JPH05191175A - 高周波電力増幅器 - Google Patents
高周波電力増幅器Info
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- JPH05191175A JPH05191175A JP4023162A JP2316292A JPH05191175A JP H05191175 A JPH05191175 A JP H05191175A JP 4023162 A JP4023162 A JP 4023162A JP 2316292 A JP2316292 A JP 2316292A JP H05191175 A JPH05191175 A JP H05191175A
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- harmonic
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高効率の高周波電力増幅器を得ること。
【構成】 電界効果トランジスタ１０１のドレインＤに
おける寄生線路の電気長と結合線路２０ａ，２０ｂの電
気長の合計をドレインＤの出力の基本波の２次高調波の
波長の４分の１に等しくして点１９３を仮想接地し、２
次高調波による損失を除去した。結合線路２０ａ，２０
ｂには、帯状の面対向した２つの結合線路を外部導体で
被い、誘電体を充填したものを用いた。 【効果】 漏洩電磁界による電力損失を無くし、寄生線
路の悪影響を除去し、高効率で小型の電力増幅器を得
た。
おける寄生線路の電気長と結合線路２０ａ，２０ｂの電
気長の合計をドレインＤの出力の基本波の２次高調波の
波長の４分の１に等しくして点１９３を仮想接地し、２
次高調波による損失を除去した。結合線路２０ａ，２０
ｂには、帯状の面対向した２つの結合線路を外部導体で
被い、誘電体を充填したものを用いた。 【効果】 漏洩電磁界による電力損失を無くし、寄生線
路の悪影響を除去し、高効率で小型の電力増幅器を得
た。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高周波信号の電力増幅器
に関するものであり、具体的には、移動無線通信機等に
使用される電力効率の高い送信用電力増幅器を提供せん
とするものである。
に関するものであり、具体的には、移動無線通信機等に
使用される電力効率の高い送信用電力増幅器を提供せん
とするものである。
【０００２】
【従来の技術】無線装置の送信機には、高いレベルの高
周波電力を出力するための高周波電力増幅器が組み込ま
れている。無線装置が消費する直流電力の大部分は、こ
の高周波電力増幅器が必要とする電力であり、無線装置
の低消費電力化のためには高周波電力への変換効率を高
めることが不可欠である。このことはとくに、電池によ
り動作する携帯電話機において極めて重要な事項であ
る。
周波電力を出力するための高周波電力増幅器が組み込ま
れている。無線装置が消費する直流電力の大部分は、こ
の高周波電力増幅器が必要とする電力であり、無線装置
の低消費電力化のためには高周波電力への変換効率を高
めることが不可欠である。このことはとくに、電池によ
り動作する携帯電話機において極めて重要な事項であ
る。
【０００３】通常、Ａ級あるいはＡＢ級の高周波電力増
幅器では、ＵＨＦ帯変換効率３０ないし５０％が得られ
ているが、能動素子からみた負荷側の高周波信号に対す
るインピーダンスを適切に選べば、さらに高い変換効率
を得ることができる。
幅器では、ＵＨＦ帯変換効率３０ないし５０％が得られ
ているが、能動素子からみた負荷側の高周波信号に対す
るインピーダンスを適切に選べば、さらに高い変換効率
を得ることができる。
【０００４】この変換効率と負荷側のインピーダンスと
の関係について、図１０を用いて説明する。図１０は電
力増幅器の基本構成を示しており、入力端子１２１から
の高周波信号をソースＳが接地された電界効果トランジ
スタ１０１でのゲートＧに印加し増幅された高周波信号
はそのドレインＤから得られて、基本波におけるインピ
ーダンス整合をとるための基本波整合回路１３４を介し
て負荷インピーダンス１５０へ高周波電力が供給され
る。ここでＬ６およびＬ７はインダクタンスであり、そ
れぞれ直流電源ＶGS，ＶDSをゲートＧおよびドレインＤ
に供給している。ここでＩDCはドレインＤへの直流電
流、ＶD（ｔ） は高周波ドレイン電圧、ＩD（ｔ）はド
レインＤへの高周波電流、ＩM（ｔ） は基本波整合回路
１３４への高周波電流、ＩOUT（ｔ） は負荷インピーダ
ンス１５０への高周波電流である。
の関係について、図１０を用いて説明する。図１０は電
力増幅器の基本構成を示しており、入力端子１２１から
の高周波信号をソースＳが接地された電界効果トランジ
スタ１０１でのゲートＧに印加し増幅された高周波信号
はそのドレインＤから得られて、基本波におけるインピ
ーダンス整合をとるための基本波整合回路１３４を介し
て負荷インピーダンス１５０へ高周波電力が供給され
る。ここでＬ６およびＬ７はインダクタンスであり、そ
れぞれ直流電源ＶGS，ＶDSをゲートＧおよびドレインＤ
に供給している。ここでＩDCはドレインＤへの直流電
流、ＶD（ｔ） は高周波ドレイン電圧、ＩD（ｔ）はド
レインＤへの高周波電流、ＩM（ｔ） は基本波整合回路
１３４への高周波電流、ＩOUT（ｔ） は負荷インピーダ
ンス１５０への高周波電流である。
【０００５】図１１（ａ）には図１０のドレインＤへの
高周波電流ＩD（ｔ） の電流波形１７１が、図１１
（ｂ）には図１０の高周波ドレイン電圧ＶD（ｔ） の電
圧波形１７２が示されている。高周波電流ＩD（ｔ）
は、 ＩD（ｔ）＝ΣＩCk exp（ｊｋωｔ）＝Ｉ0 ＋Ｉ1 ＋Ｉ2 ＋Ｉ3 ＋Ｉ4 ＋… （１） ここで゛、 Ｉ1 ＝Ｒｅ｛２ＩC1 exp（ｊωｔ）｝ Ｉ2 ＝Ｒｅ｛２ＩC2 exp（ｊ２ωｔ）｝ Ｉ3 ＝Ｒｅ｛２ＩC3 exp（ｊ３ωｔ）｝ Ｉ4 ＝Ｒｅ｛２ＩC4 exp（ｊ４ωｔ）｝ … と表わすことができる。ここでΣはｋを−∞から＋∞ま
で変えて加算することを表わし、ＩC は実部および虚部
を含む複素電流を示し、Ｒｅはその実部を示している。
高周波電流ＩD（ｔ） の電流波形１７１が、図１１
（ｂ）には図１０の高周波ドレイン電圧ＶD（ｔ） の電
圧波形１７２が示されている。高周波電流ＩD（ｔ）
は、 ＩD（ｔ）＝ΣＩCk exp（ｊｋωｔ）＝Ｉ0 ＋Ｉ1 ＋Ｉ2 ＋Ｉ3 ＋Ｉ4 ＋… （１） ここで゛、 Ｉ1 ＝Ｒｅ｛２ＩC1 exp（ｊωｔ）｝ Ｉ2 ＝Ｒｅ｛２ＩC2 exp（ｊ２ωｔ）｝ Ｉ3 ＝Ｒｅ｛２ＩC3 exp（ｊ３ωｔ）｝ Ｉ4 ＝Ｒｅ｛２ＩC4 exp（ｊ４ωｔ）｝ … と表わすことができる。ここでΣはｋを−∞から＋∞ま
で変えて加算することを表わし、ＩC は実部および虚部
を含む複素電流を示し、Ｒｅはその実部を示している。
【０００６】同様に高周波ドレイン電圧ＶD（ｔ） は、 ＶD（ｔ）＝ΣＶCk exp（ｊｋωｔ）＝Ｖ0 ＋Ｖ1 ＋Ｖ2 ＋Ｖ3 ＋Ｖ4 ＋… （２） ここで、 Ｖ1 ＝Ｒｅ｛２ＶC1 exp（ｊωｔ）｝ Ｖ2 ＝Ｒｅ｛２ＶC2 exp（ｊ２ωｔ）｝ Ｖ3 ＝Ｒｅ｛２ＶC3 exp（ｊ３ωｔ）｝ Ｖ4 ＝Ｒｅ｛２ＶC4 exp（ｊ４ωｔ）｝ … と表わすことができる。ここでΣはｋを−∞から＋∞ま
で変えて加算することを表わし、ＶC は実部および虚部
を含む複素電流を示し、Ｒｅはその実部を示している。
図１０の点１８１から、基本波整合回路１３４側をみた
インピーダンスをＺM （ω）とし、ω＝２πｆとするな
らば、式（１）および（２）の各電流ＩC および電圧Ｖ
C の間には、 ＶC1＝−ＺM （ω）ＩC1 ＶC2＝−ＺM （２ω）ＩC2 ＶC3＝−ＺM （３ω）ＩC3 ＶC4＝−ＺM （４ω）ＩC4 …… （３） の関係があるので、点１８１から右側を見た各調波に対
するインピーダンスＺM （ｋω）により式（１）および
（２）の高周波電流ＩD（ｔ） および高周波ドレイン電
