JPH0870207A - インピーダンス整合回路 - Google Patents
インピーダンス整合回路Info
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- JPH0870207A JPH0870207A JP6204954A JP20495494A JPH0870207A JP H0870207 A JPH0870207 A JP H0870207A JP 6204954 A JP6204954 A JP 6204954A JP 20495494 A JP20495494 A JP 20495494A JP H0870207 A JPH0870207 A JP H0870207A
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- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 64
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 64
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 64
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 abstract description 15
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 abstract description 12
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 25
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 25
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 8
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/601—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators using FET's, e.g. GaAs FET's
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Waveguide Connection Structure (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 インピーダンス整合回路と結合線路の縮小に
より、マイクロ波及びミリ波ＩＣにおけるチップサイズ
の縮小を実現する。 【構成】 結合線路からなるインピーダンス整合回路６
の長さＬcmを設計中心周波数の波長の１／４より長く
し、Ａの位置でＦＥＴ１とインピーダンス整合が取れる
ようにする。また、Ｂの位置では次段の入力インピーダ
ンスである５０Ωとインピーダンス整合が取れるように
する。 【効果】 従来のインピーダンス整合回路と直流阻止用
結合線路を上記の結合線路からなるインピーダンス整合
回路で置き換えることができ、回路の小型化が可能とな
る。これにより、ＩＣのチップサイズを縮小でき、量産
性の向上及び製造コストの低減が可能となる。
より、マイクロ波及びミリ波ＩＣにおけるチップサイズ
の縮小を実現する。 【構成】 結合線路からなるインピーダンス整合回路６
の長さＬcmを設計中心周波数の波長の１／４より長く
し、Ａの位置でＦＥＴ１とインピーダンス整合が取れる
ようにする。また、Ｂの位置では次段の入力インピーダ
ンスである５０Ωとインピーダンス整合が取れるように
する。 【効果】 従来のインピーダンス整合回路と直流阻止用
結合線路を上記の結合線路からなるインピーダンス整合
回路で置き換えることができ、回路の小型化が可能とな
る。これにより、ＩＣのチップサイズを縮小でき、量産
性の向上及び製造コストの低減が可能となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、高周波におけるイン
ピーダンス整合回路、特にマイクロ波及びミリ波集積回
路におけるインピーダンス整合回路に関するものであ
る。
ピーダンス整合回路、特にマイクロ波及びミリ波集積回
路におけるインピーダンス整合回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来からマイクロ波帯及びミリ波帯の集
積回路（以後、ＩＣと略記する。）では、段間結合に用
いる直流阻止用コンデンサには、その設計中心周波数帯
域の波長の１／４の長さを有する結合線路が用いられて
いる。これは、この結合線路の通過損失が少ないためで
ある。図８にその一例として９０ＧＨz 帯増幅器ＩＣに
おける１段目と２段目の増幅段の平面図を示す。図中の
１は１段目増幅段の電界効果トランジスタ（以後、ＦＥ
Ｔと略記する）、２は１段目増幅段の出力側インピーダ
ンス整合回路、３は上記の１／４波長の結合線路、４は
２段目増幅段の入力側インピーダンス整合回路、５は２
段目増幅段のＦＥＴであり、また、Ｇはゲート、Ｓはソ
ース、Ｄはドレインである。ただし、ＦＥＴを駆動する
ための直流バイアス回路、１段目増幅段の入力側インピ
ーダンス整合回路及び２段目増幅段の出力側インピーダ
ンス整合回路は省略してある。上記のインピーダンス整
合回路及び結合線路は、基板上の金属膜からなってい
る。設計中心周波数におけるＩＣの伝送線路上での波長
をλとすると、結合線路の長さＬc ＝λ／４である。
積回路（以後、ＩＣと略記する。）では、段間結合に用
いる直流阻止用コンデンサには、その設計中心周波数帯
域の波長の１／４の長さを有する結合線路が用いられて
いる。これは、この結合線路の通過損失が少ないためで
ある。図８にその一例として９０ＧＨz 帯増幅器ＩＣに
おける１段目と２段目の増幅段の平面図を示す。図中の
１は１段目増幅段の電界効果トランジスタ（以後、ＦＥ
Ｔと略記する）、２は１段目増幅段の出力側インピーダ
ンス整合回路、３は上記の１／４波長の結合線路、４は
２段目増幅段の入力側インピーダンス整合回路、５は２
段目増幅段のＦＥＴであり、また、Ｇはゲート、Ｓはソ
ース、Ｄはドレインである。ただし、ＦＥＴを駆動する
ための直流バイアス回路、１段目増幅段の入力側インピ
ーダンス整合回路及び２段目増幅段の出力側インピーダ
ンス整合回路は省略してある。上記のインピーダンス整
合回路及び結合線路は、基板上の金属膜からなってい
