複素シンボル候補はトランスバーサルフィルタ55
-1へ、干渉波の複素シンボル候補はトランスバーサルフ
ィルタ55-2へ入力される。トランスバーサルフィルタ55
-1及び55-2は遅延素子の遅延時間がＴであり、その構成
を図２Ｂに示す。端子44H からパラメータ推定手段３８
よりの伝送路推定が入力するが、これは希望波と干渉波
の各インパルスレスポンス推定値であり、希望波のイン
パルスレスポンス推定値はトランスバーサルフィルタ55
-1のタップ係数に、干渉波のインパルスレスポンス推定
値はトランスバーサルフィルタ55-2のタップ係数にそれ
ぞれ設定される。トランスバーサルフィルタ55-1は、希
望波の複素シンボル候補と希望波のインパルスレスポン
ス推定値との畳み込み演算を行い、トランスバーサルフ
ィルタ55-2は、干渉波の複素シンボル候補と干渉波のイ
ンパルスレスポンス推定値との畳み込み演算を行い、そ
れぞれ畳み込み演算結果を出力する。従ってトランスバ
ーサルフィルタ55-1、55-2の各出力信号はそれぞれ、希
望波の信号成分推定値、干渉波の信号成分推定値とな
る。各トランスバーサルフィルタ55-1、55-2の出力の和
が合成信号の推定値ｙe(i)であり、出力端子44R から出
力される。この推定値ｙe(i)を式で表すと ｙe(i) ＝Σ1 p=0h0(P)am(i-p) ＋Σ1 p=0h1(P)bm(i-p) (2) となる。ここで、 am(i),bm(i)はそれぞれ時刻ｉＴにお
ける希望波及び干渉波の複素シンボル候補、｛ｈ
0(p)｝,｛ｈ1(p)｝は希望波及び干渉波のインパルスレ
スポンス推定値である。なお、考慮する干渉波の数が２
以上の場合には、トランスバーサルフィルタの数を考慮
する干渉波の数＋１にすればよく、干渉波を考慮しない
ときにはトランスバーサルフィルタの数を１にすればよ
い。また、最大遅延時間は１Ｔとしたので、図２Ｂのト
ランスバーサルフィルタのタップ数は２としたが、最大
遅延時間がＬＴ（Ｌは非負の整数）のときには、タップ
数を（Ｌ＋１）とすればよい。
(i) 及びx2(i) とビタビアルゴリズム回路３７からの複
素シンボル候補と減算器３９からの誤差信号を入力とす
る。これらの信号を用いて、重み付け係数の拘束条件下
で誤差信号の平均電力を最小にするアルゴリズムで重み
付け係数と伝送路推定値を求めて出力する。レプリカ信
号生成回路３６の構成例を図２Ａに示す。以下では、考
慮する干渉波は１波で伝送路における遅延波の最大遅延
時間は１Ｔ（Ｔはシンボル周期) とする。入力端子44S
からビタビアルゴリズム回路３７が出力する複素シンボ
ル候補が入力される。この複素シンボル候補は、希望波
と干渉波の各複素シンボル候補から構成されており、希
望波の複素シンボル候補はトランスバーサルフィルタ55
-1へ、干渉波の複素シンボル候補はトランスバーサルフ
ィルタ55-2へ入力される。トランスバーサルフィルタ55
-1及び55-2は遅延素子の遅延時間がＴであり、その構成
を図２Ｂに示す。端子44H からパラメータ推定手段３８
よりの伝送路推定が入力するが、これは希望波と干渉波
の各インパルスレスポンス推定値であり、希望波のイン
パルスレスポンス推定値はトランスバーサルフィルタ55
-1のタップ係数に、干渉波のインパルスレスポンス推定
値はトランスバーサルフィルタ55-2のタップ係数にそれ
ぞれ設定される。トランスバーサルフィルタ55-1は、希
望波の複素シンボル候補と希望波のインパルスレスポン
ス推定値との畳み込み演算を行い、トランスバーサルフ
ィルタ55-2は、干渉波の複素シンボル候補と干渉波のイ
ンパルスレスポンス推定値との畳み込み演算を行い、そ
れぞれ畳み込み演算結果を出力する。従ってトランスバ
ーサルフィルタ55-1、55-2の各出力信号はそれぞれ、希
望波の信号成分推定値、干渉波の信号成分推定値とな
る。各トランスバーサルフィルタ55-1、55-2の出力の和
が合成信号の推定値ｙe(i)であり、出力端子44R から出
力される。この推定値ｙe(i)を式で表すと ｙe(i) ＝Σ1 p=0h0(P)am(i-p) ＋Σ1 p=0h1(P)bm(i-p) (2) となる。ここで、 am(i),bm(i)はそれぞれ時刻ｉＴにお