圧ＶD（ｔ）の波形が変化することがわかる。
で変えて加算することを表わし、ＶC は実部および虚部
を含む複素電流を示し、Ｒｅはその実部を示している。
図１０の点１８１から、基本波整合回路１３４側をみた
インピーダンスをＺM （ω）とし、ω＝２πｆとするな
らば、式（１）および（２）の各電流ＩC および電圧Ｖ
C の間には、 ＶC1＝−ＺM （ω）ＩC1 ＶC2＝−ＺM （２ω）ＩC2 ＶC3＝−ＺM （３ω）ＩC3 ＶC4＝−ＺM （４ω）ＩC4 …… （３） の関係があるので、点１８１から右側を見た各調波に対
するインピーダンスＺM （ｋω）により式（１）および
（２）の高周波電流ＩD（ｔ） および高周波ドレイン電
圧ＶD（ｔ）の波形が変化することがわかる。
【０００７】電界効果トランジスタ１０１の電力損失Ｐ
F は、 ＰF ＝Ｔ-1∫ ＶD（ｔ）ＩD（ｔ）dt （４） ここで、Ｔ＝２π／ω，ω＝２πｆであり、∫は０から
Ｔまでの期間積分することを表わしている。
F は、 ＰF ＝Ｔ-1∫ ＶD（ｔ）ＩD（ｔ）dt （４） ここで、Ｔ＝２π／ω，ω＝２πｆであり、∫は０から
Ｔまでの期間積分することを表わしている。
【０００８】基本波の周波数ｆ0 における電界効果トラ
ンジスタ１０１のドレインＤからの出力ＰOUT（１）
は、 ω0 ＝２πｆ0 とすると、 ＰOUT（１）＝２Ｒｅ｛ＺM （ω0 ）｝｜ＩC1 ｜2 （５） ｋ次の高調波の周波数ｋｆ0 における電界効果トランジ
スタ１０１のドレインＤからの出力電力ＰOUT（ｋ）
は、 ＰOUT（ｋ）＝２Ｒｅ｛ＺM （ｋω0 ）｝｜ＩCk ｜2 （６）
ンジスタ１０１のドレインＤからの出力ＰOUT（１）
は、 ω0 ＝２πｆ0 とすると、 ＰOUT（１）＝２Ｒｅ｛ＺM （ω0 ）｝｜ＩC1 ｜2 （５） ｋ次の高調波の周波数ｋｆ0 における電界効果トランジ
スタ１０１のドレインＤからの出力電力ＰOUT（ｋ）
は、 ＰOUT（ｋ）＝２Ｒｅ｛ＺM （ｋω0 ）｝｜ＩCk ｜2 （６）
【０００９】図１０の回路の直流電源ＶDSから供給され
る消費電力ＰDC ＰDC＝ＶDSＩDC＝ＰF＋ΣＰOUT（ｋ） （７） となる。ここでＶDSは直流電源ＶDSの電圧であり、Σは
ｋ＝１から∞まで変えたときの合計を表わしている。電
界効果トランジスタ１０１のドレインＤにおける基本波
の周波数ｆ0 の出力電力を得るドレイン効率ηは、 η＝ＰOUT（１）／ＰDC （８） である。
る消費電力ＰDC ＰDC＝ＶDSＩDC＝ＰF＋ΣＰOUT（ｋ） （７） となる。ここでＶDSは直流電源ＶDSの電圧であり、Σは
ｋ＝１から∞まで変えたときの合計を表わしている。電
界効果トランジスタ１０１のドレインＤにおける基本波
の周波数ｆ0 の出力電力を得るドレイン効率ηは、 η＝ＰOUT（１）／ＰDC （８） である。
【００１０】式（８）に示したドレイン効率ηを大きく
して高効率化を図るためには、消費電力ＰDCの減少と、
基本波の周波数ｆ0の出力電力ＰOUT（１）の増大が必要
となる。
して高効率化を図るためには、消費電力ＰDCの減少と、
基本波の周波数ｆ0の出力電力ＰOUT（１）の増大が必要
となる。
【００１１】そこで消費電力ＰDCを減少せしめるため
に、式（７）の電界効果トランジスタ１０１の電力損失
ＰF を減少することが必要であり、それには、式（４）
に示された電力損失ＰF の原因となる高周波ドレイン電
圧ＶD（ｔ） とドレインＤの高周波電流ＩD（ｔ） の
積、すなわち、図１１のＩD（ｔ）とＶD（ｔ）が時間的
に重なっている部分（電流波形１７１ａの立下り部分と
電圧波形１７２ａの立上り部分、同じく１７２ａの立下
り部分と１７１ｂの立上り部分、１７１ｂの立下り部分
と１７２ｂの立上り部分）を小さくするように図１０の
点１８１から右（負荷側）を見たインピーダンスを設定
する必要がある。図１１においてＩD（ｔ）を表わす電
流波形１７１ａ，１７１ｂと、ＶD（ｔ） を表わす電圧
波形１７２ａ，１７２ｂとの時間的な重なりが無くなれ
ば、式（４）の電力損失ＰF を除去することができる。
また式（７）の基本波（ｋ＝１）を除くｋ次の高調波の
出力電力ＰOUT（ｋ） （ただしｋは２以上）を０にする
ために、式（６）のｋ次の高調波における抵抗分Ｒｅ
｛ＺM（ｋω0 ）｝ を０にするか、あるいはｋ次の高調
波における高周波電流である複素電流ＩCkを０にすれば
よい。
に、式（７）の電界効果トランジスタ１０１の電力損失
ＰF を減少することが必要であり、それには、式（４）
に示された電力損失ＰF の原因となる高周波ドレイン電
圧ＶD（ｔ） とドレインＤの高周波電流ＩD（ｔ） の
積、すなわち、図１１のＩD（ｔ）とＶD（ｔ）が時間的
に重なっている部分（電流波形１７１ａの立下り部分と
電圧波形１７２ａの立上り部分、同じく１７２ａの立下
り部分と１７１ｂの立上り部分、１７１ｂの立下り部分
と１７２ｂの立上り部分）を小さくするように図１０の
点１８１から右（負荷側）を見たインピーダンスを設定
する必要がある。図１１においてＩD（ｔ）を表わす電
流波形１７１ａ，１７１ｂと、ＶD（ｔ） を表わす電圧
波形１７２ａ，１７２ｂとの時間的な重なりが無くなれ
ば、式（４）の電力損失ＰF を除去することができる。
また式（７）の基本波（ｋ＝１）を除くｋ次の高調波の
出力電力ＰOUT（ｋ） （ただしｋは２以上）を０にする
ために、式（６）のｋ次の高調波における抵抗分Ｒｅ
｛ＺM（ｋω0 ）｝ を０にするか、あるいはｋ次の高調
波における高周波電流である複素電流ＩCkを０にすれば
よい。
【００１２】このような条件を実現する方法として、ド
レインＤの高周波電流ＩD（ｔ） を流通角１８０°の半
波整流波形とし、偶数次のインピーダンスを０とするた
めのＢ級増幅器が使用されている。半波整流時のドレイ
ンＤの高周波電流ＩD（ｔ）は、 ＩD（ｔ）＝１／π ＋（１／２） cos ω0 ｔ ＋（２／３π） cos（２ω0 ｔ） −（２／７π） cos（４ω0 ｔ） ＋（２／３５π） cos（６ω0 ｔ） −… （９） となる。式（９）を見ると、この高周波電流ＩD（ｔ）
はω0 で示される基本波と、たとえば２ω0 ，４ω0 ，
…などで示される偶数次の高調波成分を含むから、偶数
次高調波に対するインピーダンスを０にすれば偶数次高
調波における電圧は０になるから高周波ドレイン電圧Ｖ
D（ｔ） は基本波成分のみになり、式（８）に示すドレ
イン効率ηは高くなることが知られている。
レインＤの高周波電流ＩD（ｔ） を流通角１８０°の半
波整流波形とし、偶数次のインピーダンスを０とするた
めのＢ級増幅器が使用されている。半波整流時のドレイ
ンＤの高周波電流ＩD（ｔ）は、 ＩD（ｔ）＝１／π ＋（１／２） cos ω0 ｔ ＋（２／３π） cos（２ω0 ｔ） −（２／７π） cos（４ω0 ｔ） ＋（２／３５π） cos（６ω0 ｔ） −… （９） となる。式（９）を見ると、この高周波電流ＩD（ｔ）
はω0 で示される基本波と、たとえば２ω0 ，４ω0 ，
…などで示される偶数次の高調波成分を含むから、偶数
次高調波に対するインピーダンスを０にすれば偶数次高
調波における電圧は０になるから高周波ドレイン電圧Ｖ
D（ｔ） は基本波成分のみになり、式（８）に示すドレ
イン効率ηは高くなることが知られている。
【００１３】実際には、ｋ＝３以上の高次の高調波にお
ける高調波電力はｋ＝２の場合に比べて比較的小さいの
で、２次高調波（ｋ＝２）に対して、式（６）のインピ
ーダンス Ｒｅ｛ＺM（２ω0 ）｝ を０にして高いドレイン効率ηを得ようとしている。現
実には、図１０の電界効果トランジスタ１０１のドレイ
ンＤの点１８１から右を見た基本波の２倍の周波数２ｆ
0 （２次高調波）に対するインピーダンスを０に近づけ
ることで実現しようとしている。
ける高調波電力はｋ＝２の場合に比べて比較的小さいの
で、２次高調波（ｋ＝２）に対して、式（６）のインピ
ーダンス Ｒｅ｛ＺM（２ω0 ）｝ を０にして高いドレイン効率ηを得ようとしている。現
実には、図１０の電界効果トランジスタ１０１のドレイ