る。設計中心周波数におけるＩＣの伝送線路上での波長
をλとすると、結合線路の長さＬc ＝λ／４である。
【０００３】この場合、１／４波長の結合線路の入出力
インピーダンスは通常５０Ωであり、これと整合するよ
うに、各増幅段の入出力インピーダンスもインピーダン
ス整合回路端で５０Ωとなっている。一般に周波数が高
くなるほど、上記のようなインピーダンス整合回路や１
／４波長の結合線路は小さくできる。しかし、９０ＧＨ
z 帯ＩＣの上記の例においても、１段目増幅段の出力側
インピーダンス整合回路の長さＬomは約３５０μｍ、１
／４波長の結合線路の長さＬc は約３００μｍとなり、
ミリ波ＩＣにもかかわらず、このインピーダンス整合回
路と結合線路が大きな面積を占めるため、チップサイズ
はさほど小さくできない。
インピーダンスは通常５０Ωであり、これと整合するよ
うに、各増幅段の入出力インピーダンスもインピーダン
ス整合回路端で５０Ωとなっている。一般に周波数が高
くなるほど、上記のようなインピーダンス整合回路や１
／４波長の結合線路は小さくできる。しかし、９０ＧＨ
z 帯ＩＣの上記の例においても、１段目増幅段の出力側
インピーダンス整合回路の長さＬomは約３５０μｍ、１
／４波長の結合線路の長さＬc は約３００μｍとなり、
ミリ波ＩＣにもかかわらず、このインピーダンス整合回
路と結合線路が大きな面積を占めるため、チップサイズ
はさほど小さくできない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】マイクロ波及びミリ波
ＩＣにおいては、チップサイズを縮小することにより、
量産性を向上させ、製造コストを低減することが求めら
れている。しかし、従来は上記のように、周波数によっ
てほぼその大きさが決まるインピーダンス整合回路と結
合線路が大きな面積を占めるため、上記ＩＣのチップサ
イズの縮小は困難であった。
ＩＣにおいては、チップサイズを縮小することにより、
量産性を向上させ、製造コストを低減することが求めら
れている。しかし、従来は上記のように、周波数によっ
てほぼその大きさが決まるインピーダンス整合回路と結
合線路が大きな面積を占めるため、上記ＩＣのチップサ
イズの縮小は困難であった。
【０００５】この発明は、上記のような問題点に鑑みな
されたものであり、インピーダンス整合回路と結合線路
を縮小することにより、マイクロ波及びミリ波ＩＣにお
けるチップサイズの縮小を実現することを目的としてい
る。
されたものであり、インピーダンス整合回路と結合線路
を縮小することにより、マイクロ波及びミリ波ＩＣにお
けるチップサイズの縮小を実現することを目的としてい
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この発明（請求項１）に
係わるインピーダンス整合回路は、高周波で用いられる
インピーダンス整合回路において、設計中心周波数の波
長の１／４より長い結合線路を備えたものである。
係わるインピーダンス整合回路は、高周波で用いられる
インピーダンス整合回路において、設計中心周波数の波
長の１／４より長い結合線路を備えたものである。
【０００７】この発明（請求項２）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の一端にトランジスタが
接続されており、上記結合線路の任意の位置に上記トラ
ンジスタ駆動用の直流バイアス回路が接続されており、
上記設計中心周波数における上記結合線路から見込んだ
上記直流バイアス回路のインピーダンスは無限大である
ものである。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の一端にトランジスタが
接続されており、上記結合線路の任意の位置に上記トラ
ンジスタ駆動用の直流バイアス回路が接続されており、
上記設計中心周波数における上記結合線路から見込んだ
上記直流バイアス回路のインピーダンスは無限大である
ものである。
【０００８】この発明（請求項３）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の所定の位置にスタブが
接続されているものである。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の所定の位置にスタブが
接続されているものである。
【０００９】この発明（請求項４）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１ないし３のいずれか）において、高周波ＩＣ中に設
けられているものである。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１ないし３のいずれか）において、高周波ＩＣ中に設
けられているものである。
【００１０】この発明（請求項５）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項４）において、上記高周波ＩＣ中のトランジスタの入
力側もしくは出力側に接続されているものである。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項４）において、上記高周波ＩＣ中のトランジスタの入
力側もしくは出力側に接続されているものである。
【００１１】
【作用】この発明（請求項１）に係わるインピーダンス
整合回路は、高周波で用いられるインピーダンス整合回
路において、設計中心周波数の波長の１／４より長い結
合線路を備えたものであるから、そのインピーダンスを
誘導性とすることができ、トランジスタ等からなる容量
性のインピーダンスを持つ回路に対してインピーダンス
整合を取ることが可能となる。従来は、前述のように上
記の容量性のインピーダンスを持つ回路と直流阻止用１
／４波長結合線路を接続するためには、両者の間にイン
ピーダンス整合回路を挿入する必要があった。一方、こ
の発明のインピーダンス整合回路は、直流阻止用結合線
路の機能と上記の従来のインピーダンス整合回路の機能
を併せ持っている。従って、従来のインピーダンス整合
回路と直流阻止用１／４波長結合線路の二つに替えて、
この発明の結合線路からなるインピーダンス整合回路を
用いることにより、回路設計の自由度が増大すると同時
に回路の小型化が可能となる。
整合回路は、高周波で用いられるインピーダンス整合回
路において、設計中心周波数の波長の１／４より長い結
合線路を備えたものであるから、そのインピーダンスを
誘導性とすることができ、トランジスタ等からなる容量
性のインピーダンスを持つ回路に対してインピーダンス
