JP2000138552A - 弾性表面波装置 - Google Patents
弾性表面波装置Info
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- JP2000138552A JP2000138552A JP10309217A JP30921798A JP2000138552A JP 2000138552 A JP2000138552 A JP 2000138552A JP 10309217 A JP10309217 A JP 10309217A JP 30921798 A JP30921798 A JP 30921798A JP 2000138552 A JP2000138552 A JP 2000138552A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】不平衡−平衡変換機能を有し、ＧＨｚ帯高周波
用として十分な耐電力性と低い挿入損失、更に良好なイ
ンピーダンス整合特性を有するものとする。 【解決手段】第一の誘電体基板６は積層された二つの下
側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下側誘電
体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ1 ，ａ
2 を連続したストリップラインで形成し、上側誘電体基
板Ｂの主面上に前記渦巻状線路ａ1 に対応し且つ電磁結
合する渦巻状線路ｂ1 と、渦巻状線路ａ2 に対応し且つ
電磁結合する渦巻状線路ｂ2 とを形成した。また、第二
の誘電体基板の主面に前記渦巻状線路ｂ1 ，ａ2 に対応
する渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化するよ
うに形成した。
用として十分な耐電力性と低い挿入損失、更に良好なイ
ンピーダンス整合特性を有するものとする。 【解決手段】第一の誘電体基板６は積層された二つの下
側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下側誘電
体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ1 ，ａ
2 を連続したストリップラインで形成し、上側誘電体基
板Ｂの主面上に前記渦巻状線路ａ1 に対応し且つ電磁結
合する渦巻状線路ｂ1 と、渦巻状線路ａ2 に対応し且つ
電磁結合する渦巻状線路ｂ2 とを形成した。また、第二
の誘電体基板の主面に前記渦巻状線路ｂ1 ，ａ2 に対応
する渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化するよ
うに形成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自動車電話及び携
帯電話等の移動体無線機器等に内蔵される周波数帯域フ
ィルタ（以下、フィルタという）として用いられる弾性
表面波装置であって、不平衡入力−平衡出力型あるいは
平衡入力−不平衡出力型のものに関する。
帯電話等の移動体無線機器等に内蔵される周波数帯域フ
ィルタ（以下、フィルタという）として用いられる弾性
表面波装置であって、不平衡入力−平衡出力型あるいは
平衡入力−不平衡出力型のものに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の弾性表面波（Surface Acoustic W
ave で、以下、ＳＡＷと略す）装置Ｓの基本構成をを図
９に示す。同図において、９０はＡｌ等から成り櫛歯状
電極のＩＤＴ（Inter Digital Transducer）電極、９１
はＩＤＴ電極９０のＳＡＷ伝搬路の両端に配置されＳＡ
Ｗを効率良く共振させる反射器である。このＳＡＷ装置
Ｓは、２重モード結合共振器型ＳＡＷフィルタを構成し
ており、９２はある周波数の高周波信号を入力する入力
端子、９３は接地端子、９４及び９５は他の高周波信号
を入出力する入出力端子である。尚、これらの部品はＬ
ｉＴａＯ3 等の圧電基板（図示せず）上に形成されるも
のであり、またＩＤＴ電極９０の電極指の対数は数１０
〜数１００対、反射器９１の電極指の本数は数１０〜数
１００本に及ぶため、同図では簡略化して描いてある。
ave で、以下、ＳＡＷと略す）装置Ｓの基本構成をを図
９に示す。同図において、９０はＡｌ等から成り櫛歯状
電極のＩＤＴ（Inter Digital Transducer）電極、９１
はＩＤＴ電極９０のＳＡＷ伝搬路の両端に配置されＳＡ
Ｗを効率良く共振させる反射器である。このＳＡＷ装置
Ｓは、２重モード結合共振器型ＳＡＷフィルタを構成し
ており、９２はある周波数の高周波信号を入力する入力
端子、９３は接地端子、９４及び９５は他の高周波信号
を入出力する入出力端子である。尚、これらの部品はＬ
ｉＴａＯ3 等の圧電基板（図示せず）上に形成されるも
のであり、またＩＤＴ電極９０の電極指の対数は数１０
〜数１００対、反射器９１の電極指の本数は数１０〜数
１００本に及ぶため、同図では簡略化して描いてある。
【０００３】近年、このようなＳＡＷ装置Ｓについて、
移動体通信機器等の高性能化、小型軽量化に伴い、新機
能の付加が要求されてきている。その一つに、不平衡入
力−平衡出力型あるいは平衡入力−不平衡出力型に構成
することの要求がある。
移動体通信機器等の高性能化、小型軽量化に伴い、新機
能の付加が要求されてきている。その一つに、不平衡入
力−平衡出力型あるいは平衡入力−不平衡出力型に構成
することの要求がある。
【０００４】ここで、図７（Ａ）に平衡型伝送線路にお
ける信号伝搬の原理を、（Ｂ）に不平衡型伝送線路にお
ける信号伝搬の原理を示す。（Ａ）において、平衡入力
及び平衡出力とは、信号７２，７２が２つの伝送線路７
０，７１間の電位差７３として入力あるいは出力するも
のであり、各伝送線路７０，７１の信号７２，７２は振
幅が等しく、位相が逆位相になっている。このため、外
来ノイズが２つの伝送線路７０，７１に等しく影響し、
外来ノイズが相殺されその影響を受けにくいという利点
がある。また、ＩＣ等の内部の回路は差動増幅器で構成
されるため、ＩＣの信号の入出力端子も信号を２つの端
子間の電位差として入力あるいは出力する平衡型（バラ
ンス型）であることが多い。
ける信号伝搬の原理を、（Ｂ）に不平衡型伝送線路にお
ける信号伝搬の原理を示す。（Ａ）において、平衡入力
及び平衡出力とは、信号７２，７２が２つの伝送線路７
０，７１間の電位差７３として入力あるいは出力するも