ンＤの点１８１から右を見た基本波の２倍の周波数２ｆ
0 （２次高調波）に対するインピーダンスを０に近づけ
ることで実現しようとしている。
【００１４】基本波の２倍の周波数２ｆ0 （２次高調
波）に対するインピーダンスを０にしようとする回路
（以下第１の従来例という）が図１２（ａ）に、図１２
（ｂ）には（ａ）に示した回路における２次高調波の定
在波が示されている。（ａ）の回路においては、インダ
クタンスＬ６，Ｌ７や直流電源ＶDS，ＶGSは記載が省略
されている。
波）に対するインピーダンスを０にしようとする回路
（以下第１の従来例という）が図１２（ａ）に、図１２
（ｂ）には（ａ）に示した回路における２次高調波の定
在波が示されている。（ａ）の回路においては、インダ
クタンスＬ６，Ｌ７や直流電源ＶDS，ＶGSは記載が省略
されている。
【００１５】図１２（ａ）において、入力端子１２１に
印加された高周波信号は、ソースＳが接地された電界効
果トランジスタ１０１のゲートＧに印加され増幅され
て、高周波電力はドレインＤに得られる。その高周波電
力は、伝送路１１４を通り、オープン・スタブ１１８の
接続された点１８２を通過して、基本波整合回路１３４
を介してインピーダンス整合がなされて、負荷インピー
ダンス１５０に印加されている。
印加された高周波信号は、ソースＳが接地された電界効
果トランジスタ１０１のゲートＧに印加され増幅され
て、高周波電力はドレインＤに得られる。その高周波電
力は、伝送路１１４を通り、オープン・スタブ１１８の
接続された点１８２を通過して、基本波整合回路１３４
を介してインピーダンス整合がなされて、負荷インピー
ダンス１５０に印加されている。
【００１６】伝送路１１４およびオープン・スタブ１１
８における２次高調波の定在波は図１２（ｂ）に示され
ており、点１９１と点１８２との間に接続された伝送路
１１４の電気長は２次高調波の波長λの２分の１であ
り、点１８２に接続されたオープン・スタブ１１８の開
放端の点１９２までの電気長はλの４分の１である。点
１９２においては、２次高調波の振幅は最大であり、点
１８２および点１９１ではその振幅は０すなわち仮想接
地となる。この回路では点１９１を仮想接地するために
λの２分の１の長い伝送路１１４を用いているために、
高い周波数におけるばかりでなく低い周波数においても
位相の回転が生ずることになるから、点１９１における
インピ−ダンスは高周波信号の周波数によって大きく変
化する。このために、２次高調波（周波数２ｆ0 ）に対
する仮想接地の条件は狭い周波数領域においてのみ実現
される。したがって、たとえば、無線チャネルの変更に
より高周波信号の周波数が変化して２次高調波の周波数
が２ｆ0 よりはずれた場合には、損失が発生して急激に
電力効率が悪化する。
８における２次高調波の定在波は図１２（ｂ）に示され
ており、点１９１と点１８２との間に接続された伝送路
１１４の電気長は２次高調波の波長λの２分の１であ
り、点１８２に接続されたオープン・スタブ１１８の開
放端の点１９２までの電気長はλの４分の１である。点
１９２においては、２次高調波の振幅は最大であり、点
１８２および点１９１ではその振幅は０すなわち仮想接
地となる。この回路では点１９１を仮想接地するために
λの２分の１の長い伝送路１１４を用いているために、
高い周波数におけるばかりでなく低い周波数においても
位相の回転が生ずることになるから、点１９１における
インピ−ダンスは高周波信号の周波数によって大きく変
化する。このために、２次高調波（周波数２ｆ0 ）に対
する仮想接地の条件は狭い周波数領域においてのみ実現
される。したがって、たとえば、無線チャネルの変更に
より高周波信号の周波数が変化して２次高調波の周波数
が２ｆ0 よりはずれた場合には、損失が発生して急激に
電力効率が悪化する。
【００１７】このような 問題を解決する回路（以下第
２の従来例という）が図１３（ａ）に、その高周波信号
の位相図が図１３（ｂ）にスミス・チャートとして示さ
れている。（ａ）の回路においてはインダクタンスＬ
６，Ｌ７や直流電源ＶDS，ＶGSは省略されている。電界
効果トランジスタ１０１は増幅素子部１０２とボンディ
ング・ワイヤやパッケージのリードおよび接続のための
リードなどによる寄生線路１０３を含んでいる。電界効
果トランジスタ１０１のドレインＤには、基本波の周波
数ｆ0 の２次高調波のλ／４（λ＝１／（２ｆ0 ））の
電気長を有するオープン・スタブ１１８が接続され、点
１８２における ２ｆ0に対するインピーダンスを０にし
ようとしている。
２の従来例という）が図１３（ａ）に、その高周波信号
の位相図が図１３（ｂ）にスミス・チャートとして示さ
れている。（ａ）の回路においてはインダクタンスＬ
６，Ｌ７や直流電源ＶDS，ＶGSは省略されている。電界
効果トランジスタ１０１は増幅素子部１０２とボンディ
ング・ワイヤやパッケージのリードおよび接続のための
リードなどによる寄生線路１０３を含んでいる。電界効
果トランジスタ１０１のドレインＤには、基本波の周波
数ｆ0 の２次高調波のλ／４（λ＝１／（２ｆ0 ））の
電気長を有するオープン・スタブ１１８が接続され、点
１８２における ２ｆ0に対するインピーダンスを０にし
ようとしている。
【００１８】しかしながら、寄生線路１０３の電気長Δ
θがあるために、点１８３ではその往復の２Δθの電気
長が加わり、２ｆ0 ＝３ギガ・ヘルツ（ｆ0 ＝１．５ギ
ガ・ヘルツ）において２０°〜４０°の位相ずれを生
じ、図１３（ｂ）の点Ａのように、点Ｃから２Δθ（２
０°〜４０°）ずれて、１４０°〜１６０°となり、２
次高調波に対するインピーダンスが０にはならないこと
になる。したがって、点１８３における２次高調波のイ
ンピーダンスを０にするためには、寄生線路１０３の影
響を見込んで電界効果トランジスタ１０１のドレイン端
子Ｄから右方の負荷側を見たインピーダンスは、図１３
（ｂ）の点Ｃよりも２Δθ（２０°〜４０°）回転した
点Ｂが最適なインピーダンス条件となる。このことは位
相角の最適値を示しているつぎの文献の実験結果からも
裏付けられる。
θがあるために、点１８３ではその往復の２Δθの電気
長が加わり、２ｆ0 ＝３ギガ・ヘルツ（ｆ0 ＝１．５ギ
ガ・ヘルツ）において２０°〜４０°の位相ずれを生
じ、図１３（ｂ）の点Ａのように、点Ｃから２Δθ（２
０°〜４０°）ずれて、１４０°〜１６０°となり、２
次高調波に対するインピーダンスが０にはならないこと
になる。したがって、点１８３における２次高調波のイ
ンピーダンスを０にするためには、寄生線路１０３の影
響を見込んで電界効果トランジスタ１０１のドレイン端
子Ｄから右方の負荷側を見たインピーダンスは、図１３
（ｂ）の点Ｃよりも２Δθ（２０°〜４０°）回転した
点Ｂが最適なインピーダンス条件となる。このことは位
相角の最適値を示しているつぎの文献の実験結果からも
裏付けられる。
【００１９】文献１． 池田 他、 信学会 春季全国
大会 Ｃ−６４ １９９０年
大会 Ｃ−６４ １９９０年
【００２０】図１３（ａ）の第１の従来例の回路には、
前記問題の他に、つぎのような基本波に対するインピー
ダンス整合上の問題もある。
前記問題の他に、つぎのような基本波に対するインピー
ダンス整合上の問題もある。
【００２１】図１４には図１３（ａ）に示した第２の従
来例の回路の周波数ｆ0 の基本波に対する等価回路が示
されている。ここで高周波信号源１０７は、電界効果ト
ランジスタ１０１の基本波における等価回路である。そ
こには、高周波定電流源１０８と信号源インピーダンス
１０９が含まれており、図１３（ａ）のオープン・スタ
ブ１１８は基本波においてはキャパシタンスＣ６と等価
である。
来例の回路の周波数ｆ0 の基本波に対する等価回路が示
されている。ここで高周波信号源１０７は、電界効果ト
ランジスタ１０１の基本波における等価回路である。そ
こには、高周波定電流源１０８と信号源インピーダンス
１０９が含まれており、図１３（ａ）のオープン・スタ