整合を取ることが可能となる。従来は、前述のように上
記の容量性のインピーダンスを持つ回路と直流阻止用１
／４波長結合線路を接続するためには、両者の間にイン
ピーダンス整合回路を挿入する必要があった。一方、こ
の発明のインピーダンス整合回路は、直流阻止用結合線
路の機能と上記の従来のインピーダンス整合回路の機能
を併せ持っている。従って、従来のインピーダンス整合
回路と直流阻止用１／４波長結合線路の二つに替えて、
この発明の結合線路からなるインピーダンス整合回路を
用いることにより、回路設計の自由度が増大すると同時
に回路の小型化が可能となる。
【００１２】また、直流阻止用１／４波長結合線路を用
いて、これとインピーダンスの異なる二つの回路を接続
する場合、従来は、これらの回路と１／４波長結合線路
の間にそれぞれインピーダンス整合回路を挿入する必要
があった。しかし、この発明のインピーダンス整合回路
は上記の二つの回路のいずれに対してもインピーダンス
整合するようにすることも可能であり、これにより、従
来の二つのインピーダンス整合回路を用いる必要が無く
なる。従って、上記の１／４波長結合線路とインピーダ
ンスの異なる二つの回路の間をこの発明の結合線路から
なるインピーダンス整合回路のみを用いて結合すること
ができる。これにより、さらに回路設計の自由度が増大
し、回路の小型化が可能となる。
いて、これとインピーダンスの異なる二つの回路を接続
する場合、従来は、これらの回路と１／４波長結合線路
の間にそれぞれインピーダンス整合回路を挿入する必要
があった。しかし、この発明のインピーダンス整合回路
は上記の二つの回路のいずれに対してもインピーダンス
整合するようにすることも可能であり、これにより、従
来の二つのインピーダンス整合回路を用いる必要が無く
なる。従って、上記の１／４波長結合線路とインピーダ
ンスの異なる二つの回路の間をこの発明の結合線路から
なるインピーダンス整合回路のみを用いて結合すること
ができる。これにより、さらに回路設計の自由度が増大
し、回路の小型化が可能となる。
【００１３】上記の回路の小型化は、回路の量産性を向
上させ、製造コストの低減を可能にする。
上させ、製造コストの低減を可能にする。
【００１４】この発明（請求項２）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の一端にトランジスタが
接続されており、上記結合線路の任意の位置に上記トラ
ンジスタ駆動用の直流バイアス回路が接続されており、
上記設計中心周波数における上記結合線路から見込んだ
上記直流バイアス回路のインピーダンスは無限大である
ものであるから、従来はトランジスタの電極または電極
近傍の伝送線路に接続されていた直流バイアス回路を上
記結合線路の任意の位置にも接続することが可能とな
る。これにより、回路設計の自由度がさらに増大する。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の一端にトランジスタが
接続されており、上記結合線路の任意の位置に上記トラ
ンジスタ駆動用の直流バイアス回路が接続されており、
上記設計中心周波数における上記結合線路から見込んだ
上記直流バイアス回路のインピーダンスは無限大である
ものであるから、従来はトランジスタの電極または電極
近傍の伝送線路に接続されていた直流バイアス回路を上
記結合線路の任意の位置にも接続することが可能とな
る。これにより、回路設計の自由度がさらに増大する。
【００１５】従って、回路を形成する基板面上を有効に
利用することができ、さらなる回路の小型化が可能とな
る。これによって、回路の量産性を向上させ、製造コス
トを低減させることができる。
利用することができ、さらなる回路の小型化が可能とな
る。これによって、回路の量産性を向上させ、製造コス
トを低減させることができる。
【００１６】この発明（請求項３）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の所定の位置にスタブが
接続されているものであるから、整合が可能なインピー
ダンスの範囲が広くなり、前述の従来の１／４波長結合
線路とこれの両端に接続された二つのインピーダンス整
合回路のすべてをこの発明の結合線路からなるインピー
ダンス整合回路で置き換えることも、容易にできるよう
になる。これにより、回路設計の自由度がさらに大きく
なる。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の所定の位置にスタブが
接続されているものであるから、整合が可能なインピー
ダンスの範囲が広くなり、前述の従来の１／４波長結合
線路とこれの両端に接続された二つのインピーダンス整
合回路のすべてをこの発明の結合線路からなるインピー
ダンス整合回路で置き換えることも、容易にできるよう
になる。これにより、回路設計の自由度がさらに大きく
なる。
【００１７】従って、回路を形成する基板面上を有効に
利用することができ、さらなる回路の小型化が可能とな
る。これによって、回路の量産性を向上させ、製造コス
トを低減させることができる。
利用することができ、さらなる回路の小型化が可能とな
る。これによって、回路の量産性を向上させ、製造コス
トを低減させることができる。
【００１８】この発明（請求項４）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１ないし３のいずれか）において、高周波ＩＣ中に設
けられているものであるから、これまで述べたように、
回路を小型化できると同時に回路設計の自由度が増し、
ＩＣを形成する基板面上を有効に利用することができ
る。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１ないし３のいずれか）において、高周波ＩＣ中に設
けられているものであるから、これまで述べたように、
回路を小型化できると同時に回路設計の自由度が増し、
ＩＣを形成する基板面上を有効に利用することができ
る。
【００１９】従って、ＩＣのチップサイズを縮小するこ
とができ、これにより、ＩＣの量産性を向上させ、製造
コストを低減させることができる。
とができ、これにより、ＩＣの量産性を向上させ、製造
コストを低減させることができる。
【００２０】この発明（請求項５）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項４）において、上記高周波ＩＣ中のトランジスタの入
力側もしくは出力側に接続されているものであるから、
前述のように、この発明のインピーダンス整合回路のイ