のであり、各伝送線路７０，７１の信号７２，７２は振
幅が等しく、位相が逆位相になっている。このため、外
来ノイズが２つの伝送線路７０，７１に等しく影響し、
外来ノイズが相殺されその影響を受けにくいという利点
がある。また、ＩＣ等の内部の回路は差動増幅器で構成
されるため、ＩＣの信号の入出力端子も信号を２つの端
子間の電位差として入力あるいは出力する平衡型（バラ
ンス型）であることが多い。
【０００５】これに対して、（Ｂ）は不平衡入力あるい
は不平衡出力用であり、信号７６がグランド７５電位に
対する１本の伝送線路７４の電位７７として入力あるい
は出力する。
は不平衡出力用であり、信号７６がグランド７５電位に
対する１本の伝送線路７４の電位７７として入力あるい
は出力する。
【０００６】そして、ＳＡＷフィルタを不平衡入力−平
衡出力回路あるいは平衡入力−不平衡出力回路に使用し
た従来例を図８に示す。同図は携帯電話等の高周波回路
の一部であり、８０はアンテナ、８１はＳＡＷフィル
タ、８２はインピーダンスマッチング回路、８３は不平
衡−平衡変換器であるバラン回路、８４は高周波ミキサ
ＩＣである。ＳＡＷフィルタ８１は、一般的に不平衡入
力−不平衡出力型ＳＡＷフィルタ（以下、不平衡型ＳＡ
Ｗフィルタと略す）であるため、ＳＡＷフィルタ８１後
段の回路や電子部品が平衡入力型となっている場合は、
ＳＡＷフィルタ８１と後段との間にバラン回路８３を挿
入した回路構成を採っていた（特許第２７７３６１７号
公報参照）。同様に、ＳＡＷフィルタ８１前段の回路や
電子部品が平衡出力型となっている場合は、前段とＳＡ
Ｗフィルタ８１との間にバラン回路を挿入した回路構成
となっていた。
衡出力回路あるいは平衡入力−不平衡出力回路に使用し
た従来例を図８に示す。同図は携帯電話等の高周波回路
の一部であり、８０はアンテナ、８１はＳＡＷフィル
タ、８２はインピーダンスマッチング回路、８３は不平
衡−平衡変換器であるバラン回路、８４は高周波ミキサ
ＩＣである。ＳＡＷフィルタ８１は、一般的に不平衡入
力−不平衡出力型ＳＡＷフィルタ（以下、不平衡型ＳＡ
Ｗフィルタと略す）であるため、ＳＡＷフィルタ８１後
段の回路や電子部品が平衡入力型となっている場合は、
ＳＡＷフィルタ８１と後段との間にバラン回路８３を挿
入した回路構成を採っていた（特許第２７７３６１７号
公報参照）。同様に、ＳＡＷフィルタ８１前段の回路や
電子部品が平衡出力型となっている場合は、前段とＳＡ
Ｗフィルタ８１との間にバラン回路を挿入した回路構成
となっていた。
【０００７】そこで、近時、インピーダンスマッチング
回路８２やバラン回路８３を削除し、部品点数を少なく
して低コスト化するために、ＳＡＷフィルタ８１に不平
衡入力−平衡出力変換機能あるいは平衡入力−不平衡出
力変換機能を持たせた、不平衡入力−平衡出力型ＳＡＷ
フィルタあるいは平衡入力−不平衡出力型ＳＡＷフィル
タ（以下、平衡型ＳＡＷフィルタと略す）の実用化が進
められている。
回路８２やバラン回路８３を削除し、部品点数を少なく
して低コスト化するために、ＳＡＷフィルタ８１に不平
衡入力−平衡出力変換機能あるいは平衡入力−不平衡出
力変換機能を持たせた、不平衡入力−平衡出力型ＳＡＷ
フィルタあるいは平衡入力−不平衡出力型ＳＡＷフィル
タ（以下、平衡型ＳＡＷフィルタと略す）の実用化が進
められている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記のような、従来の
不平衡型ＳＡＷフィルタとバラン回路との組合せでは、
搭載される回路部品がＳＡＷフィルタとバラン回路及び
インピーダンスマッチング回路を構成する複数のインダ
クタ及びキャパシタであり、部品点数が多く、実装コス
トや小型軽量化が困難である。また、図９に示した２重
モード結合共振器型ＳＡＷフィルタの場合、高周波化に
伴ってＩＤＴ電極９０の電極指幅が微細化され、その結
果耐電力性に乏しくＧＨｚ帯高周波フィルタには不向き
である。また、伝搬型ＳＡＷフィルタは原理的に挿入損
失が大きくＧＨｚ帯高周波フィルタには不向きである。
不平衡型ＳＡＷフィルタとバラン回路との組合せでは、
搭載される回路部品がＳＡＷフィルタとバラン回路及び
インピーダンスマッチング回路を構成する複数のインダ
クタ及びキャパシタであり、部品点数が多く、実装コス
トや小型軽量化が困難である。また、図９に示した２重
モード結合共振器型ＳＡＷフィルタの場合、高周波化に
伴ってＩＤＴ電極９０の電極指幅が微細化され、その結
果耐電力性に乏しくＧＨｚ帯高周波フィルタには不向き
である。また、伝搬型ＳＡＷフィルタは原理的に挿入損
失が大きくＧＨｚ帯高周波フィルタには不向きである。
【０００９】従って、本発明は上記事情に鑑みて完成さ
れたものであり、その目的は不平衡−平衡変換機能を有
し、ＧＨｚ帯高周波用として十分な耐電力性と低い挿入
損失を有するものとすることにある。
れたものであり、その目的は不平衡−平衡変換機能を有
し、ＧＨｚ帯高周波用として十分な耐電力性と低い挿入
損失を有するものとすることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の弾性表面波装置
は、圧電基板の主面に少なくとも一対の櫛歯状電極を有
する複数の弾性表面波共振器で構成された弾性表面波素
子と、平衡−不平衡変換回路を形成した第一の誘電体基
板とを積層し、前記弾性表面波素子と第一の誘電体基板
との間にインピーダンス変換回路を形成した第二の誘電
体基板を設けて成り、前記第一の誘電体基板は積層され
た二つの下側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成
り、下側誘電体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状
線路ａ1 ，ａ2を連続したストリップラインで形成し、
上側誘電体基板Ｂの主面上に前記渦巻状線路ａ1 に対応
し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ1 と、前記渦巻状線路
ａ2 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ2 とを形成
し、前記第二の誘電体基板の主面に前記渦巻状線路ｂ1
，ｂ2 に対応する渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が
漸次変化するように設けたことを特徴とする。
は、圧電基板の主面に少なくとも一対の櫛歯状電極を有
する複数の弾性表面波共振器で構成された弾性表面波素