ブ１１８は基本波においてはキャパシタンスＣ６と等価
である。
【００２２】ドレイン効率ηを最大とするＢ級電力増幅
器である高周波信号源１０７の基本波における負荷イン
ピーダンスＺM（ω0 ） は、直流電源ＶDS の電圧ＶDS
（図１０参照）と、点１８４における出力電力Ｐ0UT か
ら、 ＺM （ω0 ）＝ＶDS 2 ／（２ＰOUT ） の関係がある。たとえば無線増幅器の動作条件として、
ＶDS ＝５ボルト，Ｐ0UT＝１ワットのときには、ＺM
（ω0 ）＝１２．５オームとなる。負荷インピーダンス
１５０の値は５０オームであり、もし、キャパシタンス
Ｃ６の存在がなければ、５０オーム対１２．５オームの
ＶＳＷＲ（電圧定在波比）は４である。
器である高周波信号源１０７の基本波における負荷イン
ピーダンスＺM（ω0 ） は、直流電源ＶDS の電圧ＶDS
（図１０参照）と、点１８４における出力電力Ｐ0UT か
ら、 ＺM （ω0 ）＝ＶDS 2 ／（２ＰOUT ） の関係がある。たとえば無線増幅器の動作条件として、
ＶDS ＝５ボルト，Ｐ0UT＝１ワットのときには、ＺM
（ω0 ）＝１２．５オームとなる。負荷インピーダンス
１５０の値は５０オームであり、もし、キャパシタンス
Ｃ６の存在がなければ、５０オーム対１２．５オームの
ＶＳＷＲ（電圧定在波比）は４である。
【００２３】ところが、オープンスタブ１１８の存在に
より、基本波においてはキャパシタンスＣ６が存在する
から、図１４の点１８５から高周波信号源側を見たイン
ピーダンスは信号源インピーダンス１０９にキャパシタ
ンスＣ６のインピーダンスが並列に接続されたものとな
り、その値は９．８オーム程度になる。したがって、基
本波整合回路１３４は、５０オームの負荷インピーダン
ス１５０と、ＶＳＷＲが５．１程度の点１８５から高周
波信号源１０７側を見たインピーダンとの整合をとらな
ければならない。このＶＳＷＲの値が大きくなるほど基
本波整合回路１３４の帯域幅は狭くなる。そのために基
本波整合回路１３４は構成部品が多くなり、この整合回
路１３４における電力損失も増大し、電力効率が低下し
ている。
より、基本波においてはキャパシタンスＣ６が存在する
から、図１４の点１８５から高周波信号源側を見たイン
ピーダンスは信号源インピーダンス１０９にキャパシタ
ンスＣ６のインピーダンスが並列に接続されたものとな
り、その値は９．８オーム程度になる。したがって、基
本波整合回路１３４は、５０オームの負荷インピーダン
ス１５０と、ＶＳＷＲが５．１程度の点１８５から高周
波信号源１０７側を見たインピーダンとの整合をとらな
ければならない。このＶＳＷＲの値が大きくなるほど基
本波整合回路１３４の帯域幅は狭くなる。そのために基
本波整合回路１３４は構成部品が多くなり、この整合回
路１３４における電力損失も増大し、電力効率が低下し
ている。
【００２４】図１５には第３の従来例（特開昭６２−１
６８４０４）が示されている。電界効果トランジスタ１
０１のドレインＤと基本波整合回路１３４との間の伝送
線路１１５の途中をキャパシタンスＣ７により接地して
いる。伝送線路１１５のうちのキャパシタンスＣ７とド
レインＤとの間の部分伝送路１１６によってキャパシタ
ンスＣ７のアドミッタンスをインピーダンス変換し、ド
レインＤにおいて２次高調波に対してショートを実現し
ようとしている。
６８４０４）が示されている。電界効果トランジスタ１
０１のドレインＤと基本波整合回路１３４との間の伝送
線路１１５の途中をキャパシタンスＣ７により接地して
いる。伝送線路１１５のうちのキャパシタンスＣ７とド
レインＤとの間の部分伝送路１１６によってキャパシタ
ンスＣ７のアドミッタンスをインピーダンス変換し、ド
レインＤにおいて２次高調波に対してショートを実現し
ようとしている。
【００２５】しかしながら、基本波に対して整合をとろ
うとすれば、キャパシタンスＣ７の値は大きくすること
はできず、キャパシタンスＣ７の２次高調波におけるイ
ンピーダンスは十分に小さなものとはならないから、キ
ャパシタンスＣ７により２次高調波をショートすること
ができない。したがって、伝送路１１５とキャパシタン
スＣ７との接続点である点１８６より基本波整合回路１
３４側へ２次高調波が伝送されるため基本波以外の不要
波（２倍波）が出力される。
うとすれば、キャパシタンスＣ７の値は大きくすること
はできず、キャパシタンスＣ７の２次高調波におけるイ
ンピーダンスは十分に小さなものとはならないから、キ
ャパシタンスＣ７により２次高調波をショートすること
ができない。したがって、伝送路１１５とキャパシタン
スＣ７との接続点である点１８６より基本波整合回路１
３４側へ２次高調波が伝送されるため基本波以外の不要
波（２倍波）が出力される。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】第１の従来例（図１２
（ａ））においては寄生線路は、伝送路１１４の一部と
みなして処理できるために、寄生線路の存在は問題とは
ならなかったが、長い伝送路１１４を使用するから帯域
幅が狭くなるという問題があった。
（ａ））においては寄生線路は、伝送路１１４の一部と
みなして処理できるために、寄生線路の存在は問題とは
ならなかったが、長い伝送路１１４を使用するから帯域
幅が狭くなるという問題があった。
【００２７】第２の従来例（図１３（ａ））において
は、第１の従来例の帯域幅が狭くなるという問題は解決
されてはいるものの、２次高調波を図１３（ａ）の点１
８３において仮想接地しているから、寄生線路１０３の
存在のために、点１８２における２次高調波に対するイ
ンピーダンスを０にすることができず、２次高調波が基
本整合回路１３４側へも流れ、これが電力損失となる。
また、基本波整合回路１３４においても、基本波のみを
通過せしめて、２次高調波を遮断するようにしなければ
ならないから回路構成が複雑になり、そのために電力損
失がさらに増加していた。基本波に対しては、オープン
・スタブ１１８は図１４のキャパシタンスＣ６と等価に
なり、点１８５から高周波信号源１０７側を見たインピ
ーダンスはキャパシタンスＣ６が存在しないときよりも
小さくなるために、ＶＳＷＲが大きな値となり、このイ
ンピーダンス整合をとるための基本波整合回路１３４は
狭帯域となり、そのインピーダンスの整合度もキャパシ
タンスＣ６が存在しないときよりも悪くなり、電力効率
が十分には上らないという解決されるべき課題があっ
た。
は、第１の従来例の帯域幅が狭くなるという問題は解決
されてはいるものの、２次高調波を図１３（ａ）の点１
８３において仮想接地しているから、寄生線路１０３の
存在のために、点１８２における２次高調波に対するイ
ンピーダンスを０にすることができず、２次高調波が基
本整合回路１３４側へも流れ、これが電力損失となる。
また、基本波整合回路１３４においても、基本波のみを
通過せしめて、２次高調波を遮断するようにしなければ
ならないから回路構成が複雑になり、そのために電力損
失がさらに増加していた。基本波に対しては、オープン
・スタブ１１８は図１４のキャパシタンスＣ６と等価に
なり、点１８５から高周波信号源１０７側を見たインピ
ーダンスはキャパシタンスＣ６が存在しないときよりも
小さくなるために、ＶＳＷＲが大きな値となり、このイ
ンピーダンス整合をとるための基本波整合回路１３４は
狭帯域となり、そのインピーダンスの整合度もキャパシ
タンスＣ６が存在しないときよりも悪くなり、電力効率
が十分には上らないという解決されるべき課題があっ
た。
【００２８】第３の従来例（図１５）においては、伝送
路１１５およびキャパシタンスＣ７を基本波に対して整
合をとるように選ぶと、２次高調波に対してキャパシタ
ンスＣ７のインピーダンスが十分に小さな値とはならな
いためにドレインＤにおいて２次高調波の成分をショー
トすることができず、また、２次高調波が基本波整合回
路１３４の方向へ伝送され、２次高調波電力損が発生
し、さらに不要な２次高調波までも出力してしまうとい
う解決されるべき課題があった。