ンピーダンスを誘導性とすることにより、トランジスタ
の入力側または出力側の容量性のインピーダンスに対し
てインピーダンス整合を取ることが可能となる。従来
は、前述のように容量性のインピーダンスを持つトラン
ジスタと直流阻止用１／４波長結合線路を接続するため
には、両者の間にインピーダンス整合回路を挿入する必
要があった。しかし、この発明のインピーダンス整合回
路は、直流阻止用結合線路の機能と上記の従来のインピ
ーダンス整合回路の機能を併せ持っている。従って、従
来のインピーダンス整合回路と直流阻止用１／４波長結
合線路の二つに替えて、この発明の結合線路からなるイ
ンピーダンス整合回路を用いることができる。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項４）において、上記高周波ＩＣ中のトランジスタの入
力側もしくは出力側に接続されているものであるから、
前述のように、この発明のインピーダンス整合回路のイ
ンピーダンスを誘導性とすることにより、トランジスタ
の入力側または出力側の容量性のインピーダンスに対し
てインピーダンス整合を取ることが可能となる。従来
は、前述のように容量性のインピーダンスを持つトラン
ジスタと直流阻止用１／４波長結合線路を接続するため
には、両者の間にインピーダンス整合回路を挿入する必
要があった。しかし、この発明のインピーダンス整合回
路は、直流阻止用結合線路の機能と上記の従来のインピ
ーダンス整合回路の機能を併せ持っている。従って、従
来のインピーダンス整合回路と直流阻止用１／４波長結
合線路の二つに替えて、この発明の結合線路からなるイ
ンピーダンス整合回路を用いることができる。
【００２１】また、直流阻止用１／４波長結合線路を用
いて、二つのトランジスタを結合する場合、従来は、こ
れらのトランジスタと１／４波長結合線路の間にそれぞ
れインピーダンス整合回路を挿入する必要があった。し
かし、この発明のインピーダンス整合回路を上記の二つ
のトランジスタのいずれに対してもインピーダンス整合
するようにすることも可能であり、これにより、従来の
二つのインピーダンス整合回路を用いる必要が無くな
る。すなわち、二つのトランジスタの間をこの発明の結
合線路からなるインピーダンス整合回路のみを用いて結
合することができる。
いて、二つのトランジスタを結合する場合、従来は、こ
れらのトランジスタと１／４波長結合線路の間にそれぞ
れインピーダンス整合回路を挿入する必要があった。し
かし、この発明のインピーダンス整合回路を上記の二つ
のトランジスタのいずれに対してもインピーダンス整合
するようにすることも可能であり、これにより、従来の
二つのインピーダンス整合回路を用いる必要が無くな
る。すなわち、二つのトランジスタの間をこの発明の結
合線路からなるインピーダンス整合回路のみを用いて結
合することができる。
【００２２】また、前述のように、この発明の結合線路
からなるインピーダンス整合回路の任意の位置に、設計
中心周波数において結合線路から見込んだインピーダン
スが無限大であるトランジスタ駆動用の直流バイアス回
路を接続することができる。
からなるインピーダンス整合回路の任意の位置に、設計
中心周波数において結合線路から見込んだインピーダン
スが無限大であるトランジスタ駆動用の直流バイアス回
路を接続することができる。
【００２３】また、この発明の結合線路からなるインピ
ーダンス整合回路の所定の位置にスタブを接続すること
により、より広い範囲のインピーダンスに対して整合を
取ることが可能となる。
ーダンス整合回路の所定の位置にスタブを接続すること
により、より広い範囲のインピーダンスに対して整合を
取ることが可能となる。
【００２４】以上により、回路設計の自由度が増大する
と同時に回路の小型化が可能となる。従って、ＩＣのチ
ップサイズを縮小することができ、これにより、ＩＣの
量産性を向上させ、製造コストを低減させることができ
る。
と同時に回路の小型化が可能となる。従って、ＩＣのチ
ップサイズを縮小することができ、これにより、ＩＣの
量産性を向上させ、製造コストを低減させることができ
る。
【００２５】
実施例１．この発明の第１の実施例について説明する。
本実施例は、周波数９０ＧＨz 帯におけるインピーダン
ス整合回路に関するものである。図１に本実施例のイン
ピーダンス整合回路の平面図を示す。図中の１は１段目
増幅段のＦＥＴ、６は結合線路よりなるインピーダンス
整合回路である。これは、結合線路６の長さＬcmを従来
のλ／４（約３００μｍ）より１５０μｍ程度長い約４
５０μｍとし、これを１段目増幅段の出力側インピーダ
ンス整合回路としたものである。ただし、λは設計中心
周波数の波長である。
本実施例は、周波数９０ＧＨz 帯におけるインピーダン
ス整合回路に関するものである。図１に本実施例のイン
ピーダンス整合回路の平面図を示す。図中の１は１段目
増幅段のＦＥＴ、６は結合線路よりなるインピーダンス
整合回路である。これは、結合線路６の長さＬcmを従来
のλ／４（約３００μｍ）より１５０μｍ程度長い約４
５０μｍとし、これを１段目増幅段の出力側インピーダ
ンス整合回路としたものである。ただし、λは設計中心
周波数の波長である。
【００２６】一般に、二つの回路を接続した場合のこれ
らの間のインピーダンス整合の条件は、接続した点から
それぞれの回路を見込んだインピーダンスが互いに複素
共役であることである。本実施例においては、結合線路
６の長さをλ／４より長くすることにより、そのインピ
ーダンスを誘導性（リアクタンスが正）とすることがで
き、ＦＥＴ１の容量性インピーダンス（リアクタンスが
負）と直接整合させることができる。
らの間のインピーダンス整合の条件は、接続した点から
それぞれの回路を見込んだインピーダンスが互いに複素
共役であることである。本実施例においては、結合線路
６の長さをλ／４より長くすることにより、そのインピ
ーダンスを誘導性（リアクタンスが正）とすることがで
き、ＦＥＴ１の容量性インピーダンス（リアクタンスが
負）と直接整合させることができる。
【００２７】周波数９０〜１００ＧＨz における、上記
インピーダンス整合回路６のインピーダンスをスミスチ
ャート上に表したものが図２である。図中のｐは図１の
破線Ａの位置から見込んだ結合線路からなるインピーダ
ンス整合回路６のインピーダンス、ｑは同じく破線Ａの
位置から見込んだＦＥＴ１のインピーダンスの複素共
役、ｒは破線Ｂの位置から見込んだ結合線路からなるイ
ンピーダンス整合回路６のインピーダンスである。周波
数９０ＧＨz における、上記のインピーダンス整合回路