子と、平衡−不平衡変換回路を形成した第一の誘電体基
板とを積層し、前記弾性表面波素子と第一の誘電体基板
との間にインピーダンス変換回路を形成した第二の誘電
体基板を設けて成り、前記第一の誘電体基板は積層され
た二つの下側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成
り、下側誘電体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状
線路ａ1 ，ａ2を連続したストリップラインで形成し、
上側誘電体基板Ｂの主面上に前記渦巻状線路ａ1 に対応
し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ1 と、前記渦巻状線路
ａ2 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ2 とを形成
し、前記第二の誘電体基板の主面に前記渦巻状線路ｂ1
，ｂ2 に対応する渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が
漸次変化するように設けたことを特徴とする。
【００１１】本発明において、好ましくは、前記渦巻状
線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1，ｃ2 に代えて、蛇
行状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 とする。
線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1，ｃ2 に代えて、蛇
行状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 とする。
【００１２】また、本発明において、前記渦巻状線路ａ
1 の一端は高周波信号の入力端子に、前記渦巻状線路ａ
2 の一端は開放端電極に、前記渦巻状線路ｂ1 の一端は
接地電極に他端は渦巻状線路ｃ1 に、前記渦巻状線路ｂ
2 の一端は接地電極に他端は渦巻状線路ｃ2 に、前記渦
巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の各一端は前記弾性表面波素子に、
各々接続して成る。
1 の一端は高周波信号の入力端子に、前記渦巻状線路ａ
2 の一端は開放端電極に、前記渦巻状線路ｂ1 の一端は
接地電極に他端は渦巻状線路ｃ1 に、前記渦巻状線路ｂ
2 の一端は接地電極に他端は渦巻状線路ｃ2 に、前記渦
巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の各一端は前記弾性表面波素子に、
各々接続して成る。
【００１３】このような誘電体基板の積層構造により、
高い耐電力性が得られ、挿入損失の小さいＧＨｚ帯高周
波用ＳＡＷフィルタと成り、更に不平衡−平衡変換機能
を有する平衡型ＳＡＷフィルタを構成できる。
高い耐電力性が得られ、挿入損失の小さいＧＨｚ帯高周
波用ＳＡＷフィルタと成り、更に不平衡−平衡変換機能
を有する平衡型ＳＡＷフィルタを構成できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明のＳＡＷ装置について以下
に説明する。図１は、本発明のＳＡＷ装置Ｓ１を各誘電
体基板毎に分離した分解斜視図である。ＳＡＷ装置Ｓ１
は、誘電体セラミック、耐熱性ガラスエポキシ樹脂等か
ら成る誘電体基板２，３，４，５，６（Ａ，Ｂ），７，
８を積層し、その最上部にＡｌ，Ｃｕ等の金属、誘電体
セラミック又は耐熱性ガラスエポキシ樹脂等から成る蓋
体１を被せた構成である。１０はＳＡＷ素子であり、Ｌ
ｉＮｂＯ3 等の圧電基板の主面上に、少なくとも一対の
ＩＤＴ電極を有する複数のＳＡＷ共振器を形成して成
る。このような積層型のＳＡＷ装置Ｓ１は高い耐電力性
があり、挿入損失の小さいＧＨｚ帯高周波用ＳＡＷフィ
ルタとして使用できると共に、本発明では更に不平衡−
平衡変換機能を付与し、かつ渦巻状にストリップライン
（以下、ＳＬと略す）を形成したことにより極めて小型
軽量化されたものとなる。
に説明する。図１は、本発明のＳＡＷ装置Ｓ１を各誘電
体基板毎に分離した分解斜視図である。ＳＡＷ装置Ｓ１
は、誘電体セラミック、耐熱性ガラスエポキシ樹脂等か
ら成る誘電体基板２，３，４，５，６（Ａ，Ｂ），７，
８を積層し、その最上部にＡｌ，Ｃｕ等の金属、誘電体
セラミック又は耐熱性ガラスエポキシ樹脂等から成る蓋
体１を被せた構成である。１０はＳＡＷ素子であり、Ｌ
ｉＮｂＯ3 等の圧電基板の主面上に、少なくとも一対の
ＩＤＴ電極を有する複数のＳＡＷ共振器を形成して成
る。このような積層型のＳＡＷ装置Ｓ１は高い耐電力性
があり、挿入損失の小さいＧＨｚ帯高周波用ＳＡＷフィ
ルタとして使用できると共に、本発明では更に不平衡−
平衡変換機能を付与し、かつ渦巻状にストリップライン
（以下、ＳＬと略す）を形成したことにより極めて小型
軽量化されたものとなる。
【００１５】更に具体的に説明すると、２はＳＡＷ素子
１０の上面側の振動部を妨げないように枠状（リング
状）にし空洞部を形成した誘電体基板、３はＳＡＷ素子
１０を載置するための空洞部を形成し、入力用のＳＬ１
５，１６及び出力用のＳＬ１３，１４を設けた誘電体基
板である。４は、ＳＡＷ素子１０載置部（誘電体基板１
〜３側）とその下側の誘電体基板５上のＳＬとの電磁結
合を遮断する接地電極１７が形成された誘電体基板であ
る。
１０の上面側の振動部を妨げないように枠状（リング
状）にし空洞部を形成した誘電体基板、３はＳＡＷ素子
１０を載置するための空洞部を形成し、入力用のＳＬ１
５，１６及び出力用のＳＬ１３，１４を設けた誘電体基
板である。４は、ＳＡＷ素子１０載置部（誘電体基板１
〜３側）とその下側の誘電体基板５上のＳＬとの電磁結
合を遮断する接地電極１７が形成された誘電体基板であ
る。
【００１６】ここで、６は平衡−不平衡変換回路を形成
した第一の誘電体基板であり、積層された二つの下側誘
電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下側誘電体基
板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ1 ，ａ2 を
連続したＳＬで形成し、上側誘電体基板Ｂの主面上に前
記渦巻状線路ａ1 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路
ｂ1 を一本のＳＬで、前記渦巻状線路ａ2 に対応し且つ