路１１５およびキャパシタンスＣ７を基本波に対して整
合をとるように選ぶと、２次高調波に対してキャパシタ
ンスＣ７のインピーダンスが十分に小さな値とはならな
いためにドレインＤにおいて２次高調波の成分をショー
トすることができず、また、２次高調波が基本波整合回
路１３４の方向へ伝送され、２次高調波電力損が発生
し、さらに不要な２次高調波までも出力してしまうとい
う解決されるべき課題があった。
【００２９】
【課題を解決するための手段】本発明はこのような課題
を解決するためになされたものであり、電力増幅をする
電界効果トランジスタと、電界効果トランジスタのドレ
インと負荷インピーダンスと基本波における整合をとる
ための基本波整合回路との間を接続するための電界効果
トランジスタの寄生線路を含む電気長が２次高調波の４
分の１波長である第１の結合線路と、この第１の結合線
路に平行し相互に結合を有し、電界効果トランジスタに
近い側の端子が接地され他端が開放された第２の結合線
路とを含むように構成した。
を解決するためになされたものであり、電力増幅をする
電界効果トランジスタと、電界効果トランジスタのドレ
インと負荷インピーダンスと基本波における整合をとる
ための基本波整合回路との間を接続するための電界効果
トランジスタの寄生線路を含む電気長が２次高調波の４
分の１波長である第１の結合線路と、この第１の結合線
路に平行し相互に結合を有し、電界効果トランジスタに
近い側の端子が接地され他端が開放された第２の結合線
路とを含むように構成した。
【００３０】
【作用】２次高調波に対しては、寄生線路と結合線路の
電気長が４分の１波長となり、第２の結合線路が第１の
結合線路と結合しているために、ドレイン側から負荷側
を見込んだ、反射係数の位相角を所要値に設定した。そ
の結果、高い電力効率が得られるようになった。第１の
結合線路とドレイン端子との間に２次高調波の４分の１
波長より若干短い伝送路を挿入し、その伝送路の一端を
接地し、他端にキャパシタンスを接続することにより、
ドレイン端子をショートすることもできる。
電気長が４分の１波長となり、第２の結合線路が第１の
結合線路と結合しているために、ドレイン側から負荷側
を見込んだ、反射係数の位相角を所要値に設定した。そ
の結果、高い電力効率が得られるようになった。第１の
結合線路とドレイン端子との間に２次高調波の４分の１
波長より若干短い伝送路を挿入し、その伝送路の一端を
接地し、他端にキャパシタンスを接続することにより、
ドレイン端子をショートすることもできる。
【００３１】
【実施例】本発明の一実施例を図１に示し、これを用い
て説明する。ここにおいて図１０および図１３の構成要
素に対応するものについては同じ記号を付した。また、
図１０のインダクタンスＬ６，Ｌ７および直流電源
ＶGS，ＶDSは記載を省略している。
て説明する。ここにおいて図１０および図１３の構成要
素に対応するものについては同じ記号を付した。また、
図１０のインダクタンスＬ６，Ｌ７および直流電源
ＶGS，ＶDSは記載を省略している。
【００３２】入力端子１２１に印加された高周波信号
は、ソースＳを接地された電界効果トランジスタ１０１
のゲートＧに印加される。高周波電力が得られる電界効
果トランジスタ１０１のドレインＤは結合線路２０ａに
点１９３で接続され、結合線路２０ａの他端は点１９４
において負荷インピーダンス１５０とインピーダンス整
合をとるための基本波整合回路１３４に接続されてい
る。結合線路２０ａに並行して結合線路２０ｂがあり、
点１９３側の結合線路２０ｂの一端は接地され、点１９
４の他端はオープンになっている。この２つの結合線路
２０ａ，２０ｂは一体となって結合線路素子を構成して
いる。両結合線路２０ａ，２０ｂの電気長は、基本波の
２倍の周波数を有する２次高調波の波長の４分の１であ
り、結合線路２０ｂが２０ａに電磁結合しているから、
２次高調波に対しては点１９３をショート（仮想接地）
し、結合線路２０ａ，２０ｂ以外の線路を必要とせず回
路寸法を小型にすることができる。
は、ソースＳを接地された電界効果トランジスタ１０１
のゲートＧに印加される。高周波電力が得られる電界効
果トランジスタ１０１のドレインＤは結合線路２０ａに
点１９３で接続され、結合線路２０ａの他端は点１９４
において負荷インピーダンス１５０とインピーダンス整
合をとるための基本波整合回路１３４に接続されてい
る。結合線路２０ａに並行して結合線路２０ｂがあり、
点１９３側の結合線路２０ｂの一端は接地され、点１９
４の他端はオープンになっている。この２つの結合線路
２０ａ，２０ｂは一体となって結合線路素子を構成して
いる。両結合線路２０ａ，２０ｂの電気長は、基本波の
２倍の周波数を有する２次高調波の波長の４分の１であ
り、結合線路２０ｂが２０ａに電磁結合しているから、
２次高調波に対しては点１９３をショート（仮想接地）
し、結合線路２０ａ，２０ｂ以外の線路を必要とせず回
路寸法を小型にすることができる。
【００３３】図１（ｂ）は図１（ａ）に示した回路の基
本波における等価回路を示したものであり、θ３，θ４
は電気長で２次高調波の波長λの４分の１の長さであ
り、θ３＝θ４である。図１の実施例は、結合線路２０
ａの電気長がλの４分の１と短い。図１２に示した第１
の従来例の場合には、点１９１を仮想接地するためにλ
の２分の１の電気長を用いていたから、図１の回路は、
第１の従来例（図１２）に対して、周波数の変化に対す
る線路のインピーダンスの変化が小さく、帯域幅は２倍
弱広いものが得られる。
本波における等価回路を示したものであり、θ３，θ４
は電気長で２次高調波の波長λの４分の１の長さであ
り、θ３＝θ４である。図１の実施例は、結合線路２０
ａの電気長がλの４分の１と短い。図１２に示した第１
の従来例の場合には、点１９１を仮想接地するためにλ
の２分の１の電気長を用いていたから、図１の回路は、
第１の従来例（図１２）に対して、周波数の変化に対す
る線路のインピーダンスの変化が小さく、帯域幅は２倍
弱広いものが得られる。
【００３４】図２には本発明の他の実施例が示されてい
る。ここで図１の回路と異なる点は、電界効果トランジ
スタ１０１は、ソースＳを接地された理想的な増幅素子
部１０２とボンディング・ワイヤや半田付けのためのリ
ード線などによる電気長Δθで表わされた寄生線路１０
３で等価的に表わされており、結合線路２０ｂにおける
点１９４側の端子がキャパシタＣ４により接地されてい
る点である。結合線路２０ａ，２０ｂの電気長と寄生線
路１０３の電気長Δθを加えたものが、２次高調波の波
長λの４分の１と等価となるようにしている。キャパシ
タＣ４の効果と結合線路２０ｂとによって点１８３を仮
想接地している。
る。ここで図１の回路と異なる点は、電界効果トランジ
スタ１０１は、ソースＳを接地された理想的な増幅素子
部１０２とボンディング・ワイヤや半田付けのためのリ
ード線などによる電気長Δθで表わされた寄生線路１０
３で等価的に表わされており、結合線路２０ｂにおける
点１９４側の端子がキャパシタＣ４により接地されてい
る点である。結合線路２０ａ，２０ｂの電気長と寄生線
路１０３の電気長Δθを加えたものが、２次高調波の波
長λの４分の１と等価となるようにしている。キャパシ
タＣ４の効果と結合線路２０ｂとによって点１８３を仮
想接地している。
【００３５】図３は図２に示した回路の等価回路であ
り、図１（ｂ）に対応している。図１（ｂ）と異なるの
は、電気長θ６とその効果により得られた電気長θ５
（＝θ６）の長さが、２次高調波の波長λの４分の１に
なっており、キャパシタンスＣ４の効果としてキャパシ
タンスＣ５が等価的に付加されている点である。キャパ
シタンスＣ５は２つの結合線路２０ａ，２０ｂ間の結合
度０＜ｋ≦１によって定まり、Ｃ５＝ｋＣ４の関係にあ
る。図２および図３の回路においては、２次高調波に対
しては点１８３で完全にショートを実現しており、基本
波に対しては短い結合線路２０ａ，２０ｂのために広帯
域が得られるという特徴がある。