６のＡから見込んだ規格化インピーダンスは0.724+j0.7
487 （誘導性インピーダンス）であり、ＦＥＴ１のＡか
ら見込んだ規格化インピーダンス 0.756-j0.799 （容量
性インピーダンス）の複素共役は0.756+j0.799 であ
り、ほぼ整合が取れている。一方、図２からわかるよう
に、上記のインピーダンス整合回路６のＢから見込んだ
インピーダンスは５０Ω（スミスチャートにおける1.0
の点）の近傍にあり、２段目増幅段の入力インピーダン
スも５０Ωであるから、ここにおいてもインピーダンス
の整合は取れている。
インピーダンス整合回路６のインピーダンスをスミスチ
ャート上に表したものが図２である。図中のｐは図１の
破線Ａの位置から見込んだ結合線路からなるインピーダ
ンス整合回路６のインピーダンス、ｑは同じく破線Ａの
位置から見込んだＦＥＴ１のインピーダンスの複素共
役、ｒは破線Ｂの位置から見込んだ結合線路からなるイ
ンピーダンス整合回路６のインピーダンスである。周波
数９０ＧＨz における、上記のインピーダンス整合回路
６のＡから見込んだ規格化インピーダンスは0.724+j0.7
487 （誘導性インピーダンス）であり、ＦＥＴ１のＡか
ら見込んだ規格化インピーダンス 0.756-j0.799 （容量
性インピーダンス）の複素共役は0.756+j0.799 であ
り、ほぼ整合が取れている。一方、図２からわかるよう
に、上記のインピーダンス整合回路６のＢから見込んだ
インピーダンスは５０Ω（スミスチャートにおける1.0
の点）の近傍にあり、２段目増幅段の入力インピーダン
スも５０Ωであるから、ここにおいてもインピーダンス
の整合は取れている。
【００２８】本実施例によるインピーダンス整合回路
は、従来の増幅段の出力側インピーダンス整合回路と段
間結合に用いる直流阻止用１／４波長結合線路を一つに
したものと言うことができる。前述の従来例の増幅段の
出力側インピーダンス整合回路の長さＬomは約３５０μ
ｍ、直流阻止用結合線路の長さＬc は約３００μｍであ
るから、その合計Ｌom＋Ｌc は６５０μｍであるが、本
実施例によるインピーダンス整合回路の長さＬcmは約４
５０μｍであり、従来例より約２００μｍ短縮される。
これによって、ＩＣのチップサイズの縮小が可能にな
る。
は、従来の増幅段の出力側インピーダンス整合回路と段
間結合に用いる直流阻止用１／４波長結合線路を一つに
したものと言うことができる。前述の従来例の増幅段の
出力側インピーダンス整合回路の長さＬomは約３５０μ
ｍ、直流阻止用結合線路の長さＬc は約３００μｍであ
るから、その合計Ｌom＋Ｌc は６５０μｍであるが、本
実施例によるインピーダンス整合回路の長さＬcmは約４
５０μｍであり、従来例より約２００μｍ短縮される。
これによって、ＩＣのチップサイズの縮小が可能にな
る。
【００２９】本実施例によるインピーダンス整合回路に
２段目の増幅段を接続してできる２段増幅器を図３に示
す。図中の４は２段目増幅段の入力側インピーダンス整
合回路、５は２段目増幅段のＦＥＴであり、両者はＣの
位置でインピーダンス整合が取れている。また、Ｂの位
置においては、５０Ωでインピーダンス整合がなされて
いる。ただし、ＦＥＴを駆動するための直流バイアス回
路、１段目増幅段の入力側インピーダンス整合回路及び
２段目増幅段の出力側インピーダンス整合回路の記載は
省略してある。この図３に示した回路を用いた２段増幅
器ＩＣの諸特性の周波数依存性を図４に示す。周波数９
０ＧＨz 付近において、利得、雑音指数ともに良好な値
を示しており、また、入力ＶＳＷＲ及び出力ＶＳＷＲも
２．０以下に抑えられている。
２段目の増幅段を接続してできる２段増幅器を図３に示
す。図中の４は２段目増幅段の入力側インピーダンス整
合回路、５は２段目増幅段のＦＥＴであり、両者はＣの
位置でインピーダンス整合が取れている。また、Ｂの位
置においては、５０Ωでインピーダンス整合がなされて
いる。ただし、ＦＥＴを駆動するための直流バイアス回
路、１段目増幅段の入力側インピーダンス整合回路及び
２段目増幅段の出力側インピーダンス整合回路の記載は
省略してある。この図３に示した回路を用いた２段増幅
器ＩＣの諸特性の周波数依存性を図４に示す。周波数９
０ＧＨz 付近において、利得、雑音指数ともに良好な値
を示しており、また、入力ＶＳＷＲ及び出力ＶＳＷＲも
２．０以下に抑えられている。
【００３０】以上述べたように、本実施例による結合線
路からなるインピーダンス整合回路は、従来の出力側イ
ンピーダンス整合回路と直流阻止用結合線路の両者の機
能を併せ持つため、ＩＣのチップサイズの縮小が可能と
なる。また、この結合線路からなるインピーダンス整合
回路を用いた増幅器ＩＣにおいては、良好な高周波特性
が得られている。
路からなるインピーダンス整合回路は、従来の出力側イ
ンピーダンス整合回路と直流阻止用結合線路の両者の機
能を併せ持つため、ＩＣのチップサイズの縮小が可能と
なる。また、この結合線路からなるインピーダンス整合
回路を用いた増幅器ＩＣにおいては、良好な高周波特性
が得られている。
【００３１】なお、本実施例においては、上記の結合線
路からなるインピーダンス整合回路を増幅段の出力側イ
ンピーダンス整合回路として用いたが、入力側インピー
ダンス整合回路として用いてもよい。また、二つの増幅
段のＦＥＴの間に、上記の結合線路からなるインピーダ
ンス整合回路のみを設けて、直接両者間のインピーダン
ス整合を取るようにすることも可能であり、これによっ
てさらにＩＣのチップサイズを縮小できる。
路からなるインピーダンス整合回路を増幅段の出力側イ
ンピーダンス整合回路として用いたが、入力側インピー
ダンス整合回路として用いてもよい。また、二つの増幅
段のＦＥＴの間に、上記の結合線路からなるインピーダ
ンス整合回路のみを設けて、直接両者間のインピーダン
ス整合を取るようにすることも可能であり、これによっ
てさらにＩＣのチップサイズを縮小できる。
【００３２】実施例２．この発明の第２の実施例につい
て説明する。図５に本実施例のインピーダンス整合回路
の平面図を示す。図中の７ａ，７ｂは直流バイアス回
路、８は１／４波長線路、９はラジアルスタブである。
これは、実施例１で示した結合線路からなるインピーダ
ンス整合回路にＦＥＴ駆動用の直流バイアス電圧を印加
するための直流バイアス回路を接続したものである。
て説明する。図５に本実施例のインピーダンス整合回路
の平面図を示す。図中の７ａ，７ｂは直流バイアス回
路、８は１／４波長線路、９はラジアルスタブである。
これは、実施例１で示した結合線路からなるインピーダ
ンス整合回路にＦＥＴ駆動用の直流バイアス電圧を印加