電磁結合する渦巻状線路ｂ2 をもう一本のＳＬでもって
形成して成る。
した第一の誘電体基板であり、積層された二つの下側誘
電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下側誘電体基
板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ1 ，ａ2 を
連続したＳＬで形成し、上側誘電体基板Ｂの主面上に前
記渦巻状線路ａ1 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路
ｂ1 を一本のＳＬで、前記渦巻状線路ａ2 に対応し且つ
電磁結合する渦巻状線路ｂ2 をもう一本のＳＬでもって
形成して成る。
【００１７】また、５は、前記第一の誘電体基板６とＳ
ＡＷ素子１０との間に積層されインピーダンス変換回路
を形成した第二の誘電体基板であり、第二の誘電体基板
５の主面に前記渦巻状線路ｂ1 ，ａ2 に対応する渦巻状
線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化する二本のＳＬで
形成している。
ＡＷ素子１０との間に積層されインピーダンス変換回路
を形成した第二の誘電体基板であり、第二の誘電体基板
５の主面に前記渦巻状線路ｂ1 ，ａ2 に対応する渦巻状
線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化する二本のＳＬで
形成している。
【００１８】前記渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 は、インピーダ
ンスを調整する上で線路幅を漸次変化させており、例え
ば渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の中途で線路幅を部分的に大き
くするとインピーダンスが離散的に大きく変化し、イン
ピーダンス整合が困難になる。
ンスを調整する上で線路幅を漸次変化させており、例え
ば渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の中途で線路幅を部分的に大き
くするとインピーダンスが離散的に大きく変化し、イン
ピーダンス整合が困難になる。
【００１９】また、前記渦巻状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，
ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 は、これらが電磁結合する上で電磁場
が集中して結合効率が良好な形状である。この渦巻状線
路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 に代えて、蛇行
状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 としても良
く、その場合にもほぼ同様に良好な結合効率が得られ
る。また、蛇行状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，
ｃ2 として、単に蛇行させた形状に限らず、蛇行しつつ
その蛇行部にループを形成するような形状等でも構わな
い。
ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 は、これらが電磁結合する上で電磁場
が集中して結合効率が良好な形状である。この渦巻状線
路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 に代えて、蛇行
状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 としても良
く、その場合にもほぼ同様に良好な結合効率が得られ
る。また、蛇行状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，
ｃ2 として、単に蛇行させた形状に限らず、蛇行しつつ
その蛇行部にループを形成するような形状等でも構わな
い。
【００２０】そして、前記渦巻状線路ａ1 の一端は、誘
電体基板７の主面上に形成され高周波信号の入力端に続
くＳＬ１１に接続され、前記渦巻状線路ａ2 の一端は、
誘電体基板７の主面上に形成され開放端電極用のＳＬ１
２に接続される。前記渦巻状線路ｂ1 の一端は接地電極
４に他端は渦巻状線路ｃ1 に、前記渦巻状線路ｂ2 の一
端は接地電極４に他端は渦巻状線路ｃ2 に、前記渦巻状
線路ｃ1 ，ｃ2 の各一端はＳＡＷ素子１０の入力用のＳ
Ｌ１５，１６に、各々接続している。尚、これらの接続
は、公知のビアホール電極、スルーホール電極等により
容易に行うことができる。
電体基板７の主面上に形成され高周波信号の入力端に続
くＳＬ１１に接続され、前記渦巻状線路ａ2 の一端は、
誘電体基板７の主面上に形成され開放端電極用のＳＬ１
２に接続される。前記渦巻状線路ｂ1 の一端は接地電極
４に他端は渦巻状線路ｃ1 に、前記渦巻状線路ｂ2 の一
端は接地電極４に他端は渦巻状線路ｃ2 に、前記渦巻状
線路ｃ1 ，ｃ2 の各一端はＳＡＷ素子１０の入力用のＳ
Ｌ１５，１６に、各々接続している。尚、これらの接続
は、公知のビアホール電極、スルーホール電極等により
容易に行うことができる。
【００２１】また、渦巻状線路ａ1 ，ａ2 用のＳＬは、
通過させる高周波信号の波長λの約２分の１の線路長を
持ち、渦巻状線路ｂ1 ，ｂ2 用の各ＳＬは約λ／４の線
路長であり、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 用の各ＳＬは約λ／
４の線路長である。これらのＳＬの厚さは５μｍ〜５０
μｍが良く、５μｍ未満では誘電体基板をグリーンシー
トで作成する際に断線し易くなり、５０μｍを超えると
誘電体基板を積層する際に全体の厚さが大きくなる。
通過させる高周波信号の波長λの約２分の１の線路長を
持ち、渦巻状線路ｂ1 ，ｂ2 用の各ＳＬは約λ／４の線
路長であり、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 用の各ＳＬは約λ／
４の線路長である。これらのＳＬの厚さは５μｍ〜５０
μｍが良く、５μｍ未満では誘電体基板をグリーンシー
トで作成する際に断線し易くなり、５０μｍを超えると
誘電体基板を積層する際に全体の厚さが大きくなる。
【００２２】更に、８は、外部との電磁結合を遮断する
ために一主面のほぼ全面に接地電極１８が形成された誘
電体基板である。