り、図１（ｂ）に対応している。図１（ｂ）と異なるの
は、電気長θ６とその効果により得られた電気長θ５
（＝θ６）の長さが、２次高調波の波長λの４分の１に
なっており、キャパシタンスＣ４の効果としてキャパシ
タンスＣ５が等価的に付加されている点である。キャパ
シタンスＣ５は２つの結合線路２０ａ，２０ｂ間の結合
度０＜ｋ≦１によって定まり、Ｃ５＝ｋＣ４の関係にあ
る。図２および図３の回路においては、２次高調波に対
しては点１８３で完全にショートを実現しており、基本
波に対しては短い結合線路２０ａ，２０ｂのために広帯
域が得られるという特徴がある。
【００３６】図４には本発明のさらに他の実施例が示さ
れている。ここで図２に示したものとの差異を説明する
と、ドレインＤの点１９６と結合線路２０ａの一端の点
１９５との間に伝送路１４１を追加し、結合線路２０ｂ
の両端をショート，オープン，キャパシタンス，インダ
クタンスからなるリアクティブ素子であるインピーダン
ス１５８，１５９で接地している点である。
れている。ここで図２に示したものとの差異を説明する
と、ドレインＤの点１９６と結合線路２０ａの一端の点
１９５との間に伝送路１４１を追加し、結合線路２０ｂ
の両端をショート，オープン，キャパシタンス，インダ
クタンスからなるリアクティブ素子であるインピーダン
ス１５８，１５９で接地している点である。
【００３７】ここで伝送路１４１の電気長と寄生線路１
０３の電気長Δθとの和は、２次高調波の波長λの４分
の１と等価となるように設定され、インピーダンス１５
８はオープンすなわち、何も接続せず、インピーダンス
１５９はショートすなわち、短絡接地する。すると２次
高調波に対しては、両結合線路２０ａ，２０ｂが密に結
合しているために点１９５はオープン、点１８３ではシ
ョートが得られる。インピーダンス１５８としてキャパ
シタンスを用い、このキャパシタンスと結合線路２０ｂ
のインダクタンスとで形成する共振回路の共振周波数が
２次高調波の周波数（２ｆ0 ）となるように設定して
も、インピーダンス１５８をオープンにした場合と同じ
効果が得られる。結合線路２０ｂのインダクタンスとリ
アクティブ素子であるインピーダンス１５８，１５９の
構成する回路が２次高調波の周波数（２ｆ0 ）に対して
共振するように、これらのリアクティブ素子であるイン
ピーダンス１５８，１５９を選ぶことができる。
０３の電気長Δθとの和は、２次高調波の波長λの４分
の１と等価となるように設定され、インピーダンス１５
８はオープンすなわち、何も接続せず、インピーダンス
１５９はショートすなわち、短絡接地する。すると２次
高調波に対しては、両結合線路２０ａ，２０ｂが密に結
合しているために点１９５はオープン、点１８３ではシ
ョートが得られる。インピーダンス１５８としてキャパ
シタンスを用い、このキャパシタンスと結合線路２０ｂ
のインダクタンスとで形成する共振回路の共振周波数が
２次高調波の周波数（２ｆ0 ）となるように設定して
も、インピーダンス１５８をオープンにした場合と同じ
効果が得られる。結合線路２０ｂのインダクタンスとリ
アクティブ素子であるインピーダンス１５８，１５９の
構成する回路が２次高調波の周波数（２ｆ0 ）に対して
共振するように、これらのリアクティブ素子であるイン
ピーダンス１５８，１５９を選ぶことができる。
【００３８】図５には図１〜図４において重要な役割を
果たしている結合線路２０ａ，２０ｂを構成する結合線
路素子の第１の実施例の構造が示されている。ここで１
０は外部導体、２０ａ，２０ｂは帯状の結合線路、７０
は結合線路２０ａと２０ｂとの間および両結合線路２０
ａ，２０ｂと外部導体１０との間に充填された、たとえ
ば４フッ化エチレンやポリエチレンなどの高周波損失の
少ない誘電体である。
果たしている結合線路２０ａ，２０ｂを構成する結合線
路素子の第１の実施例の構造が示されている。ここで１
０は外部導体、２０ａ，２０ｂは帯状の結合線路、７０
は結合線路２０ａと２０ｂとの間および両結合線路２０
ａ，２０ｂと外部導体１０との間に充填された、たとえ
ば４フッ化エチレンやポリエチレンなどの高周波損失の
少ない誘電体である。
【００３９】図６には図５の結合線路素子の断面図とそ
こにおける電界が図示されている。（ａ）には偶モード
（イーブン・モード）における電界３１〜３４が、
（ｂ）には奇モード（オッド・モード）における電界３
５〜３７が示されている。（ａ）において、結合線路２
０ａ，２０ｂは同電位にあるために、その間に電界は無
く、周辺の外部導体１０との間でその電位差にもとづい
て電界３１〜３４が発生する。それに対して、（ｂ）に
おいては奇モードであるために、結合線路２０ａと２０
ｂとの間に強い電界３７が発生し、これにもとづいて、
両結合線路２０ａ，２０ｂ間には大きな結合容量が形成
される。両結合線路２０ａ，２０ｂと周辺の外部導体１
０との間には弱い電界３５，３６が発生する。図６
（ａ），（ｂ）の場合には、結合線路２０ａ，２０ｂは
外部導体１０により全周を被われているから、漏洩電界
が無く、それによる電力損失は無い。
こにおける電界が図示されている。（ａ）には偶モード
（イーブン・モード）における電界３１〜３４が、
（ｂ）には奇モード（オッド・モード）における電界３
５〜３７が示されている。（ａ）において、結合線路２
０ａ，２０ｂは同電位にあるために、その間に電界は無
く、周辺の外部導体１０との間でその電位差にもとづい
て電界３１〜３４が発生する。それに対して、（ｂ）に
おいては奇モードであるために、結合線路２０ａと２０
ｂとの間に強い電界３７が発生し、これにもとづいて、
両結合線路２０ａ，２０ｂ間には大きな結合容量が形成
される。両結合線路２０ａ，２０ｂと周辺の外部導体１
０との間には弱い電界３５，３６が発生する。図６
（ａ），（ｂ）の場合には、結合線路２０ａ，２０ｂは
外部導体１０により全周を被われているから、漏洩電界
が無く、それによる電力損失は無い。
【００４０】図５に示した構造は、たとえば基本周波数
をｆ0 、２倍波の周波数２ｆ0 の波長をλとすると、λ
／４（λ＝（２ｆ0 ）-1）の結合線路素子として使用
し、誘電体７０としてポリエチレン、ｆ0 ＝５ギガ・ヘ
ルツのとき断面が２×２ｍｍ程度であり、長さが５ｍｍ
程度である。この結合線路素子はチップ部品として扱う
ことができるから、プリント基板やハイブリッド集積回
路基板上に簡単に搭載することができ、搭載工程の簡素
化が図られる。さらに プリント基板などの基板の材質
とは異なるものを誘電体７０として選択できるから、高
周波信号に対して低損失で高誘電率の材料（たとえばセ
ラミックス）を用いるならば結合線路素子の小型化が可
能となる。
をｆ0 、２倍波の周波数２ｆ0 の波長をλとすると、λ
／４（λ＝（２ｆ0 ）-1）の結合線路素子として使用
し、誘電体７０としてポリエチレン、ｆ0 ＝５ギガ・ヘ
ルツのとき断面が２×２ｍｍ程度であり、長さが５ｍｍ
程度である。この結合線路素子はチップ部品として扱う
ことができるから、プリント基板やハイブリッド集積回
路基板上に簡単に搭載することができ、搭載工程の簡素
化が図られる。さらに プリント基板などの基板の材質
とは異なるものを誘電体７０として選択できるから、高
周波信号に対して低損失で高誘電率の材料（たとえばセ
ラミックス）を用いるならば結合線路素子の小型化が可
能となる。
【００４１】図７には、図５の結合線路素子をプリント
基板やハイブリッド集積回路基板の基板上に表面実装し
易くするために電極を設けた例を示している。図７
（ａ）は結合線路素子の正面図、（ｂ）はＢ−Ｂ′断面
を示す図、（ｃ）は（ａ）に示した図の底面図、（ｄ）
は電極４１ａ，４１ｂおよびその周辺部を示すための部
分斜視図である。図７に示した各構成要素のうち図５に
示したものに対応するものについては同じ記号を付し
た。
基板やハイブリッド集積回路基板の基板上に表面実装し
易くするために電極を設けた例を示している。図７
（ａ）は結合線路素子の正面図、（ｂ）はＢ−Ｂ′断面
を示す図、（ｃ）は（ａ）に示した図の底面図、（ｄ）