するための直流バイアス回路を接続したものである。
【００３３】この直流バイアス回路７ａ，７ｂは、その
一端が上記結合線路に接続された１／４波長線路８とこ
の１／４波長線路のもう一方の端に接続されたラジアル
スタブ９から構成されている。設計中心周波数におい
て、結合線路から見込んだ直流バイアス回路７ａ，７ｂ
のインピーダンスが無限大になるようにラジアルスタブ
９の形状を決定することができる。このようにすると、
高周波的にはこの直流バイアス回路は結合線路に何の影
響も与えないから、１／４波長線路８は結合線路の任意
の位置に接続することができる。直流バイアス回路７ａ
はＦＥＴ１のドレインに直流バイアス電圧を印加するた
めのものであり、直流バイアス回路７ｂは次段のＦＥＴ
（図示せず）のゲートに直流バイアス電圧を印加するた
めのものである。
一端が上記結合線路に接続された１／４波長線路８とこ
の１／４波長線路のもう一方の端に接続されたラジアル
スタブ９から構成されている。設計中心周波数におい
て、結合線路から見込んだ直流バイアス回路７ａ，７ｂ
のインピーダンスが無限大になるようにラジアルスタブ
９の形状を決定することができる。このようにすると、
高周波的にはこの直流バイアス回路は結合線路に何の影
響も与えないから、１／４波長線路８は結合線路の任意
の位置に接続することができる。直流バイアス回路７ａ
はＦＥＴ１のドレインに直流バイアス電圧を印加するた
めのものであり、直流バイアス回路７ｂは次段のＦＥＴ
（図示せず）のゲートに直流バイアス電圧を印加するた
めのものである。
【００３４】従来は、直流バイアス回路は各ＦＥＴの電
極または電極近傍の伝送線路に接続されていたが、本実
施例においては、結合線路からなるインピーダンス整合
回路の任意の位置にも直流バイアス回路を接続すること
が可能となり、ＩＣの回路設計の自由度が増大する。こ
れにより、ＩＣが形成されている基板面をより有効に利
用することが可能となり、全体のチップサイズのさらな
る縮小が可能となる。
極または電極近傍の伝送線路に接続されていたが、本実
施例においては、結合線路からなるインピーダンス整合
回路の任意の位置にも直流バイアス回路を接続すること
が可能となり、ＩＣの回路設計の自由度が増大する。こ
れにより、ＩＣが形成されている基板面をより有効に利
用することが可能となり、全体のチップサイズのさらな
る縮小が可能となる。
【００３５】実施例３．この発明の第３の実施例につい
て説明する。図６に本実施例のインピーダンス整合回路
の平面図を示す。図中の１０は先端解放スタブであり、
これが実施例１で示した結合線路からなるインピーダン
ス整合回路６に接続されている。
て説明する。図６に本実施例のインピーダンス整合回路
の平面図を示す。図中の１０は先端解放スタブであり、
これが実施例１で示した結合線路からなるインピーダン
ス整合回路６に接続されている。
【００３６】周波数８０〜１４０ＧＨz において、図６
の先端解放スタブが接続された結合線路とこのスタブが
接続されていない結合線路のインピーダンスをスミスチ
ャート上で比較したものが図７である。図中のｍは先端
解放スタブが接続された結合線路のインピーダンス、ｎ
は先端解放スタブが接続されていない結合線路のインピ
ーダンスである。結合線路に先端解放スタブを接続する
ことにより、結合線路のインピーダンスが大きく変化し
ていることがわかる。また、上記スタブ１０の形状及び
結合線路６と接続する位置（図６の距離Ｌs ）を変える
ことにより、結合線路のインピーダンスを変化させるこ
とができる。従って、本実施例のインピーダンス整合回
路は、実施例１の整合回路より広い範囲のインピーダン
スに対して整合を取ることが可能となり、ＩＣの回路設
計の自由度がさらに増大する。また、これにより上記実
施例１より一層のチップサイズの縮小が可能となる。
の先端解放スタブが接続された結合線路とこのスタブが
接続されていない結合線路のインピーダンスをスミスチ
ャート上で比較したものが図７である。図中のｍは先端
解放スタブが接続された結合線路のインピーダンス、ｎ
は先端解放スタブが接続されていない結合線路のインピ
ーダンスである。結合線路に先端解放スタブを接続する
ことにより、結合線路のインピーダンスが大きく変化し
ていることがわかる。また、上記スタブ１０の形状及び
結合線路６と接続する位置（図６の距離Ｌs ）を変える
ことにより、結合線路のインピーダンスを変化させるこ
とができる。従って、本実施例のインピーダンス整合回
路は、実施例１の整合回路より広い範囲のインピーダン
スに対して整合を取ることが可能となり、ＩＣの回路設
計の自由度がさらに増大する。また、これにより上記実
施例１より一層のチップサイズの縮小が可能となる。
【００３７】なお、本実施例では先端開放スタブを用い
たが、これに代えて先端短絡スタブを用いても良い。ま
た、スタブは実施例２の直流バイアス回路と同様に結合
線路の両側に配しても良い。
たが、これに代えて先端短絡スタブを用いても良い。ま
た、スタブは実施例２の直流バイアス回路と同様に結合
線路の両側に配しても良い。
【００３８】
【発明の効果】この発明（請求項１）に係わるインピー
ダンス整合回路は、高周波で用いられるインピーダンス
整合回路において、設計中心周波数の波長の１／４より
長い結合線路を備えたものであるから、従来のインピー
ダンス整合回路とこれに接続された直流阻止用１／４波
長結合線路の二つに替えて、この発明の結合線路からな
るインピーダンス整合回路を用いることにより、回路設
計の自由度が増大すると同時に回路の小型化が可能とな
る。また、１／４波長結合線路とインピーダンスの異な
る二つの回路の間をこの発明の結合線路からなるインピ
ーダンス整合回路のみを用いて結合することもできる。
これにより、さらに回路設計の自由度が増大し、回路の
小型化が可能となる。また、これは回路の量産性を向上
させ、製造コストの低減を可能にする。
ダンス整合回路は、高周波で用いられるインピーダンス
整合回路において、設計中心周波数の波長の１／４より
長い結合線路を備えたものであるから、従来のインピー
ダンス整合回路とこれに接続された直流阻止用１／４波
長結合線路の二つに替えて、この発明の結合線路からな
るインピーダンス整合回路を用いることにより、回路設
計の自由度が増大すると同時に回路の小型化が可能とな
る。また、１／４波長結合線路とインピーダンスの異な
る二つの回路の間をこの発明の結合線路からなるインピ
ーダンス整合回路のみを用いて結合することもできる。
これにより、さらに回路設計の自由度が増大し、回路の
小型化が可能となる。また、これは回路の量産性を向上