ために一主面のほぼ全面に接地電極１８が形成された誘
電体基板である。
【００２３】上記誘電体基板３〜８に形成されたＳＬ、
電極等は、上下方向の隣接する誘電体基板のＳＬ、電極
等に直接接触しないように、一様に上側又は下側の主面
上に形成されている。
電極等は、上下方向の隣接する誘電体基板のＳＬ、電極
等に直接接触しないように、一様に上側又は下側の主面
上に形成されている。
【００２４】本発明において、第二の誘電体基板５上に
形成されたインピーダンス変換回路用のＳＬは、図２に
示すように、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の線路幅が徐々に変
化するように構成される。図２（Ａ）は、渦巻状線路ｃ
1a，ｃ2aの線路幅が、折り曲げ部を境に段階的に変化し
ており、ＳＡＷ素子１０の入力部（中心部の端部）へ向
かって小さくしたものである。（Ｂ）は、渦巻状線路ｃ
1b，ｃ2bの線路幅が、連続的（テーパ状）に変化してお
り、ＳＡＷ素子１０の入力部（中心部の端部）へ向かっ
て小さくしたタイプである。
形成されたインピーダンス変換回路用のＳＬは、図２に
示すように、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の線路幅が徐々に変
化するように構成される。図２（Ａ）は、渦巻状線路ｃ
1a，ｃ2aの線路幅が、折り曲げ部を境に段階的に変化し
ており、ＳＡＷ素子１０の入力部（中心部の端部）へ向
かって小さくしたものである。（Ｂ）は、渦巻状線路ｃ
1b，ｃ2bの線路幅が、連続的（テーパ状）に変化してお
り、ＳＡＷ素子１０の入力部（中心部の端部）へ向かっ
て小さくしたタイプである。
【００２５】このように、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の線路
幅を変化させることにより、インピーダンス整合特性が
非常に良好なものとなる。例えば、従来、線路幅２５０
μｍで一定のＳＬで形成した場合、ＳＬの長さが設計値
から±１％程度ずれただけでインピーダンス整合がとれ
なくなっていた。これに対し、例えば図２（Ａ）の場
合、線路幅を４００μｍ，３５０μｍ，３００μｍ，２
５０μｍ，２００μｍ，１５０μｍ，１００μｍのよう
に変化させると、ＳＬの長さが設計値から±１０％程度
ずれてもインピーダンス整合をとることができる。即
ち、約１０倍のインピーダンス整合特性が得られる。同
様に、図２（Ｂ）の場合、最大線路幅４００μｍ、最小
線路幅１００μｍで、最大線路幅から最小線路幅に向か
って連続的に変化するようにしており、（Ａ）とほぼ同
じインピーダンス整合特性が得られる。
幅を変化させることにより、インピーダンス整合特性が
非常に良好なものとなる。例えば、従来、線路幅２５０
μｍで一定のＳＬで形成した場合、ＳＬの長さが設計値
から±１％程度ずれただけでインピーダンス整合がとれ
なくなっていた。これに対し、例えば図２（Ａ）の場
合、線路幅を４００μｍ，３５０μｍ，３００μｍ，２
５０μｍ，２００μｍ，１５０μｍ，１００μｍのよう
に変化させると、ＳＬの長さが設計値から±１０％程度
ずれてもインピーダンス整合をとることができる。即
ち、約１０倍のインピーダンス整合特性が得られる。同
様に、図２（Ｂ）の場合、最大線路幅４００μｍ、最小
線路幅１００μｍで、最大線路幅から最小線路幅に向か
って連続的に変化するようにしており、（Ａ）とほぼ同
じインピーダンス整合特性が得られる。
【００２６】また、本発明においては、上記の理由で渦
巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の線路長をレーザ等によりカットす
ることにより、容易に高精度のインピーダンス調整が可
能になる。
巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の線路長をレーザ等によりカットす
ることにより、容易に高精度のインピーダンス調整が可
能になる。
【００２７】ここで、図３は本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の
等価回路図であり、３１は高周波信号の入力端子、３２
は開放端、３３は入力端子３１及び開放端３２側のＳ
Ｌ、３４は一端が接地電極４０に他端がインピーダンス
調整用ＳＬ３６に接続され且つＳＬ３３に電磁結合した
ＳＬ、３５は一端が接地電極４０に他端がインピーダン
ス調整用ＳＬ３７に接続され且つＳＬ３３に電磁結合し
たＳＬである。これらはバラン回路部５０を構成する。
等価回路図であり、３１は高周波信号の入力端子、３２
は開放端、３３は入力端子３１及び開放端３２側のＳ
Ｌ、３４は一端が接地電極４０に他端がインピーダンス
調整用ＳＬ３６に接続され且つＳＬ３３に電磁結合した
ＳＬ、３５は一端が接地電極４０に他端がインピーダン
ス調整用ＳＬ３７に接続され且つＳＬ３３に電磁結合し
たＳＬである。これらはバラン回路部５０を構成する。
【００２８】また、３６，３７はインピーダンス調整用
ＳＬであり、インピーダンス変換回路部５１である。４
１はＳＡＷ共振器であり、ラダー型及びブリッジ型に接
続され、ＳＡＷフィルター部５２を構成する。３８，３
９は高周波信号の出力端子である。同図において、入力
端子３１から入力された不平衡信号は、不平衡−平衡変
換部のバラン回路部５０を通り、平衡信号に変換され
る。この平衡信号はインピーダンス変換回路部５１を通
り、ＳＡＷ素子にマッチする低インピーダンスに変換さ
れ、ＳＡＷフィルター部５２にて急峻なフィルタリング
が施される。
ＳＬであり、インピーダンス変換回路部５１である。４
１はＳＡＷ共振器であり、ラダー型及びブリッジ型に接
続され、ＳＡＷフィルター部５２を構成する。３８，３
９は高周波信号の出力端子である。同図において、入力
端子３１から入力された不平衡信号は、不平衡−平衡変
換部のバラン回路部５０を通り、平衡信号に変換され
る。この平衡信号はインピーダンス変換回路部５１を通
り、ＳＡＷ素子にマッチする低インピーダンスに変換さ
れ、ＳＡＷフィルター部５２にて急峻なフィルタリング
が施される。
【００２９】更に、図４は本発明のＳＡＷ装置Ｓ１を用
いた携帯電話等の高周波回路のブロック図であり、６０
はアンテナ、６１はＳＡＷ装置Ｓ１を用いた平衡型ＳＡ
Ｗフィルター、６２は高周波用ミキサＩＣである。この
ように、バラン回路及びインピーダンス変換回路を別個
に設ける必要がなくなる。
いた携帯電話等の高周波回路のブロック図であり、６０
はアンテナ、６１はＳＡＷ装置Ｓ１を用いた平衡型ＳＡ
Ｗフィルター、６２は高周波用ミキサＩＣである。この
ように、バラン回路及びインピーダンス変換回路を別個
に設ける必要がなくなる。
【００３０】本発明の誘電体基板２〜８は、その厚さは
５０μｍ〜５００μｍが良く、５００μｍ未満では誘電
体基板をグリーンシートで作成するのが困難になり、５
００μｍを超えるとＳＡＷ装置Ｓ１全体が厚くなりすぎ
る。
５０μｍ〜５００μｍが良く、５００μｍ未満では誘電
体基板をグリーンシートで作成するのが困難になり、５
００μｍを超えるとＳＡＷ装置Ｓ１全体が厚くなりすぎ
る。
【００３１】上記誘電体基板２〜８としては、アルミナ
セラミック、ガラスセラミック、窒化アルミニウムセラ
ミック等が好適であり、その製法は以下のようなもので
ある。セラミック原料粉末に適当な有機溶剤、溶媒を添
加混合して泥漿水になすとともにこれを公知のドクター
ブレード法、カレンダーロール法等によりシート状に成
すことによってセラミックグリーンシートを得、その
後、複数枚のセラミックグリーンシートの各々を打ち抜
き加工法等で加工してこれらを積層する。そして、アル
ミナセラミックの場合は１５００〜１７００℃、ガラス
セラミックの場合は８５０〜１０００℃、窒化アルミニ
ウムセラミックの場合は１６００〜１９０００℃の温度
で焼成することによって製造される。
セラミック、ガラスセラミック、窒化アルミニウムセラ
ミック等が好適であり、その製法は以下のようなもので
ある。セラミック原料粉末に適当な有機溶剤、溶媒を添
加混合して泥漿水になすとともにこれを公知のドクター
ブレード法、カレンダーロール法等によりシート状に成
すことによってセラミックグリーンシートを得、その
後、複数枚のセラミックグリーンシートの各々を打ち抜
き加工法等で加工してこれらを積層する。そして、アル
ミナセラミックの場合は１５００〜１７００℃、ガラス
セラミックの場合は８５０〜１０００℃、窒化アルミニ
ウムセラミックの場合は１６００〜１９０００℃の温度
で焼成することによって製造される。
【００３２】また、ＳＬとしては、誘電体基板２〜８が
アルミナセラミックから成る場合、タングステン等の金
属粉末にアルミナ、シリカ、マグネシア等の酸化物や有
機溶剤、溶媒等を添加混合してペースト状にしたものを
厚膜印刷法によりセラミックグリーンシート上に印刷
し、その後、約１６００℃で焼成し、厚さ１０〜１５μ
ｍ程度に形成する。また、上記金属粉末は、ガラスセラ
ミックの場合はＣｕ，Ａｕ，Ａｇ等が、窒化アルミニウ
ムセラミックの場合はタングステン・モリブデンが好適
である。
アルミナセラミックから成る場合、タングステン等の金
属粉末にアルミナ、シリカ、マグネシア等の酸化物や有
機溶剤、溶媒等を添加混合してペースト状にしたものを
厚膜印刷法によりセラミックグリーンシート上に印刷
し、その後、約１６００℃で焼成し、厚さ１０〜１５μ
ｍ程度に形成する。また、上記金属粉末は、ガラスセラ
ミックの場合はＣｕ，Ａｕ，Ａｇ等が、窒化アルミニウ
ムセラミックの場合はタングステン・モリブデンが好適
である。
【００３３】また、本発明のＳＡＷ共振器は、ＩＤＴ電
極がＡｌあるいはＡｌ合金（Ａｌ−Ｃｕ系，Ａｌ−Ｔｉ
系等）からなるのが良く、特にＡｌが励振効率が高く、
材料コストが低いため好ましい。また、ＩＤＴ電極は蒸
着法、スパッタリング法又はＣＶＤ法等の薄膜形成法に
より形成する。
極がＡｌあるいはＡｌ合金（Ａｌ−Ｃｕ系，Ａｌ−Ｔｉ
系等）からなるのが良く、特にＡｌが励振効率が高く、
材料コストが低いため好ましい。また、ＩＤＴ電極は蒸
着法、スパッタリング法又はＣＶＤ法等の薄膜形成法に
より形成する。
【００３４】そして、ＩＤＴ電極の電極指の対数は５０
〜２００程度、電極指の線幅は０．１〜１０．０μｍ程
度、電極指の間隔は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指
の開口幅（交差幅）は１０〜１００μｍ程度、ＩＤＴ電
極の厚みは０．２〜０．４μｍ程度とすることが、ＳＡ
Ｗ共振子あるいはＳＡＷフィルタとしての所期の特性を
得るうえで好適である。また、ＩＤＴ電極の電極指間に
酸化亜鉛，酸化アルミニウム等の圧電材料を成膜すれ
ば、ＳＡＷの共振効率が向上し好適である。
〜２００程度、電極指の線幅は０．１〜１０．０μｍ程
度、電極指の間隔は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指
の開口幅（交差幅）は１０〜１００μｍ程度、ＩＤＴ電
極の厚みは０．２〜０．４μｍ程度とすることが、ＳＡ
Ｗ共振子あるいはＳＡＷフィルタとしての所期の特性を
得るうえで好適である。また、ＩＤＴ電極の電極指間に
酸化亜鉛，酸化アルミニウム等の圧電材料を成膜すれ
ば、ＳＡＷの共振効率が向上し好適である。
【００３５】圧電基板としては、３６°±１０°Ｙカッ
ト−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 単結晶、６４°Ｙカット−Ｘ
伝搬のＬｉＮｂＯ3 単結晶、４５°Ｘカット−Ｚ伝搬の
ＬｉＢ4 Ｏ7 単結晶等が、電気機械結合係数が大きく且
つ群遅延時間温度係数が小さいため好ましく、特に電気
機械結合係数の大きな３６°±１０°Ｙカット−Ｘ伝搬
のＬｉＴａＯ3 単結晶が良い。また、結晶Ｙ軸方向にお
けるカット角は３６°±１０°の範囲内であれば良く、
その場合十分な圧電特性が得られる。圧電基板の厚みは
０．１〜０．５ｍｍ程度がよく、０．１ｍｍ未満では圧
電基板が脆くなり、０．５ｍｍ超では材料コストが大き
くなる。
ト−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 単結晶、６４°Ｙカット−Ｘ
伝搬のＬｉＮｂＯ3 単結晶、４５°Ｘカット−Ｚ伝搬の
ＬｉＢ4 Ｏ7 単結晶等が、電気機械結合係数が大きく且
つ群遅延時間温度係数が小さいため好ましく、特に電気
機械結合係数の大きな３６°±１０°Ｙカット−Ｘ伝搬
のＬｉＴａＯ3 単結晶が良い。また、結晶Ｙ軸方向にお
けるカット角は３６°±１０°の範囲内であれば良く、
その場合十分な圧電特性が得られる。圧電基板の厚みは
０．１〜０．５ｍｍ程度がよく、０．１ｍｍ未満では圧
電基板が脆くなり、０．５ｍｍ超では材料コストが大き
くなる。
【００３６】かくして、本発明は不平衡−平衡変換機能
を有し、ＧＨｚ帯高周波用として十分な耐電力性と低い
挿入損失、更に良好なインピーダンス整合特性を有する
という作用効果を有する。
を有し、ＧＨｚ帯高周波用として十分な耐電力性と低い
挿入損失、更に良好なインピーダンス整合特性を有する
という作用効果を有する。
【００３７】尚、本発明は上記実施形態に限定されるも
のではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において
種々の変更は何等差し支えない。
のではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において
種々の変更は何等差し支えない。
【００３８】
【実施例】本発明の実施例を以下に示す。
【００３９】（実施例）図１のＳＡＷ装置Ｓ１及び図２
（Ａ）の第二の誘電体基板５を以下のように構成した。
ガラスセラミックから成り、３ｍｍ×３ｍｍ×０．１ｍ
ｍの寸法で、厚さ０．１ｍｍの誘電体基板２〜８を用
い、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 用のＳＬ以外のＳＬについ
て、Ｃｕの材料で１５μｍの厚さで形成した。蓋体１は
誘電体基板２〜８とほぼ同じ寸法のＡｌ板とした。
（Ａ）の第二の誘電体基板５を以下のように構成した。
ガラスセラミックから成り、３ｍｍ×３ｍｍ×０．１ｍ
ｍの寸法で、厚さ０．１ｍｍの誘電体基板２〜８を用
い、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 用のＳＬ以外のＳＬについ
て、Ｃｕの材料で１５μｍの厚さで形成した。蓋体１は
誘電体基板２〜８とほぼ同じ寸法のＡｌ板とした。
【００４０】渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 用のＳＬは、Ｃｕの
材料を用い１５μｍの厚さで、中心部に向かって折り曲
げ部を境に線路幅を、４００μｍ，３５０μｍ，３００
μｍ，２５０μｍ，２００μｍ，１５０μｍ，１００μ
ｍのように変化させ形成した。
材料を用い１５μｍの厚さで、中心部に向かって折り曲
げ部を境に線路幅を、４００μｍ，３５０μｍ，３００
μｍ，２５０μｍ，２００μｍ，１５０μｍ，１００μ
ｍのように変化させ形成した。
【００４１】このＳＡＷ装置Ｓ１を、図４のような高周
波回路に組み込み、１．６４ＧＨｚ〜２．０４ＧＨｚ帯
域の高周波信号を入力し、その通過特性（フィルタ特
性）、定在波比（インピーダンス特性）を測定した結果
を図５、図６に示す。
波回路に組み込み、１．６４ＧＨｚ〜２．０４ＧＨｚ帯
域の高周波信号を入力し、その通過特性（フィルタ特
性）、定在波比（インピーダンス特性）を測定した結果
を図５、図６に示す。
【００４２】図５において、（Ａ）は本発明品、（Ｂ）
は図８のようにＳＡＷ素子単独をＳＡＷフィルタ８１と
して用いた従来品の特性であり、本発明品は中心周波数
１．８４ＧＨｚ近傍の通過帯域の損失が小さくなり、通
過帯域の平坦性が改善され、また特に高周波側で急峻な
フィルタ特性が得られた。
は図８のようにＳＡＷ素子単独をＳＡＷフィルタ８１と
して用いた従来品の特性であり、本発明品は中心周波数
１．８４ＧＨｚ近傍の通過帯域の損失が小さくなり、通
過帯域の平坦性が改善され、また特に高周波側で急峻な
フィルタ特性が得られた。
【００４３】図６の定在波比は、｜（１＋｜入出力イン
ピーダンス／公称終端抵抗｜）／（１−｜入出力インピ
ーダンス／公称終端抵抗｜）｜で表され、１に近いほど
良好なインピーダンス特性、即ち良好な信号通過特性と
なる。同図において、（Ａ）は本発明品、（Ｂ）は図８
のようにＳＡＷ素子単独をＳＡＷフィルタ８１として用
いた従来品の特性であり、同図の実線部はＳＡＷ装置の
入力側の定在波比、破線部はＳＡＷ装置の出力側の定在
波比を示す。同図に示すように、本発明品は、入力側と
出力側のいずれにおいても、従来品に比較して極めて良
好なインピーダンス特性が得られた。
ピーダンス／公称終端抵抗｜）／（１−｜入出力インピ
ーダンス／公称終端抵抗｜）｜で表され、１に近いほど
良好なインピーダンス特性、即ち良好な信号通過特性と
なる。同図において、（Ａ）は本発明品、（Ｂ）は図８
のようにＳＡＷ素子単独をＳＡＷフィルタ８１として用
いた従来品の特性であり、同図の実線部はＳＡＷ装置の
入力側の定在波比、破線部はＳＡＷ装置の出力側の定在
波比を示す。同図に示すように、本発明品は、入力側と
出力側のいずれにおいても、従来品に比較して極めて良
好なインピーダンス特性が得られた。
【００４４】
【発明の効果】本発明は、圧電基板の主面に形成した弾
性表面波素子と、平衡−不平衡変換回路を形成した第一
の誘電体基板とを積層し、弾性表面波素子と第一の誘電
体基板との間にインピーダンス変換回路を形成した第二
の誘電体基板を設け、第一の誘電体基板は積層された二
つの下側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下
側誘電体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ
1 ，ａ2 を連続したストリップラインで形成し、上側誘
電体基板Ｂの主面上に渦巻状線路ａ１に対応し且つ電磁
結合する渦巻状線路ｂ１ と、渦巻状線路ａ2 に対応し
且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ2 とを形成し、第二の誘
電体基板の主面に渦巻状線路ｂ1 ，ａ2 に対応する渦巻
状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化するように設け
ることにより、極めて小型軽量で低コストな上、不平衡
−平衡変換機能を有し、ＧＨｚ帯高周波用として十分な
耐電力性と小さな挿入損失を有するという作用効果を有
する。また、インピーダンス整合特性に優れ、従来の約
１０倍程度の高精度でインピーダンス整合ができる。
性表面波素子と、平衡−不平衡変換回路を形成した第一
の誘電体基板とを積層し、弾性表面波素子と第一の誘電
体基板との間にインピーダンス変換回路を形成した第二
の誘電体基板を設け、第一の誘電体基板は積層された二
つの下側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下
側誘電体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ
1 ，ａ2 を連続したストリップラインで形成し、上側誘
電体基板Ｂの主面上に渦巻状線路ａ１に対応し且つ電磁
結合する渦巻状線路ｂ１ と、渦巻状線路ａ2 に対応し
且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ2 とを形成し、第二の誘
電体基板の主面に渦巻状線路ｂ1 ，ａ2 に対応する渦巻
状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化するように設け
ることにより、極めて小型軽量で低コストな上、不平衡
−平衡変換機能を有し、ＧＨｚ帯高周波用として十分な
耐電力性と小さな挿入損失を有するという作用効果を有
する。また、インピーダンス整合特性に優れ、従来の約
１０倍程度の高精度でインピーダンス整合ができる。
【図１】本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の分解斜視図である。
【図２】本発明の第二の誘電体基板の平面図であり、
（Ａ）はストリップラインが段階的に変化するタイプ、
（Ｂ）はストリップラインが連続的に変化するタイプで
ある。
（Ａ）はストリップラインが段階的に変化するタイプ、
（Ｂ）はストリップラインが連続的に変化するタイプで
ある。
【図３】本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の等価回路図である。
【図４】本発明のＳＡＷ装置Ｓ１を携帯電話等の高周波
回路に組み込んだ場合のブロック回路図である。
回路に組み込んだ場合のブロック回路図である。
【図５】（Ａ）は本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の通過特性
（フィルタ特性）を示すグラフ、（Ｂ）は従来品の通過
特性を示すグラフである。
（フィルタ特性）を示すグラフ、（Ｂ）は従来品の通過
特性を示すグラフである。
【図６】（Ａ）は本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の定在波比特
性を示すグラフ、（Ｂ）は従来品の定在波比特性を示す
グラフである。
性を示すグラフ、（Ｂ）は従来品の定在波比特性を示す
グラフである。
【図７】（Ａ）は平衡型伝送線路の信号伝搬の原理を示
す説明図、（Ｂ）は不平衡型伝送線路の信号伝搬の原理
を示す説明図である。
す説明図、（Ｂ）は不平衡型伝送線路の信号伝搬の原理
を示す説明図である。
【図８】従来のＳＡＷ装置を携帯電話等の高周波回路に
組み込んだ場合のブロック回路図である。
組み込んだ場合のブロック回路図である。
【図９】従来の２重モード結合共振器型ＳＡＷフィルタ
の基本構成の平面図である。
の基本構成の平面図である。
１：蓋体 ２〜８：誘電体基板 １０：ＳＡＷ素子 １１：入力端に続くストリップライン １２：開放端電極用のストリップライン １３：出力用のストリップライン １４：出力用のストリップライン １５：入力用のストリップライン １６：入力用のストリップライン １７：接地電極 １８：接地電極 Ａ：下側誘電体基板 Ｂ：上側誘電体基板 ａ1 ：渦巻状線路 ａ2 ：渦巻状線路 ｂ1 ：渦巻状線路 ｂ2 ：渦巻状線路 ｃ1 ：渦巻状線路 ｃ2 ：渦巻状線路
Claims (2)
- 【請求項１】圧電基板の主面に少なくとも一対の櫛歯状
電極を有する複数の弾性表面波共振器で構成された弾性
表面波素子と、平衡−不平衡変換回路を形成した第一の
誘電体基板とを積層し、前記弾性表面波素子と第一の誘
電体基板との間にインピーダンス変換回路を形成した第
二の誘電体基板を設けて成り、 前記第一の誘電体基板は積層された二つの下側誘電体基
板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下側誘電体基板Ａの
主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ1 ，ａ2を連続し
たストリップラインで形成し、上側誘電体基板Ｂの主面
上に前記渦巻状線路ａ1 に対応し且つ電磁結合する渦巻
状線路ｂ1 と、前記渦巻状線路ａ2 に対応し且つ電磁結
合する渦巻状線路ｂ2 とを形成し、 前記第二の誘電体基板の主面に前記渦巻状線路ｂ1 ，ｂ
2 に対応する渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変
化するように設けたことを特徴とする弾性表面波装置。 - 【請求項２】前記渦巻状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，
ｃ1 ，ｃ2 に代えて、蛇行状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ
2 ，ｃ1 ，ｃ2 とした請求項１記載の弾性表面波装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30921798A JP3706485B2 (ja) | 1998-10-29 | 1998-10-29 | 弾性表面波装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30921798A JP3706485B2 (ja) | 1998-10-29 | 1998-10-29 | 弾性表面波装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000138552A true JP2000138552A (ja) | 2000-05-16 |
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ID=17990349
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30921798A Expired - Fee Related JP3706485B2 (ja) | 1998-10-29 | 1998-10-29 | 弾性表面波装置 |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP3706485B2 (ja) |
Cited By (6)
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|---|---|---|---|---|
| JP2002374139A (ja) * | 2001-06-13 | 2002-12-26 | Murata Mfg Co Ltd | バランス型ｌｃフィルタ |
| JP2003209487A (ja) * | 2001-12-13 | 2003-07-25 | Agilent Technol Inc | 差動受信ポート付きデュプレクサによるフィルタリング方法 |
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