は電極４１ａ，４１ｂおよびその周辺部を示すための部
分斜視図である。図７に示した各構成要素のうち図５に
示したものに対応するものについては同じ記号を付し
た。
【００４２】図７において、図５に示した結合線路素子
と異なる部分について説明すると、結合線路２０ａ，２
０ｂの両端に電極４１ａ，４１ｂを設けたことであり、
それにともない、電極４１ａ，４１ｂの部分を逃げるた
めの切り欠き部５１を外部導体１１に設けた点である。
と異なる部分について説明すると、結合線路２０ａ，２
０ｂの両端に電極４１ａ，４１ｂを設けたことであり、
それにともない、電極４１ａ，４１ｂの部分を逃げるた
めの切り欠き部５１を外部導体１１に設けた点である。
【００４３】図８には、図５に示した第１の実施例とは
異なる第２の実施例の構造が示されている。ここでは、
外部導体１２の下部は、結合線路２０ａ，２０ｂの下部
と同じ水準の位置にあり、両結合線路２０ａ，２０ｂの
間および両結合線路２０ａ，２０ｂと外部導体１２との
間には誘電体７１が充填されている。７２は誘電体であ
り、その底面には外部導体１３が設けられている。この
構造によって、図６に示した電界の分布と近似の電界分
布が得られる。すなわち、誘電体を通って空中へ漏洩す
る電磁界はほとんど生じない。この構造においては、誘
電体７２および外部導体１３は、プリント基板やハイブ
リッド集積回路基板をそのまま用いてもよい。
異なる第２の実施例の構造が示されている。ここでは、
外部導体１２の下部は、結合線路２０ａ，２０ｂの下部
と同じ水準の位置にあり、両結合線路２０ａ，２０ｂの
間および両結合線路２０ａ，２０ｂと外部導体１２との
間には誘電体７１が充填されている。７２は誘電体であ
り、その底面には外部導体１３が設けられている。この
構造によって、図６に示した電界の分布と近似の電界分
布が得られる。すなわち、誘電体を通って空中へ漏洩す
る電磁界はほとんど生じない。この構造においては、誘
電体７２および外部導体１３は、プリント基板やハイブ
リッド集積回路基板をそのまま用いてもよい。
【００４４】図９には、図８の結合線路素子をプリント
基板やハイブリッド集積回路基板の基板上に表面実装し
易くするために電極を設けた例を示している。図９
（ａ）は結合線路素子の正面図、（ｂ）はＣ−Ｃ′断面
を示す図、（ｃ）は（ａ）に示した図の底面図、（ｄ）
は電極を示すための部分斜視図である。図９に示した各
構成要素のうち図８に示したものに対応するものについ
ては同じ記号を付した。図７において、図８に示した結
合線路素子と異なる部分について説明すると、結合線路
２０ａ，２０ｂの両端に電極４２ａ，４２ｂを設けたこ
とである。
基板やハイブリッド集積回路基板の基板上に表面実装し
易くするために電極を設けた例を示している。図９
（ａ）は結合線路素子の正面図、（ｂ）はＣ−Ｃ′断面
を示す図、（ｃ）は（ａ）に示した図の底面図、（ｄ）
は電極を示すための部分斜視図である。図９に示した各
構成要素のうち図８に示したものに対応するものについ
ては同じ記号を付した。図７において、図８に示した結
合線路素子と異なる部分について説明すると、結合線路
２０ａ，２０ｂの両端に電極４２ａ，４２ｂを設けたこ
とである。
【００４５】図５ないし図９により説明した結合線路素
子においては偶モードと奇モードの位相速度を一致させ
ることができ、結合線路２０ａ，２０ｂが面対向してい
るために結合容量が大きく、接地した外部導体１０〜１
３から外部へ高周波信号の電磁界が漏洩することもな
く、それによる電力損失が生じない。また、チップ部品
として取り扱うことができ、誘電体７０〜７２のそれぞ
れの材質も、図１ないし図４の回路を構成するプリント
基板やハイブリッド集積回路基板の材質とは別個の材質
を誘電体材料として選択することも可能である。たとえ
ば、セラミックなどの比誘電率の大きな材料を用いるな
らば、極めて小型の結合線路素子となるので高効率の高
周波信号の電力増幅器の小型化に有用である。
子においては偶モードと奇モードの位相速度を一致させ
ることができ、結合線路２０ａ，２０ｂが面対向してい
るために結合容量が大きく、接地した外部導体１０〜１
３から外部へ高周波信号の電磁界が漏洩することもな
く、それによる電力損失が生じない。また、チップ部品
として取り扱うことができ、誘電体７０〜７２のそれぞ
れの材質も、図１ないし図４の回路を構成するプリント
基板やハイブリッド集積回路基板の材質とは別個の材質
を誘電体材料として選択することも可能である。たとえ
ば、セラミックなどの比誘電率の大きな材料を用いるな
らば、極めて小型の結合線路素子となるので高効率の高
周波信号の電力増幅器の小型化に有用である。
【００４６】以上の説明においては、増幅素子として電
界効果トランジスタを用いた場合について説明したが、
それに代えてバイポーラ・トランジスタを用いても同様
の効果が得られることは以上の説明から明らかであろ
う。
界効果トランジスタを用いた場合について説明したが、
それに代えてバイポーラ・トランジスタを用いても同様
の効果が得られることは以上の説明から明らかであろ
う。
【００４７】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明に
よるならば、高周波電力増幅器の効率を悪化する１つの
要因である基本波の２次高調波に対して増幅素子の出力
端子を仮想接地することができるようにした。このよう
な効果をさらに高めるために面対向した帯状の２つの結
合線路を外部導体で被い、誘電体を充填した結合線路素
子を用いたので小型で広帯域で高効率の高周波における
電力増幅器の製作が可能となった。したがって、本発明
の効果は極めて大きい。
よるならば、高周波電力増幅器の効率を悪化する１つの
要因である基本波の２次高調波に対して増幅素子の出力
端子を仮想接地することができるようにした。このよう
な効果をさらに高めるために面対向した帯状の２つの結
合線路を外部導体で被い、誘電体を充填した結合線路素
子を用いたので小型で広帯域で高効率の高周波における
電力増幅器の製作が可能となった。したがって、本発明
の効果は極めて大きい。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図およびその等価
回路図である。
回路図である。
【図２】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図３】図２の等価回路を示す回路図である。
【図４】本発明のさらに他の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図５】図１の構成要素である結合線路素子の一実施例
を示す透視斜視図である。
を示す透視斜視図である。
【図６】図３の結合線路素子の偶モードおよび奇モード
の電界分布を示す電界図である。
の電界分布を示す電界図である。
【図７】図３の結合線路素子の具体的な構造を示す構造
図である。
図である。
【図８】図１の結合線路素子の他の実施例を示す透視斜
視図である。
視図である。
【図９】図６の結合線路素子の具体的な構造を示す構造
図である。
図である。
【図１０】従来例の増幅器の動作原理を説明するための
回路図である。
回路図である。
【図１１】図８の増幅器のドレイン電流波形およびドレ
イン電圧波形を示す波形図である。
イン電圧波形を示す波形図である。
【図１２】他の従来例を示す回路図および第２高調波の
定在波図である。
定在波図である。
【図１３】実装された従来の増幅器の回路図と高周波信
号の位相角を示す位相図である。
号の位相角を示す位相図である。
【図１４】図１０の回路の基本波における等価回路図で
ある。
ある。
【図１５】他の従来例を示す回路図である。