させ、製造コストの低減を可能にする。
【００３９】この発明（請求項２）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の一端にトランジスタが
接続されており、上記結合線路の任意の位置に上記トラ
ンジスタ駆動用の直流バイアス回路が接続されており、
上記設計中心周波数における上記結合線路から見込んだ
上記直流バイアス回路のインピーダンスは無限大である
ものであるから、回路設計の自由度がさらに増大する。
従って、回路を形成する基板面上を有効に利用すること
ができ、さらなる回路の小型化が可能となる。これによ
って、回路の量産性の向上、製造コストの低減が可能と
なる。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の一端にトランジスタが
接続されており、上記結合線路の任意の位置に上記トラ
ンジスタ駆動用の直流バイアス回路が接続されており、
上記設計中心周波数における上記結合線路から見込んだ
上記直流バイアス回路のインピーダンスは無限大である
ものであるから、回路設計の自由度がさらに増大する。
従って、回路を形成する基板面上を有効に利用すること
ができ、さらなる回路の小型化が可能となる。これによ
って、回路の量産性の向上、製造コストの低減が可能と
なる。
【００４０】この発明（請求項３）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の所定の位置にスタブが
接続されているものであるから、整合が可能なインピー
ダンスの範囲が広くなり、回路設計の自由度がさらに大
きくなる。従って、回路を形成する基板面上を有効に利
用することができ、さらなる回路の小型化が可能とな
る。これによって、回路の量産性の向上、製造コストの
低減が可能となる。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１）において、上記結合線路の所定の位置にスタブが
接続されているものであるから、整合が可能なインピー
ダンスの範囲が広くなり、回路設計の自由度がさらに大
きくなる。従って、回路を形成する基板面上を有効に利
用することができ、さらなる回路の小型化が可能とな
る。これによって、回路の量産性の向上、製造コストの
低減が可能となる。
【００４１】この発明（請求項４）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１ないし３のいずれか）において、高周波ＩＣ中に設
けられているものであるから、回路を小型化できると同
時に回路設計の自由度が増し、ＩＣを形成する基板面上
を有効に利用することができる。従って、ＩＣのチップ
サイズを縮小することができ、これにより、ＩＣの量産
性の向上、製造コストの低減が可能となる。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項１ないし３のいずれか）において、高周波ＩＣ中に設
けられているものであるから、回路を小型化できると同
時に回路設計の自由度が増し、ＩＣを形成する基板面上
を有効に利用することができる。従って、ＩＣのチップ
サイズを縮小することができ、これにより、ＩＣの量産
性の向上、製造コストの低減が可能となる。
【００４２】この発明（請求項５）に係わるインピーダ
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項４）において、上記高周波ＩＣ中のトランジスタの入
力側もしくは出力側に接続されているものであるから、
従来のトランジスタの入力側もしくは出力側に接続され
ているインピーダンス整合回路とこの整合回路に接続さ
れている直流阻止用１／４波長結合線路の二つに替え
て、この発明の結合線路からなるインピーダンス整合回
路を用いることができる。また、二つのトランジスタの
間をこの発明の結合線路からなるインピーダンス整合回
路のみを用いて結合することができる。また、前述のよ
うに、この発明の結合線路からなるインピーダンス整合
回路の任意の位置に、設計中心周波数において結合線路
から見込んだインピーダンスが無限大であるトランジス
タ駆動用の直流バイアス回路を接続することができる。
また、この発明の結合線路からなるインピーダンス整合
回路の所定の位置にスタブを接続することにより、より
広い範囲のインピーダンスに対して整合を取ることが可
能となる。これにより、回路設計の自由度が増大すると
同時に回路の小型化が可能となる。従って、ＩＣのチッ
プサイズを縮小することができ、これにより、ＩＣの量
産性の向上、製造コストの低減が可能となる。
ンス整合回路は、上記のインピーダンス整合回路（請求
項４）において、上記高周波ＩＣ中のトランジスタの入
力側もしくは出力側に接続されているものであるから、
従来のトランジスタの入力側もしくは出力側に接続され
ているインピーダンス整合回路とこの整合回路に接続さ
れている直流阻止用１／４波長結合線路の二つに替え
て、この発明の結合線路からなるインピーダンス整合回
路を用いることができる。また、二つのトランジスタの
間をこの発明の結合線路からなるインピーダンス整合回
路のみを用いて結合することができる。また、前述のよ
うに、この発明の結合線路からなるインピーダンス整合
回路の任意の位置に、設計中心周波数において結合線路
から見込んだインピーダンスが無限大であるトランジス
タ駆動用の直流バイアス回路を接続することができる。
また、この発明の結合線路からなるインピーダンス整合
回路の所定の位置にスタブを接続することにより、より
広い範囲のインピーダンスに対して整合を取ることが可
能となる。これにより、回路設計の自由度が増大すると
同時に回路の小型化が可能となる。従って、ＩＣのチッ
プサイズを縮小することができ、これにより、ＩＣの量
産性の向上、製造コストの低減が可能となる。
【００４３】
【図１】 この発明の第１の実施例による結合線路から
なるインピーダンス整合回路を示す平面図である。
なるインピーダンス整合回路を示す平面図である。
【図２】 この発明の第１の実施例による結合線路から
なるインピーダンス整合回路のインピーダンスをスミス
チャート上で表した図である。
なるインピーダンス整合回路のインピーダンスをスミス
チャート上で表した図である。
【図３】 この発明の第１の実施例による結合線路から
なるインピーダンス整合回路を用いた２段増幅器を示す
平面図である。
なるインピーダンス整合回路を用いた２段増幅器を示す
平面図である。
【図４】 この発明の第１の実施例による結合線路から
なるインピーダンス整合回路を用いた２段増幅器ＩＣの
諸特性の周波数依存性を示す図である。
なるインピーダンス整合回路を用いた２段増幅器ＩＣの
諸特性の周波数依存性を示す図である。
【図５】 この発明の第２の実施例による直流バイアス
回路が接続された結合線路からなるインピーダンス整合
回路を示す平面図である。
回路が接続された結合線路からなるインピーダンス整合
回路を示す平面図である。
【図６】 この発明の第３の実施例による先端解放スタ
ブが接続された結合線路からなるインピーダンス整合回
路を示す平面図である。
ブが接続された結合線路からなるインピーダンス整合回
路を示す平面図である。
【図７】 この発明の第３の実施例による先端解放スタ
ブが接続された結合線路からなるインピーダンス整合回
路のインピーダンスをスミスチャート上で表した図であ
る。
ブが接続された結合線路からなるインピーダンス整合回
路のインピーダンスをスミスチャート上で表した図であ
る。
【図８】 従来の１／４波長の結合線路とインピーダン
ス整合回路を示す図である。
ス整合回路を示す図である。
１ １段目増幅段のＦＥＴ、２ １段目増幅段の出力側
インピーダンス整合回路、３ １／４波長の結合線路、
４ ２段目増幅段の入力側インピーダンス整合回路、５
２段目増幅段のＦＥＴ、６ 結合線路からなるインピ
ーダンス整合回路、７ａ，７ｂ 直流バイアス回路、８
１／４波長線路、９ ラジアルスタブ、１０ 先端解
放スタブ、Ｇ ゲート、Ｓ ソース、Ｄ ドレイン、ｐ
Ａの位置から見込んだ結合線路からなるインピーダン
ス整合回路６のインピーダンス、ｑ Ａの位置から見込
んだＦＥＴ１のインピーダンスの複素共役、ｒ Ｂの位
置から見込んだ結合線路からなるインピーダンス整合回
路６のインピーダンス、ｍ 先端解放スタブが接続され
た結合線路のインピーダンス、ｎ 先端解放スタブが接
続されていない結合線路のインピーダンス。
インピーダンス整合回路、３ １／４波長の結合線路、
４ ２段目増幅段の入力側インピーダンス整合回路、５
２段目増幅段のＦＥＴ、６ 結合線路からなるインピ
ーダンス整合回路、７ａ，７ｂ 直流バイアス回路、８
１／４波長線路、９ ラジアルスタブ、１０ 先端解
放スタブ、Ｇ ゲート、Ｓ ソース、Ｄ ドレイン、ｐ
Ａの位置から見込んだ結合線路からなるインピーダン
ス整合回路６のインピーダンス、ｑ Ａの位置から見込
んだＦＥＴ１のインピーダンスの複素共役、ｒ Ｂの位
置から見込んだ結合線路からなるインピーダンス整合回
路６のインピーダンス、ｍ 先端解放スタブが接続され
た結合線路のインピーダンス、ｎ 先端解放スタブが接
続されていない結合線路のインピーダンス。
Claims (5)
- 【請求項１】 高周波で用いられるインピーダンス整合
回路において、 設計中心周波数の波長の１／４より長い結合線路を備え
たことを特徴とするインピーダンス整合回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載のインピーダンス整合回
路において、 上記結合線路の一端にトランジスタが接続されており、 上記結合線路の任意の位置に上記トランジスタ駆動用の
直流バイアス回路が接続されており、 上記設計中心周波数における上記結合線路から見込んだ
上記直流バイアス回路のインピーダンスは無限大である
ことを特徴とするインピーダンス整合回路。 - 【請求項３】 請求項１に記載のインピーダンス整合回
路において、 上記結合線路の所定の位置にスタブが接続されているこ
とを特徴とするインピーダンス整合回路。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれかに記載のイ
ンピーダンス整合回路において、 高周波集積回路中に設けられていることを特徴とするイ
ンピーダンス整合回路。 - 【請求項５】 請求項４に記載のインピーダンス整合回
路において、 上記高周波集積回路中のトランジスタの入力側もしくは
出力側に接続されていることを特徴とするインピーダン
ス整合回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20495494A JP3515811B2 (ja) | 1994-08-30 | 1994-08-30 | インピーダンス整合回路 |
| US08/511,151 US5563551A (en) | 1994-08-30 | 1995-08-04 | Impedance matching circuit |
| EP95112958A EP0700152A1 (en) | 1994-08-30 | 1995-08-17 | Impedance matching circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20495494A JP3515811B2 (ja) | 1994-08-30 | 1994-08-30 | インピーダンス整合回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0870207A true JPH0870207A (ja) | 1996-03-12 |
| JP3515811B2 JP3515811B2 (ja) | 2004-04-05 |
Family
ID=16499069
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20495494A Expired - Fee Related JP3515811B2 (ja) | 1994-08-30 | 1994-08-30 | インピーダンス整合回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5563551A (ja) |
| EP (1) | EP0700152A1 (ja) |
| JP (1) | JP3515811B2 (ja) |
Cited By (5)
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| KR100655565B1 (ko) * | 1999-12-31 | 2006-12-08 | 주식회사 케이티 | 결합 선로를 이용한 광대역 정합회로 및 그 설계 방법 |
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| EP0700152A1 (en) | 1996-03-06 |
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