ける希望波及び干渉波の複素シンボル候補、｛ｈ
0(p)｝,｛ｈ1(p)｝は希望波及び干渉波のインパルスレ
スポンス推定値である。なお、考慮する干渉波の数が２
以上の場合には、トランスバーサルフィルタの数を考慮
する干渉波の数＋１にすればよく、干渉波を考慮しない
ときにはトランスバーサルフィルタの数を１にすればよ
い。また、最大遅延時間は１Ｔとしたので、図２Ｂのト
ランスバーサルフィルタのタップ数は２としたが、最大
遅延時間がＬＴ（Ｌは非負の整数）のときには、タップ
数を（Ｌ＋１）とすればよい。
【００１９】次に、上述のビタビアルゴリズム回路３７
が用いるビタビアルゴリズムについて説明する。最尤系
列推定(Maximum Likelihood Sequence Estimation : ML
SE)は全ての可能性のある複素シンボル系列候補に対し
て尤度を計算し、その値が最も大きい複素シンボル系列
候補を信号判定値とする推定方法である。複素シンボル
系列が長くなると、可能性のある系列数は指数関数的に
増大する。そこで系列数を減らして演算量を抑えるアル
ゴリズムとしてビタビアルゴリズムによる状態推定が知
られている。ビタビアルゴリズムによる状態推定につい
て、考慮する干渉波が１波で変調方式がBPSK変調を例に
具体的に述べる。BPSKであるから希望波、干渉波のシン
ボルが各２つの値をとるため、合わせて４通りの値をと
り得る。まず、状態について説明する。伝送路における
遅延波の最大遅延時間がＬＴのとき、｛ａm(p),ｂm(p)
｜k-L+1≦p／≦k｝を状態と呼ぶ。この場合、状態数は
２2Lとなり、複素シンボル系列はこの状態の系列として
記述することができる。図２ＣにＬ＝１の状態遷移図、
トレリス図を示す。時点ｋにおけるｓ番目の状態をσs
(k)とする。ここでは、０≦ｓ≦３であり、時点がｋか
らｋ＋１に進むとき状態が遷移する。状態遷移は、希望
波及び干渉波の複素シンボル｛a(k+1),b(k+1)｝に対す
る複素シンボル候補｛ａm(k+1)，ｂm(k+1)｝の値に依存
するので、１つの状態から４通りの遷移が起きる。同図
が示すように、１つの状態から４つの状態へと分岐し、
また、４つの状態から１つの状態にマージする、遷移先
でマージする４つの遷移から１つの遷移を選択するため
にσs'(k)からσs(k+1)への遷移に対応した遷移メトリ
ックJk+1[σs(k+1),σs'(k)]を用いる。
が用いるビタビアルゴリズムについて説明する。最尤系
列推定(Maximum Likelihood Sequence Estimation : ML
SE)は全ての可能性のある複素シンボル系列候補に対し
て尤度を計算し、その値が最も大きい複素シンボル系列
候補を信号判定値とする推定方法である。複素シンボル
系列が長くなると、可能性のある系列数は指数関数的に
増大する。そこで系列数を減らして演算量を抑えるアル
ゴリズムとしてビタビアルゴリズムによる状態推定が知
られている。ビタビアルゴリズムによる状態推定につい
て、考慮する干渉波が１波で変調方式がBPSK変調を例に
具体的に述べる。BPSKであるから希望波、干渉波のシン
ボルが各２つの値をとるため、合わせて４通りの値をと
り得る。まず、状態について説明する。伝送路における
遅延波の最大遅延時間がＬＴのとき、｛ａm(p),ｂm(p)
｜k-L+1≦p／≦k｝を状態と呼ぶ。この場合、状態数は
２2Lとなり、複素シンボル系列はこの状態の系列として
記述することができる。図２ＣにＬ＝１の状態遷移図、
トレリス図を示す。時点ｋにおけるｓ番目の状態をσs
(k)とする。ここでは、０≦ｓ≦３であり、時点がｋか
らｋ＋１に進むとき状態が遷移する。状態遷移は、希望
波及び干渉波の複素シンボル｛a(k+1),b(k+1)｝に対す
る複素シンボル候補｛ａm(k+1)，ｂm(k+1)｝の値に依存
するので、１つの状態から４通りの遷移が起きる。同図
が示すように、１つの状態から４つの状態へと分岐し、
また、４つの状態から１つの状態にマージする、遷移先
でマージする４つの遷移から１つの遷移を選択するため
にσs'(k)からσs(k+1)への遷移に対応した遷移メトリ
ックJk+1[σs(k+1),σs'(k)]を用いる。
【００２０】状態σs'(k) からσs(k+1)への遷移におけ
るメトリックは、遷移ごとのブランチメトリックBR[σs
(k+1),σs'(k)]を用いて Jk+1[σs(k+1),σs'(k)]＝Jk[σs'(k)]＋BR[σs(k+1),σs'(k)] (3) で算出される。JK[σs'(k)]は時点ｋにおけるパスメト
リックであり、尤度に対応している。状態遷移σs'(k)
→σs(k+1)における複素シンボル系列候補は｛a m(k+1),
bm(k+1)｝で表される。ビタビアルゴリズムではマージ
する４つの遷移に対応したJk+1[σs(k+1),σs'(k)]を比
較して最も大きい遷移を選択し、その選択された遷移の
メトリックを時点ｋ＋１におけるパスメトリックJ
k+1[σs(k+1)]にする。そして、選択された遷移にリン
クする状態の時系列、パスのみが最尤系列候補として残
される。以後この操作を繰り返すと、状態の数だけパス
が生き残る。このパスは生き残りパスと呼ばれている。
なお、メモリの制約上、状態の時系列は過去（Ｄ−Ｌ＋
１）Ｔまでしか記憶せず、過去（Ｄ−Ｌ＋１）Ｔの時点
で生き残りパスがマージしないなら現時点で最大尤度、
即ちパスメトリック最大のパスに基づいて信号判定を行
う。このとき判定される信号は、現時点からＤＴ遅延し
たものであり、このＤＴを判定遅延時間という(G.Unger
boeck,"Adaptive maximum likelihood receiver for ca
rrier-modulated data-transmission systems,"IEEE Tr
ans.Commun,vol.COM-22,pp.624-636,1974)。ただし、Ｄ
≧Ｌである。
るメトリックは、遷移ごとのブランチメトリックBR[σs
(k+1),σs'(k)]を用いて Jk+1[σs(k+1),σs'(k)]＝Jk[σs'(k)]＋BR[σs(k+1),σs'(k)] (3) で算出される。JK[σs'(k)]は時点ｋにおけるパスメト
リックであり、尤度に対応している。状態遷移σs'(k)
→σs(k+1)における複素シンボル系列候補は｛a m(k+1),
bm(k+1)｝で表される。ビタビアルゴリズムではマージ
する４つの遷移に対応したJk+1[σs(k+1),σs'(k)]を比
較して最も大きい遷移を選択し、その選択された遷移の
メトリックを時点ｋ＋１におけるパスメトリックJ
k+1[σs(k+1)]にする。そして、選択された遷移にリン
クする状態の時系列、パスのみが最尤系列候補として残
される。以後この操作を繰り返すと、状態の数だけパス
が生き残る。このパスは生き残りパスと呼ばれている。
なお、メモリの制約上、状態の時系列は過去（Ｄ−Ｌ＋
１）Ｔまでしか記憶せず、過去（Ｄ−Ｌ＋１）Ｔの時点
で生き残りパスがマージしないなら現時点で最大尤度、
即ちパスメトリック最大のパスに基づいて信号判定を行
う。このとき判定される信号は、現時点からＤＴ遅延し
たものであり、このＤＴを判定遅延時間という(G.Unger
boeck,"Adaptive maximum likelihood receiver for ca
rrier-modulated data-transmission systems,"IEEE Tr
ans.Commun,vol.COM-22,pp.624-636,1974)。ただし、Ｄ
≧Ｌである。
【００２１】最後に、パラメータ推定手段３８のアルゴ
リズムについて以下説明する。まず、重み付け係数の拘
束条件について説明する。この拘束条件は、合成信号y
(i)に含まれる希望波信号成分の電力を一定に保つ作用
があり、 W HT ＝1(const) (4) と表される。ここで、T はステアリング・ベクトルと呼
ばれる２次元ベクトルであり、W は重み付け係数w1及び
w2を要素に持つ２次元重み付け係数ベクトルであり、 W H＝[w1*w2*] (5) と定める。なお、Ｈは、複素共役転置である。
リズムについて以下説明する。まず、重み付け係数の拘
束条件について説明する。この拘束条件は、合成信号y
(i)に含まれる希望波信号成分の電力を一定に保つ作用
があり、 W HT ＝1(const) (4) と表される。ここで、T はステアリング・ベクトルと呼
ばれる２次元ベクトルであり、W は重み付け係数w1及び
w2を要素に持つ２次元重み付け係数ベクトルであり、 W H＝[w1*w2*] (5) と定める。なお、Ｈは、複素共役転置である。
【００２２】ステアリング・ベクトルT は以下のように
して求める。受信信号x1(i) 及びx2(i)を要素に持つ２
次元受信信号ベクトルX (i)と、希望波の複素シンボルa
(i)から T＝｛(1-λNT)/(1-λ)｝-1ΣNT i=1λNT-iX (i)a*(i) (6) X H(i) ＝ [x1*(i)x2*(i)] (7) として求める。ここで、λは忘却係数と呼ばれる１未満
の正数であり、ＮＴはトレーニング信号長である。な
お、式(6) の右辺は、トレーニング信号区間におけるX
(i) と希望波の複素シンボルa(i)との相互関係ベクトル
である。
して求める。受信信号x1(i) 及びx2(i)を要素に持つ２
次元受信信号ベクトルX (i)と、希望波の複素シンボルa
(i)から T＝｛(1-λNT)/(1-λ)｝-1ΣNT i=1λNT-iX (i)a*(i) (6) X H(i) ＝ [x1*(i)x2*(i)] (7) として求める。ここで、λは忘却係数と呼ばれる１未満
の正数であり、ＮＴはトレーニング信号長である。な
お、式(6) の右辺は、トレーニング信号区間におけるX
(i) と希望波の複素シンボルa(i)との相互関係ベクトル
である。
【００２３】誤差信号ｅm (i) はy(i)-ye (i) であるか
ら、式(1) 及び式(2) を用いて ｅm(i) ＝w1*x1(i)＋w2*x2(i)−Σ1 P=0h0(p)am(i-p) −Σ1 P=0h1(p)bm(i-p) (8) となる。この誤差信号ｅm(i)を、６次元拡張受信信号ベ
クトルX ext(i)と６次元拡張重み付け係数ベクトルW
ext で表すと ｅm(i) ＝W H extX ext(i) (9) となる。ただし、X ext(i)とW extは X H ext＝ [x1*(i)x2*(i)am *(i)am *(i-1)bm *(i)bm *(i-1)] (10) W H ext＝ [w1*w2*h0(0)h0(1)h1(0)h1(1)] (11) である。式(4) の拘束条件は W H extT ext＝ 1(const) (12) と表すことができる。ただし、T ext は６次元拡張ステ
アリング・ベクトルであり、 T H ext＝ [T H0000] (13) である。ここで、式(4) の拘束条件下で誤差信号ｅm(i)
の平均２乗を最小にする重み付け係数及び伝送路推定値
を求めることは、式(13)の拘束条件下で式(9) の誤差信
号ｅm(i)の平均２乗を最小にするW ext を求めることと
等価になる。このW ext を求めるアルゴリズムとして、
Frost によるLMS に準じた方法が知られている(Forst,
O.L.,"An algorithm for linearly constrained adapti
ve array processing",Proc.IEEE,vol.60,No.8,PP.926-
935,August 1972) 。
ら、式(1) 及び式(2) を用いて ｅm(i) ＝w1*x1(i)＋w2*x2(i)−Σ1 P=0h0(p)am(i-p) −Σ1 P=0h1(p)bm(i-p) (8) となる。この誤差信号ｅm(i)を、６次元拡張受信信号ベ
クトルX ext(i)と６次元拡張重み付け係数ベクトルW
ext で表すと ｅm(i) ＝W H extX ext(i) (9) となる。ただし、X ext(i)とW extは X H ext＝ [x1*(i)x2*(i)am *(i)am *(i-1)bm *(i)bm *(i-1)] (10) W H ext＝ [w1*w2*h0(0)h0(1)h1(0)h1(1)] (11) である。式(4) の拘束条件は W H extT ext＝ 1(const) (12) と表すことができる。ただし、T ext は６次元拡張ステ
アリング・ベクトルであり、 T H ext＝ [T H0000] (13) である。ここで、式(4) の拘束条件下で誤差信号ｅm(i)
の平均２乗を最小にする重み付け係数及び伝送路推定値
を求めることは、式(13)の拘束条件下で式(9) の誤差信
号ｅm(i)の平均２乗を最小にするW ext を求めることと
等価になる。このW ext を求めるアルゴリズムとして、
Frost によるLMS に準じた方法が知られている(Forst,
O.L.,"An algorithm for linearly constrained adapti
ve array processing",Proc.IEEE,vol.60,No.8,PP.926-
935,August 1972) 。
【００２４】この実施例では、アレー合成手段３５にお
ける受信信号の線形合成だけで干渉キャンセルするだけ
でなく、誤差信号生成手段４１において干渉波信号成分
を推定して差し引くことで等価的に干渉キャンセルを行
う。従って、干渉波の数が２でも、アレー合成手段３５
で残留する１つの干渉波成分は誤差信号生成手段４１で
推定して差し引くことができる。即ち、干渉波の数がア
レーアンテナの数以上となっても干渉キャンセルするこ
とができ、伝送特性が急激に劣化するという欠点を克服
できる。
ける受信信号の線形合成だけで干渉キャンセルするだけ
でなく、誤差信号生成手段４１において干渉波信号成分
を推定して差し引くことで等価的に干渉キャンセルを行
う。従って、干渉波の数が２でも、アレー合成手段３５
で残留する１つの干渉波成分は誤差信号生成手段４１で
推定して差し引くことができる。即ち、干渉波の数がア
レーアンテナの数以上となっても干渉キャンセルするこ
とができ、伝送特性が急激に劣化するという欠点を克服
できる。
【００２５】実施例２ この発明の他の実施例の構成を図３に示す（請求項
２）。図１に示した実施例ではサンプリング周期は変調
のシンボル周期Ｔであり、サンプリングタイミングのタ
イミングジッタにより伝送特性が劣化するという問題が
ある。この問題は、サンプリング周期をＴ以下にする分
数間隔サンプリングを行うことにより解決できる。この
実施例はこの分数間隔サンプリングを採用し、図１に示
した実施例の複素乗算器26-1，26-2をトランスバーサル
フィルタ61-1，61-2で置き換えただけである。なお、ベ
ースバンド受信信号発生器25-1,25-2 におけるサンプラ
のサンプリング周期は変調のシンボル周期Ｔ以下、例え
ばＴ/2にする。これに伴い、受信信号を入力とするトラ
ンスバーサルフィルタ61-1，61-2はそれぞれ図４に示す
ように遅延素子の遅延時間がＴ/2となる。このトランス
バーサルフィルタ61-1，61-2は、各アンテナ13-1，13-2
の受信信号と重み付け係数との畳み込み演算をそれぞれ
行う。そして、各アンテナの畳み込み演算結果を足しあ
わせることにより合成信号y(i)を生成する。なお、上述
において各構成部分はディジタル信号処理ユニット(DS
P) などにより処理され、必ずしも個々のハードウエア
として設けられるものでない。
２）。図１に示した実施例ではサンプリング周期は変調
のシンボル周期Ｔであり、サンプリングタイミングのタ
イミングジッタにより伝送特性が劣化するという問題が
ある。この問題は、サンプリング周期をＴ以下にする分
数間隔サンプリングを行うことにより解決できる。この
実施例はこの分数間隔サンプリングを採用し、図１に示
した実施例の複素乗算器26-1，26-2をトランスバーサル
フィルタ61-1，61-2で置き換えただけである。なお、ベ
ースバンド受信信号発生器25-1,25-2 におけるサンプラ
のサンプリング周期は変調のシンボル周期Ｔ以下、例え
ばＴ/2にする。これに伴い、受信信号を入力とするトラ
ンスバーサルフィルタ61-1，61-2はそれぞれ図４に示す
ように遅延素子の遅延時間がＴ/2となる。このトランス
バーサルフィルタ61-1，61-2は、各アンテナ13-1，13-2
の受信信号と重み付け係数との畳み込み演算をそれぞれ
行う。そして、各アンテナの畳み込み演算結果を足しあ
わせることにより合成信号y(i)を生成する。なお、上述
において各構成部分はディジタル信号処理ユニット(DS
P) などにより処理され、必ずしも個々のハードウエア
として設けられるものでない。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、アレ
ーアンテナの数以上に干渉波が到来する場合でも良好に
動作するアダプティブ・アレー受信機を実現できる。ま
た、分数間隔サンプリングを採用し、受信信号と重み付
け係数との畳み込み演算を行うことにより、サンプリン
グタイミングのタイミングジッタによる劣化を克服でき
る。同一キャリヤ周波数を多数のユーザーが共用する無
線システムに利用すると効果的である。
ーアンテナの数以上に干渉波が到来する場合でも良好に
動作するアダプティブ・アレー受信機を実現できる。ま
た、分数間隔サンプリングを採用し、受信信号と重み付
け係数との畳み込み演算を行うことにより、サンプリン
グタイミングのタイミングジッタによる劣化を克服でき
る。同一キャリヤ周波数を多数のユーザーが共用する無
線システムに利用すると効果的である。
【図１】この発明の実施例の機能構成例を示すブロック
図。
図。
【図２】Ａは図１中のレプリカ信号生成回路３６の具体
例を示すブロック図、Ｂはそのトランスバーサルフィル
タを示すブロック図、Ｃはビタビアルゴリズムの状態遷
移を示す図である。
例を示すブロック図、Ｂはそのトランスバーサルフィル
タを示すブロック図、Ｃはビタビアルゴリズムの状態遷
移を示す図である。
【図３】この発明の他の実施例の機能構成例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図４】図３中のトランスバーサルフィルタの構成を示
す図。
す図。
【図５】従来のアダプティブ・アレー受信機の構成を示
すブロック図。
すブロック図。
【図６】バースト信号の構成を示す図。
Claims (5)
- 【請求項１】 複数のアンテナで受信した複数の受信信
号を重み付け係数で線形合成して合成信号を生成するア
レー合成手段と、 複素シンボル候補と伝送路推定値を用いて上記合成信号
の推定信号を生成し、上記合成信号と上記推定信号との
差分を誤差信号として出力する誤差信号生成手段と、 上記誤差信号を尤度情報として最尤系列推定により信号
判定を行い、希望波の判定信号と上記複素シンボル候補
を出力する最尤系列推定手段と、 上記複数の受信信号と上記複素シンボル候補と上記誤差
信号とを入力として、上記重み付け係数の拘束条件下で
上記誤差信号の平均電力を最小にするアルゴリズムで求
めた上記重み付け係数と上記伝送路推定値を出力するパ
ラメータ推定手段と、 を具備するアダプティブ・アレー受信機。 - 【請求項２】 上記アレー合成手段は、上記各受信信号
と上記重み付け係数との畳み込み演算を行い、これら畳
み込みの演算結果を足し合わせて上記合成信号を生成す
る手段であることを特徴とする請求項１記載のアダプテ
ィブ・アレー受信機。 - 【請求項３】 上記誤差信号生成手段における上記推定
信号は、上記複素シンボル候補と上記伝送路推定値との
畳み込み演算により生成する手段であることを特徴とす
る請求項１又は２記載のアダプティブ・アレー受信機。 - 【請求項４】 上記最尤系列推定手段が出力する上記複
素シンボル候補は、希望波の複素シンボル候補とＮ波
（但し、Ｎは自然数）の干渉波の複素シンボル候補で構
成されていることを特徴とする請求項１又は２記載のア
ダプティブ・アレー受信機。 - 【請求項５】 上記パラメータ推定手段における上記拘
束条件は、上記複数の受信信号と希望波信号の複素シン
ボルとの相関値で規定されることを特徴とする請求項１
又は２記載のアダプティブ・アレー受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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