１０〜１３ 外部導体 ２０ 結合線路 ３１〜３７ 電界 ４１，４２ 電極 ５１ 切り欠き部 ７０〜７２ 誘電体 １０１ 電界効果トランジスタ １０２ 増幅素子部 １０３ 寄生線路 １０６，１０７ 高周波信号源 １０８ 高周波定電流源 １０９ 信号源インピーダンス １１０ 主伝送路 １１１，１１２ 部分伝送路 １１３〜１１５ 伝送路 １１６ 部分伝送路 １１８ オープン・スタブ １２１ 入力端子 １３４ 基本波整合回路 １４１ 伝送路 １５０ 負荷インピーダンス １５６〜１５９ インピーダンス １７１ 電流波形 １７２ 電圧波形 １８１〜１９６ 点 Ｃ１〜Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７ キャパシタンス ＩDC 直流電流 ＩD （ｔ），ＩM （ｔ），ＩOUT （ｔ） 高周波電流 Ｌ１〜Ｌ３，Ｌ６，Ｌ７ インダクタンス Δθ，θ１〜θ６ 電気長 ＶDS ，ＶGS 直流電源 ＶD （ｔ） 高周波ドレイン電圧
Claims (4)
- 【請求項１】 高周波信号を増幅素子部（１０２）にお
いて電力増幅して高周波電力を出力端子（Ｄ）に得るた
めの電力増幅手段（１０１）と、 前記電力増幅手段の出力端子である第１の接続点（１９
３）と、この第１の接続点から第１の電気長を有し、高
周波信号の出力を得る第２の接続点（１９４）までの第
１の結合線路手段（２０ａ）と、 前記第１の電気長と同じ長さであり、相互に結合を有
し、前記増幅素子部と前記出力端子との間に寄生する寄
生線路（１０３）を含む電気長が、前記電力増幅手段に
おいて増幅する高周波信号の基本波の２次高調波に対し
て前記増幅素子部の出力が仮想接地されるような電気長
であり、前記増幅素子部の出力が仮想接地されるように
作用する第２の結合線路手段（２０ｂ）とを含む高周波
電力増幅器。 - 【請求項２】 高周波信号を増幅素子部（１０２）にお
いて電力増幅して高周波電力を出力端子（Ｄ）に得るた
めの電力増幅手段（１０１）と、 前記電力増幅手段の出力端子に一端（１９６）を接続さ
れ、前記増幅素子部と前記出力端子との間の電気長が、
前記電力増幅手段において増幅する高周波信号の基本波
の２次高調波の波長の４分の１より長くはない伝送路手
段（１４１）と、 前記伝送路手段の他端（１９５）と高周波信号の基本波
出力を得る点（１９４）を接続する第１の結合線路手段
（２０ａ）と、 前記第１の結合線路手段に同じ電気長を有し、相互に結
合を有して、前記２次高調波に対して前記伝送路手段の
他端（１９５）をオープンにすることにより前記増幅素
子部の出力を仮想接地するように作用する第２の結合線
路手段（２０ｂ）とを含む高周波電力増幅器。 - 【請求項３】 前記第１および第２の結合線路手段が、 ２つの帯状の導体の面を対向して並行に配置された結合
線路と、 前記２つの結合線路の電界を実質的に封じ込めるための
前記２つの結合線路に沿ってその周辺を被う外部導体
（１０）と、 前記２つの結合線路間および前記２つの結合線路と前記
外部導体との間を充填する誘電体（７０）とを含む請求
項１または２記載の高周波電力増幅器。 - 【請求項４】 前記第１および第２の結合線路手段が、 ２つの帯状の導体の面を対向して並行に配置された結合
線路と、 底面に基板外部導体（１３）を有する基板誘電体（７
２）からなる基板の上面に設置して、前記２つの結合線
路の電界を実質的に封じ込めるための前記帯状の導体の
面を前記基板に垂直にした前記２つの結合線路に沿って
前記基板誘電体に面していない前記２つの結合線路の周
辺を被う外部導体（１２）と、 前記２つの結合線路間
および前記２つの結合線路と前記外部導体との間を充填
する誘電体（７１）とを含む請求項１または２記載の高
周波電力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02316292A JP3179164B2 (ja) | 1992-01-13 | 1992-01-13 | 高周波電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02316292A JP3179164B2 (ja) | 1992-01-13 | 1992-01-13 | 高周波電力増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191175A true JPH05191175A (ja) | 1993-07-30 |
| JP3179164B2 JP3179164B2 (ja) | 2001-06-25 |
Family
ID=12102920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02316292A Expired - Fee Related JP3179164B2 (ja) | 1992-01-13 | 1992-01-13 | 高周波電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3179164B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0613806A (ja) * | 1992-06-25 | 1994-01-21 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電力増幅器 |
| JPH06224661A (ja) * | 1993-01-27 | 1994-08-12 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電力増幅器 |
| JP2000138552A (ja) * | 1998-10-29 | 2000-05-16 | Kyocera Corp | 弾性表面波装置 |
| JP2006515723A (ja) * | 2002-10-08 | 2006-06-01 | メイコム インコーポレイテッド | マルチバンド信号処理装置、処理方法及び製造物 |
| EP2302731A1 (en) | 2009-09-18 | 2011-03-30 | Fujitsu Limited | Filter and amplifying circuit |
| JP2018142827A (ja) * | 2017-02-27 | 2018-09-13 | 三菱電機特機システム株式会社 | 半導体装置および電子機器 |
-
1992
- 1992-01-13 JP JP02316292A patent/JP3179164B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0613806A (ja) * | 1992-06-25 | 1994-01-21 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電力増幅器 |
| JPH06224661A (ja) * | 1993-01-27 | 1994-08-12 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電力増幅器 |
| JP2000138552A (ja) * | 1998-10-29 | 2000-05-16 | Kyocera Corp | 弾性表面波装置 |
| JP2006515723A (ja) * | 2002-10-08 | 2006-06-01 | メイコム インコーポレイテッド | マルチバンド信号処理装置、処理方法及び製造物 |
| EP2302731A1 (en) | 2009-09-18 | 2011-03-30 | Fujitsu Limited | Filter and amplifying circuit |
| JP2018142827A (ja) * | 2017-02-27 | 2018-09-13 | 三菱電機特機システム株式会社 | 半導体装置および電子機器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3179164B2 (ja) | 2001-06-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |