JP2627113B2 - 高周波電力増幅器 - Google Patents
高周波電力増幅器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線通信機の送信電力増
幅器に係わり、とくに小型で電力効率の高い高周波電力
増幅器に関するものである。
幅器に係わり、とくに小型で電力効率の高い高周波電力
増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＵＨＦ帯移動無線機の送信機には大電力
の信号を出力するために、１Ｗ〜数Ｗ程度の高周波電力
増幅器が用いられる。一般に移動無線機は固定型の無線
機に比べ、小型で低消費電力にする必要がある。このた
め、無線機のＤＣ電力の大部分を消費する電力増幅器に
は、ＤＣ−ＲＦ電力変換効率が高く小型であることが求
められる。
の信号を出力するために、１Ｗ〜数Ｗ程度の高周波電力
増幅器が用いられる。一般に移動無線機は固定型の無線
機に比べ、小型で低消費電力にする必要がある。このた
め、無線機のＤＣ電力の大部分を消費する電力増幅器に
は、ＤＣ−ＲＦ電力変換効率が高く小型であることが求
められる。
【０００３】とくに、携帯用の無線電話機等において
は、無線機が小型であることと、電池の１回充電当たり
の通話時間の長さが製品の重要なセールス・ポイントで
あるために、電力増幅器の小型化と高変換効率化が計ら
れている。
は、無線機が小型であることと、電池の１回充電当たり
の通話時間の長さが製品の重要なセールス・ポイントで
あるために、電力増幅器の小型化と高変換効率化が計ら
れている。
【０００４】電力増幅器は、たとえば３０ｄＢ程度の利
得を持つ増幅器モジュールの形で用いられており、モジ
ュールは２〜３段の増幅器列で構成されている。入力側
の前置増幅器は電力レベルの低い駆動段であるので、増
幅器モジュールとしての電力変換効率は終段の電力増幅
器の効率が決定的に支配している。
得を持つ増幅器モジュールの形で用いられており、モジ
ュールは２〜３段の増幅器列で構成されている。入力側
の前置増幅器は電力レベルの低い駆動段であるので、増
幅器モジュールとしての電力変換効率は終段の電力増幅
器の効率が決定的に支配している。
【０００５】電力増幅器にはＡ級（理論効率５０％）、
Ｂ級（理論効率７８．５％）、Ｃ級等の動作モードがあ
ることはよく知られているが、この他にも理論効率が１
００％に近いＤ級、Ｅ級、Ｆ級などと呼ばれる高効率動
作モードの理論的研究がラーブ氏によって、つぎの文献
に紹介されている。
Ｂ級（理論効率７８．５％）、Ｃ級等の動作モードがあ
ることはよく知られているが、この他にも理論効率が１
００％に近いＤ級、Ｅ級、Ｆ級などと呼ばれる高効率動
作モードの理論的研究がラーブ氏によって、つぎの文献
に紹介されている。
【０００６】文献１． フレデリック Ｈ．ラーブ（Fre
derick H. Raab）“クラスＥ同調電力増幅器の理想化さ
れた動作”（Idealized Operation of the Class E Tu
nedPower Amplifier）IEEE Circuits Syst., vol. CAS
-24, No.12, ７２５〜７３５頁 １９７７年１２月
derick H. Raab）“クラスＥ同調電力増幅器の理想化さ
れた動作”（Idealized Operation of the Class E Tu
nedPower Amplifier）IEEE Circuits Syst., vol. CAS
-24, No.12, ７２５〜７３５頁 １９７７年１２月
【０００７】文献２． フレデリック Ｈ．ラーブ“高
効率増幅回路のクラス分け” 日経エレクトロニクス
１２１〜１４６頁 １９７６年８月２３日
効率増幅回路のクラス分け” 日経エレクトロニクス
１２１〜１４６頁 １９７６年８月２３日
【０００８】高周波帯で高効率増幅を行うには高周波特
性の優れた能動素子が必要である。近年ガリウム砒素電
界効果トランジスタ（GaAs-FET）をはじめとする高速半
導体素子の出現と、高周波増幅器の高効率化への市場ニ
ーズとが相まって、高周波増幅器の実験的研究がなさ
れ、０．３〜２ＧＨｚ帯においても７０〜８０％のドレ
イン効率が得られるようになった。
性の優れた能動素子が必要である。近年ガリウム砒素電
界効果トランジスタ（GaAs-FET）をはじめとする高速半
導体素子の出現と、高周波増幅器の高効率化への市場ニ
ーズとが相まって、高周波増幅器の実験的研究がなさ
れ、０．３〜２ＧＨｚ帯においても７０〜８０％のドレ
イン効率が得られるようになった。
【０００９】高周波増幅器の高変換効率動作の概念を図
６および図７を用いて説明する。図６は電力増幅器の基
本構成を示しており、入力端子１２１からの高周波信号
をソースＳが接地された電界効果トランジスタ１０１で
のゲートＧに印加し増幅された高周波信号はそのドレイ
ンＤから得られて、基本波におけるインピーダンス整合
をとるための基本波整合回路１３４を介してアンテナで
ある負荷インピーダンス１５０へ高周波電力が供給され
る。ここでＬ６およびＬ７はインダクタンスであり、そ
れぞれ直流電源ＶGS，ＶDSをゲートＧおよびドレインＤ
に供給している。ここでＩDCはドレインＤへの直流電
流、ＶD（ｔ） は高周波ドレイン電圧、ＩD（ｔ）はド
レインＤへの高周波電流、ＩM（ｔ） は基本波整合回路
１３４への高周波電流、ＩOUT（ｔ） は負荷インピーダ
ンス１５０への高周波電流である。
６および図７を用いて説明する。図６は電力増幅器の基
本構成を示しており、入力端子１２１からの高周波信号
をソースＳが接地された電界効果トランジスタ１０１で
のゲートＧに印加し増幅された高周波信号はそのドレイ
ンＤから得られて、基本波におけるインピーダンス整合
をとるための基本波整合回路１３４を介してアンテナで
ある負荷インピーダンス１５０へ高周波電力が供給され
る。ここでＬ６およびＬ７はインダクタンスであり、そ
れぞれ直流電源ＶGS，ＶDSをゲートＧおよびドレインＤ
に供給している。ここでＩDCはドレインＤへの直流電
流、ＶD（ｔ） は高周波ドレイン電圧、ＩD（ｔ）はド
レインＤへの高周波電流、ＩM（ｔ） は基本波整合回路
１３４への高周波電流、ＩOUT（ｔ） は負荷インピーダ
ンス１５０への高周波電流である。
【００１０】図７（ａ）には図６のドレインＤへの高周
波電流ＩD（ｔ） の電流波形１７１が、図７（ｂ）には
図６の高周波ドレイン電圧ＶD（ｔ） の電圧波形１７２
が示されている。高周波電流ＩD（ｔ） は、 ＩD（ｔ）＝ΣＩCk exp（ｊｋωｔ）＝Ｉ0＋Ｉ1＋Ｉ2＋Ｉ3＋Ｉ4＋… （１） ここで、 Ｉ1 ＝Ｒｅ｛２ＩC1 exp（ｊωｔ）｝ Ｉ2 ＝Ｒｅ｛２ＩC2 exp（ｊ２ωｔ）｝ Ｉ3 ＝Ｒｅ｛２ＩC3 exp（ｊ３ωｔ）｝ Ｉ4 ＝Ｒｅ｛２ＩC4 exp（ｊ４ωｔ）｝ … と表わすことができる。ここでΣはｋを−∞から＋∞ま
で変えて加算することを表わし、ＩC は実部および虚部
を含む複素電流を示し、Ｒｅはその実部を示している。
波電流ＩD（ｔ） の電流波形１７１が、図７（ｂ）には
図６の高周波ドレイン電圧ＶD（ｔ） の電圧波形１７２
が示されている。高周波電流ＩD（ｔ） は、 ＩD（ｔ）＝ΣＩCk exp（ｊｋωｔ）＝Ｉ0＋Ｉ1＋Ｉ2＋Ｉ3＋Ｉ4＋… （１） ここで、 Ｉ1 ＝Ｒｅ｛２ＩC1 exp（ｊωｔ）｝ Ｉ2 ＝Ｒｅ｛２ＩC2 exp（ｊ２ωｔ）｝ Ｉ3 ＝Ｒｅ｛２ＩC3 exp（ｊ３ωｔ）｝ Ｉ4 ＝Ｒｅ｛２ＩC4 exp（ｊ４ωｔ）｝ … と表わすことができる。ここでΣはｋを−∞から＋∞ま
で変えて加算することを表わし、ＩC は実部および虚部
を含む複素電流を示し、Ｒｅはその実部を示している。
【００１１】同様に高周波ドレイン電圧ＶD（ｔ） は、 ＶD（ｔ）＝ΣＶCk exp（ｊｋωｔ）＝Ｖ0＋Ｖ1＋Ｖ2＋Ｖ3＋Ｖ4＋… （２） ここで、 Ｖ1＝Ｒｅ｛２ＶC1 exp（ｊωｔ）｝ Ｖ2＝Ｒｅ｛２ＶC2 exp（ｊ２ωｔ）｝ Ｖ3＝Ｒｅ｛２ＶC3 exp（ｊ３ωｔ）｝ Ｖ4＝Ｒｅ｛２ＶC4 exp（ｊ４ωｔ）｝ … と表わすことができる。ここでΣはｋを−∞から＋∞ま
で変えて加算することを表わし、ＶC は実部および虚部
を含む複素電流を示し、Ｒｅはその実部を示している。
図６の点１８１から基本波整合回路１３４側をみたイン
ピーダンスをＺM （ω）とし、ω＝２πｆとするなら
ば、式（１）および（２）の各電流ＩC および電圧ＶC
の間には、 ＶC1＝−ＺM （ω）ＩC1 ＶC2＝−ＺM （２ω）ＩC2 ＶC3＝−ＺM （３ω）ＩC3 ＶC4＝−ＺM （４ω）ＩC4 …… （３） の関係があるので、点１８１から右側を見た各調波に対
するインピーダンスＺM （ｋω）により式（１）および
（２）の高周波電流ＩD（ｔ）および高周波ドレイン電
圧ＶD（ｔ）の波形が変化することがわかる。
で変えて加算することを表わし、ＶC は実部および虚部
を含む複素電流を示し、Ｒｅはその実部を示している。
図６の点１８１から基本波整合回路１３４側をみたイン
ピーダンスをＺM （ω）とし、ω＝２πｆとするなら
ば、式（１）および（２）の各電流ＩC および電圧ＶC
の間には、 ＶC1＝−ＺM （ω）ＩC1 ＶC2＝−ＺM （２ω）ＩC2 ＶC3＝−ＺM （３ω）ＩC3 ＶC4＝−ＺM （４ω）ＩC4 …… （３） の関係があるので、点１８１から右側を見た各調波に対
するインピーダンスＺM （ｋω）により式（１）および
（２）の高周波電流ＩD（ｔ）および高周波ドレイン電
圧ＶD（ｔ）の波形が変化することがわかる。
【００１２】電界効果トランジスタ１０１の電力損失Ｐ
F は、 ＰF ＝Ｔ-1∫ ＶD（ｔ）ＩD（ｔ）dt （４） ここで、Ｔ＝２π／ω，ω＝２πｆであり、∫は０から
Ｔまでの期間積分することを表わしている。
F は、 ＰF ＝Ｔ-1∫ ＶD（ｔ）ＩD（ｔ）dt （４） ここで、Ｔ＝２π／ω，ω＝２πｆであり、∫は０から
Ｔまでの期間積分することを表わしている。
【００１３】基本波の周波数ｆ0 における電界効果トラ
ンジスタ１０１のドレインＤからの出力ＰOUT（１）
は、 ω0 ＝２πｆ0 とすると、 ＰOUT（１）＝２Ｒｅ｛ＺM （ω0 ）｝｜ＩC1 ｜2 （５） ｋ次の高調波の周波数ｋｆ0 における電界効果トランジ
スタ１０１のドレインＤからの出力電力ＰOUT（ｋ）
は、 ＰOUT（ｋ）＝２Ｒｅ｛ＺM （ｋω0 ）｝｜ＩCk ｜2 （６）
ンジスタ１０１のドレインＤからの出力ＰOUT（１）
は、 ω0 ＝２πｆ0 とすると、 ＰOUT（１）＝２Ｒｅ｛ＺM （ω0 ）｝｜ＩC1 ｜2 （５） ｋ次の高調波の周波数ｋｆ0 における電界効果トランジ
スタ１０１のドレインＤからの出力電力ＰOUT（ｋ）
は、 ＰOUT（ｋ）＝２Ｒｅ｛ＺM （ｋω0 ）｝｜ＩCk ｜2 （６）
【００１４】図６の回路の直流電源ＶDSから供給される
消費電力ＰDC ＰDC＝ＶDSＩDC＝ＰF＋ΣＰOUT（ｋ） （７） となる。ここでＶDSは直流電源ＶDSの電圧であり、Σは
ｋ＝１から∞まで変えたときの合計を表わしている。電
界効果トランジスタ１０１のドレインＤにおける基本波
の周波数ｆ0 の出力電力を得るドレイン効率ηは、 η＝ＰOUT（１）／ＰDC （８） である。
消費電力ＰDC ＰDC＝ＶDSＩDC＝ＰF＋ΣＰOUT（ｋ） （７） となる。ここでＶDSは直流電源ＶDSの電圧であり、Σは
ｋ＝１から∞まで変えたときの合計を表わしている。電
界効果トランジスタ１０１のドレインＤにおける基本波
の周波数ｆ0 の出力電力を得るドレイン効率ηは、 η＝ＰOUT（１）／ＰDC （８） である。
【００１５】式（８）に示したドレイン効率ηを大きく
して高効率化を図るためには、消費電力ＰDCの減少と、
基本波の周波数ｆ0の出力電力ＰOUT（１）の増大が必要
となる。
して高効率化を図るためには、消費電力ＰDCの減少と、
基本波の周波数ｆ0の出力電力ＰOUT（１）の増大が必要
となる。
【００１６】そこで消費電力ＰDCを減少せしめるため
に、式（７）の電界効果トランジスタ１０１の電力損失
ＰF を減少することが必要であり、それには、式（４）
に示された電力損失ＰF の原因となる高周波ドレイン電
圧ＶD（ｔ） とドレインＤの高周波電流ＩD（ｔ） の
積、すなわち、図７のＩD（ｔ）とＶD（ｔ）が時間的に
重なっている部分（電流波形１７１ａの立下り部分と電
圧波形１７２ａの立上り部分、同じく１７２ａの立下り
部分と１７１ｂの立上り部分、１７１ｂの立下り部分と
１７２ｂの立上り部分）を小さくするように図６の点１
８１から右（負荷側）を見たインピーダンスを設定する
必要がある。図７においてＩD（ｔ） を表わす電流波形
１７１ａ，１７１ｂと、ＶD（ｔ） を表わす電圧波形１
７２ａ，１７２ｂとの時間的な重なりが無くなれば、式
（４）の電力損失ＰF を除去することができる。また式
（７）の基本波（ｋ＝１）を除くｋ次の高調波の出力電
力ＰOU T （ｋ）（ただしｋは２以上）を０にするため
に、式（６）のｋ次の高調波における抵抗分Ｒｅ｛ＺM
（ｋω0 ）｝ を０にするか、あるいはｋ次の高調波に
おける高周波電流である複素電流ＩCkを０にすればよ
い。
に、式（７）の電界効果トランジスタ１０１の電力損失
ＰF を減少することが必要であり、それには、式（４）
に示された電力損失ＰF の原因となる高周波ドレイン電
圧ＶD（ｔ） とドレインＤの高周波電流ＩD（ｔ） の
積、すなわち、図７のＩD（ｔ）とＶD（ｔ）が時間的に
重なっている部分（電流波形１７１ａの立下り部分と電
圧波形１７２ａの立上り部分、同じく１７２ａの立下り
部分と１７１ｂの立上り部分、１７１ｂの立下り部分と
１７２ｂの立上り部分）を小さくするように図６の点１
８１から右（負荷側）を見たインピーダンスを設定する
必要がある。図７においてＩD（ｔ） を表わす電流波形
１７１ａ，１７１ｂと、ＶD（ｔ） を表わす電圧波形１
７２ａ，１７２ｂとの時間的な重なりが無くなれば、式
（４）の電力損失ＰF を除去することができる。また式
（７）の基本波（ｋ＝１）を除くｋ次の高調波の出力電
力ＰOU T （ｋ）（ただしｋは２以上）を０にするため
に、式（６）のｋ次の高調波における抵抗分Ｒｅ｛ＺM
（ｋω0 ）｝ を０にするか、あるいはｋ次の高調波に
おける高周波電流である複素電流ＩCkを０にすればよ
い。
【００１７】このような条件を実現する方法として、ド
レインＤの高周波電流ＩD（ｔ） を流通角１８０°の半
波整流波形とし、偶数次のインピーダンスを０とするた
めの、たとえばＢ級増幅器が使用されている。半波整流
時のドレインＤの高周波電流ＩD（ｔ） は、 ＩD（ｔ）＝１／π ＋（１／２） cos ω0 ｔ ＋（２／３π） cos（２ω0 ｔ） −（２／７π） cos（４ω0 ｔ） ＋（２／３５π） cos（６ω0 ｔ） −… （９） となる。式（９）を見ると、この高周波電流ＩD（ｔ）
はω0 で示される基本波と、たとえば２ω0 ，４ω0 ，
…などで示される偶数次の高調波成分を含むから、偶数
次高調波に対するインピーダンスを０にすれば偶数次高
調波における電圧は０になるから高周波ドレイン電圧Ｖ
D（ｔ） は基本波成分のみになり、式（８）に示すドレ
イン効率ηは高くなることが知られている。
レインＤの高周波電流ＩD（ｔ） を流通角１８０°の半
波整流波形とし、偶数次のインピーダンスを０とするた
めの、たとえばＢ級増幅器が使用されている。半波整流
時のドレインＤの高周波電流ＩD（ｔ） は、 ＩD（ｔ）＝１／π ＋（１／２） cos ω0 ｔ ＋（２／３π） cos（２ω0 ｔ） −（２／７π） cos（４ω0 ｔ） ＋（２／３５π） cos（６ω0 ｔ） −… （９） となる。式（９）を見ると、この高周波電流ＩD（ｔ）
はω0 で示される基本波と、たとえば２ω0 ，４ω0 ，
…などで示される偶数次の高調波成分を含むから、偶数
次高調波に対するインピーダンスを０にすれば偶数次高
調波における電圧は０になるから高周波ドレイン電圧Ｖ
D（ｔ） は基本波成分のみになり、式（８）に示すドレ
イン効率ηは高くなることが知られている。
【００１８】実際には、ｋ＝３以上の高次の高調波にお
ける高調波電力はｋ＝２の場合に比べて比較的小さいの
で、２次高調波（ｋ＝２）に対して、式（６）のインピ
ーダンス Ｒｅ｛ＺM（２ω0 ）｝ を０にして高いドレイン効率ηを得ようとしている。現
実には、図６の点１８１から右を見た基本波の２倍の周
波数２ｆ0 （２次高調波）に対するインピーダンスを０
に近づけることで実現しようとしている。
ける高調波電力はｋ＝２の場合に比べて比較的小さいの
で、２次高調波（ｋ＝２）に対して、式（６）のインピ
ーダンス Ｒｅ｛ＺM（２ω0 ）｝ を０にして高いドレイン効率ηを得ようとしている。現
実には、図６の点１８１から右を見た基本波の２倍の周
波数２ｆ0 （２次高調波）に対するインピーダンスを０
に近づけることで実現しようとしている。
【００１９】 前述のように能動素子である電界効果ト
ランジスタ１０１の動作には基本周波数だけでなく、そ
の高調波成分が関与している。現実の増幅器では、無線
通信機器の法規上、このような高調波成分の出力は低減
しなければならない。このために基本波整合回路１３４
は高調波に対する阻止機能を持たなければならない。
ランジスタ１０１の動作には基本周波数だけでなく、そ
の高調波成分が関与している。現実の増幅器では、無線
通信機器の法規上、このような高調波成分の出力は低減
しなければならない。このために基本波整合回路１３４
は高調波に対する阻止機能を持たなければならない。
【００２０】このことは能動素子である電界効果トラン
ジスタ１０１からみた高調波に対するインピーダンスＺ
（ω）（ω＝２ω0 ，３ω0 ，…，ここでω0 は基本波
の角周波数である。）は殆どリアクタンス成分でなけれ
ばならないことを意味する。すなわち、電圧反射係数 Γ＝（Ｚ（ω0 ）−Ｚ0 ）／（Ｚ（ω）＋Ｚ0 ） で表わせば、その絶対値｜Γ｜は殆ど１であることを要
する。ここでＺ0 ＝５０Ωである。
ジスタ１０１からみた高調波に対するインピーダンスＺ
（ω）（ω＝２ω0 ，３ω0 ，…，ここでω0 は基本波
の角周波数である。）は殆どリアクタンス成分でなけれ
ばならないことを意味する。すなわち、電圧反射係数 Γ＝（Ｚ（ω0 ）−Ｚ0 ）／（Ｚ（ω）＋Ｚ0 ） で表わせば、その絶対値｜Γ｜は殆ど１であることを要
する。ここでＺ0 ＝５０Ωである。
【００２１】一方、基本波に関するインピーダンスＺ
（ω）は所要の電力を出力すべく適切な値に設定される
必要がある。たとえば、電源電圧６Ｖ、出力電力２Ｗ程
度の場合にはＺ（ω）≒１０Ωである。このために基本
波整合回路１３４は基本波に対して負荷インピーダンス
１５０（インピーダンスＺ0 は通常５０Ω）を所定のイ
ンピーダンスに変換する低損失なインピーダンスとして
動作することが求められるとともに、２次高調波に関し
ても｜Γ｜＝１の条件を満たすことが必要である。
（ω）は所要の電力を出力すべく適切な値に設定される
必要がある。たとえば、電源電圧６Ｖ、出力電力２Ｗ程
度の場合にはＺ（ω）≒１０Ωである。このために基本
波整合回路１３４は基本波に対して負荷インピーダンス
１５０（インピーダンスＺ0 は通常５０Ω）を所定のイ
ンピーダンスに変換する低損失なインピーダンスとして
動作することが求められるとともに、２次高調波に関し
ても｜Γ｜＝１の条件を満たすことが必要である。
【００２２】高効率動作を実現するためのインピーダン
ス条件として、いわゆるＦ級動作が知られている。これ
は電流を半波整流波、電圧を矩形波状にしようとするも
ので、偶数次高調波に対してはショート（Γ＝１ exp
（ｊ１８０°））、奇数次高調波に対してはオープン
（Γ＝１ exp（ｊ０°））となるようにインピーダンス
Ｚ（ω）を設定するものである。
ス条件として、いわゆるＦ級動作が知られている。これ
は電流を半波整流波、電圧を矩形波状にしようとするも
ので、偶数次高調波に対してはショート（Γ＝１ exp
（ｊ１８０°））、奇数次高調波に対してはオープン
（Γ＝１ exp（ｊ０°））となるようにインピーダンス
Ｚ（ω）を設定するものである。
【００２３】このような高調波に対してのインピーダン
ス条件を実現するための方法としては、たとえば図８の
従来回路がある（特開昭６２−１１１）。
ス条件を実現するための方法としては、たとえば図８の
従来回路がある（特開昭６２−１１１）。
【００２４】 図８において、Ｃ２１，Ｌ２１〜Ｃ２
３，Ｌ２３は偶数次高調波に対して共振する直列共振
器、Ｃ３１，Ｌ３１〜Ｃ３３，Ｌ３３は奇数次高調波に
対して共振する直列共振器であって、各直列共振器は能
動素子である電界効果トランジスタ１０１の出力端子で
ある点１８１と負荷インピーダンス１５０との間を接続
する主伝送路１１０にシャント接続されている。
３，Ｌ２３は偶数次高調波に対して共振する直列共振
器、Ｃ３１，Ｌ３１〜Ｃ３３，Ｌ３３は奇数次高調波に
対して共振する直列共振器であって、各直列共振器は能
動素子である電界効果トランジスタ１０１の出力端子で
ある点１８１と負荷インピーダンス１５０との間を接続
する主伝送路１１０にシャント接続されている。
【００２５】直列共振器は共振周波数においてはインピ
ーダンスが０となり、共振周波数より遠く離れた周波数
では比較的高いインピーダンスを持つ。したがって主伝
送路１１０にシャント接続された直列共振器は、その接
続点において周波数選択的に主伝送路１１０を接地する
ことになり、点１８１からみた反射係数Γは各高調波周
波数に対して｜Γ｜＝１の条件が実現される。
ーダンスが０となり、共振周波数より遠く離れた周波数
では比較的高いインピーダンスを持つ。したがって主伝
送路１１０にシャント接続された直列共振器は、その接
続点において周波数選択的に主伝送路１１０を接地する
ことになり、点１８１からみた反射係数Γは各高調波周
波数に対して｜Γ｜＝１の条件が実現される。
【００２６】能動素子である電界効果トランジスタ１０
１からみたインピーダンスＺ（ω）をショート（Γ＝１
exp（ｊ１８０°）またはオープン（Γ＝１ exp（ｊ０
°）にするには、各直列共振器を接続する主伝送路１１
０上の位置を適当に選べばよい。
１からみたインピーダンスＺ（ω）をショート（Γ＝１
exp（ｊ１８０°）またはオープン（Γ＝１ exp（ｊ０
°）にするには、各直列共振器を接続する主伝送路１１
０上の位置を適当に選べばよい。
【００２７】すなわち、能動素子である電界効果トラン
ジスタ１０１の出力端子である点１８１から右側をみた
電圧反射係数Γ（＝｜Γ｜ exp（ｊθ））は出力端子で
ある点１８１から各共振器接続点までの伝送線路長によ
ってその位相角θが変わるので、共振器の接続位置を適
当に選んで偶数次高調波に対してはθ＝１８０°、奇数
次高調波に対してはθ＝０°の条件を実現できる。
ジスタ１０１の出力端子である点１８１から右側をみた
電圧反射係数Γ（＝｜Γ｜ exp（ｊθ））は出力端子で
ある点１８１から各共振器接続点までの伝送線路長によ
ってその位相角θが変わるので、共振器の接続位置を適
当に選んで偶数次高調波に対してはθ＝１８０°、奇数
次高調波に対してはθ＝０°の条件を実現できる。
【００２８】なお、基本波に対するインピーダンス整合
の機能を果たす主要な基本波整合回路１３４は直列共振
器群の後方に構成されている。したがって、高調波に対
するインピーダンス条件を実現した上で、所定の基本波
インピーダンスＺ（ω）を持つように基本波整合回路１
３４を決定すれば、高調波と基本波のインピーダンス条
件をほぼ独立に設定できる。
の機能を果たす主要な基本波整合回路１３４は直列共振
器群の後方に構成されている。したがって、高調波に対
するインピーダンス条件を実現した上で、所定の基本波
インピーダンスＺ（ω）を持つように基本波整合回路１
３４を決定すれば、高調波と基本波のインピーダンス条
件をほぼ独立に設定できる。
【００２９】現実の高周波半導体の動作は複雑で、素子
の内部やパッケージ等にもインダクタンスや容量などの
浮遊回路素子を持つ。このため前記のＦ級動作は観念的
な概念であって、効率の高い最適なインピーダンス条件
はいわゆるＦ級の条件とは異なる。また高調波に対して
もあまり高次の成分の効果を考慮することは現実的では
ない。半波整流波の主要な周波数成分は基本波と偶数次
高調波であって、その偶数次高調波も高次の成分ほど強
度は小さくなる。このため高効率化に対して支配的なの
は２次高調波に対するインピーダンスであって、これを
最適に選ぶことが重要である。この観点から実施されて
いる、他の従来回路例（特開昭６０−５６１５）を図９
に示す。
の内部やパッケージ等にもインダクタンスや容量などの
浮遊回路素子を持つ。このため前記のＦ級動作は観念的
な概念であって、効率の高い最適なインピーダンス条件
はいわゆるＦ級の条件とは異なる。また高調波に対して
もあまり高次の成分の効果を考慮することは現実的では
ない。半波整流波の主要な周波数成分は基本波と偶数次
高調波であって、その偶数次高調波も高次の成分ほど強
度は小さくなる。このため高効率化に対して支配的なの
は２次高調波に対するインピーダンスであって、これを
最適に選ぶことが重要である。この観点から実施されて
いる、他の従来回路例（特開昭６０−５６１５）を図９
に示す。
【００３０】図９において、２１２は主伝送路２１１に
結合するように微少な線路間隔ｓを隔てて並行に設けら
れた副線路で、２次高調波の波長のほぼ１／４の長さを
持ち、副線路２１２の中央部が接地されている。副線路
２１２の両端には終端用のキャパシタンスＣ１１および
Ｃ１２が接続されており、２次高調波に対して共振する
共振回路を構成している。主伝送路２１１とは電磁気的
に結合しているので、能動素子である電界効果トランジ
スタ１０１の出力端子である点１８１から右側を見れば
２次高調波に対して共振する特性が得られる。キャパシ
タＣ１１およびＣ１２の値を適当に選ぶことによって、
２次高調波に対する電圧反射係数Γ（２ω0 ）の位相角
は広範に変化させることができる。したがって終端用の
キャパシタンスＣ１１，Ｃ１２の値を適当に選べば効率
が最大となるように、２次高調波に対するインピーダン
ス条件を設定することができる。
結合するように微少な線路間隔ｓを隔てて並行に設けら
れた副線路で、２次高調波の波長のほぼ１／４の長さを
持ち、副線路２１２の中央部が接地されている。副線路
２１２の両端には終端用のキャパシタンスＣ１１および
Ｃ１２が接続されており、２次高調波に対して共振する
共振回路を構成している。主伝送路２１１とは電磁気的
に結合しているので、能動素子である電界効果トランジ
スタ１０１の出力端子である点１８１から右側を見れば
２次高調波に対して共振する特性が得られる。キャパシ
タＣ１１およびＣ１２の値を適当に選ぶことによって、
２次高調波に対する電圧反射係数Γ（２ω0 ）の位相角
は広範に変化させることができる。したがって終端用の
キャパシタンスＣ１１，Ｃ１２の値を適当に選べば効率
が最大となるように、２次高調波に対するインピーダン
ス条件を設定することができる。
【００３１】図１０には増幅器の反射係数平面を表わす
スミス・チャートが示されている。ここで点３００はオ
ープンを、点３０１はショートを表わしている。
スミス・チャートが示されている。ここで点３００はオ
ープンを、点３０１はショートを表わしている。
【００３２】移動対通信で用いられる、ＵＨＦ〜数ギガ
ヘルツ帯で出力１Ｗ〜数Ｗ程度の増幅器について、高効
率動作に必要な２次高調波に関する出力反射係数Γ（２
ω0 ）の位相角を調べてみると、図１０の反射係数平面
に太線で示すような領域の中にある。これは本願発明者
による実験および数値シミュレーションにより解析され
た結果で、点３０５で示す反射係数は、実際の能動素子
の出力端子に対して出力回路が示す反射係数である。
ヘルツ帯で出力１Ｗ〜数Ｗ程度の増幅器について、高効
率動作に必要な２次高調波に関する出力反射係数Γ（２
ω0 ）の位相角を調べてみると、図１０の反射係数平面
に太線で示すような領域の中にある。これは本願発明者
による実験および数値シミュレーションにより解析され
た結果で、点３０５で示す反射係数は、実際の能動素子
の出力端子に対して出力回路が示す反射係数である。
【００３３】適正な反射係数Γの位相角θは、およそ−
１２０°＜θ＜０°の間（図中の太線）にある。この範
囲内にあれば増幅器の効率はその最高値（ドレイン効率
約８０％）からそれほど低下しないが、この範囲を外れ
るほど効率が急激に低下し、たとえば、θ＝１５０°付
近では効率は約４０％程度にまで下がる。
１２０°＜θ＜０°の間（図中の太線）にある。この範
囲内にあれば増幅器の効率はその最高値（ドレイン効率
約８０％）からそれほど低下しないが、この範囲を外れ
るほど効率が急激に低下し、たとえば、θ＝１５０°付
近では効率は約４０％程度にまで下がる。
【００３４】２次高調波の最適インピーダンス条件に関
しては、他の研究者らによるつぎの文献においても類似
の結果が報告されている。
しては、他の研究者らによるつぎの文献においても類似
の結果が報告されている。
【００３５】文献３． 池田 他、“２倍波注入法によ
るＦＥＴの高効率動作特性” 信学会 春季全国大会
Ｃ−６４ １９９０年
るＦＥＴの高効率動作特性” 信学会 春季全国大会
Ｃ−６４ １９９０年
【００３６】文献４． ハル（L. C. Hall）他、“マイ
クロ波増幅器の最大効率同調”（Maximum Efficiency T
uning of Microwave Amplifiers ）IEEE MIT-S Inter.
Symp. Digest １２３〜１２６頁 １９９１年
クロ波増幅器の最大効率同調”（Maximum Efficiency T
uning of Microwave Amplifiers ）IEEE MIT-S Inter.
Symp. Digest １２３〜１２６頁 １９９１年
【００３７】図８で説明した従来の回路構成によって、
２次高調波の反射係数位相角を適正な領域内に設定する
場合を図１１に説明する。図１１（ａ）でキャパシタン
スＣ１９，インダクタンスＬ１９は主伝送路１１０にシ
ャントに接続された２次高調波に共振する直列共振器で
ある。直列共振器の接続点から負荷インピーダンス１５
０側を見た２次高調波に対するインピーダンスは、ほぼ
ショートであるから、その反射係数Γa は絶対値が１で
位相角は１８０°の点にある。このため能動素子である
電界効果トランジスタ１０１の出力端子である点１８１
から見て変換効率を最大とする最適な反射係数Γ（たと
えば、Γ＝１ exp （−ｊ３０°）とする）を得るには
能動素子である電界効果トランジスタ１０１の出力端子
である点１８１と直列共振器との間の線路長をｌ＝０．
３１２５λ（λは２次高調波の波長）として反射係数の
位相角を回転させる必要がある。いま、たとえば基本波
周波数８００ＭＨｚの増幅器を例にとり、比誘電率εr
＝１０の誘電体基板上に構成されたマイクロ・ストリッ
プ線路（波長短縮率は約１／２．５）を想定すれば、２
次高調波（１．６ＧＨｚ）の波長はλ＝７５ｍｍであ
る。故に能動素子である電界効果トランジスタ１０１と
直列共振器との間の線路長として約２３ｍｍの長さが必
要である。
２次高調波の反射係数位相角を適正な領域内に設定する
場合を図１１に説明する。図１１（ａ）でキャパシタン
スＣ１９，インダクタンスＬ１９は主伝送路１１０にシ
ャントに接続された２次高調波に共振する直列共振器で
ある。直列共振器の接続点から負荷インピーダンス１５
０側を見た２次高調波に対するインピーダンスは、ほぼ
ショートであるから、その反射係数Γa は絶対値が１で
位相角は１８０°の点にある。このため能動素子である
電界効果トランジスタ１０１の出力端子である点１８１
から見て変換効率を最大とする最適な反射係数Γ（たと
えば、Γ＝１ exp （−ｊ３０°）とする）を得るには
能動素子である電界効果トランジスタ１０１の出力端子
である点１８１と直列共振器との間の線路長をｌ＝０．
３１２５λ（λは２次高調波の波長）として反射係数の
位相角を回転させる必要がある。いま、たとえば基本波
周波数８００ＭＨｚの増幅器を例にとり、比誘電率εr
＝１０の誘電体基板上に構成されたマイクロ・ストリッ
プ線路（波長短縮率は約１／２．５）を想定すれば、２
次高調波（１．６ＧＨｚ）の波長はλ＝７５ｍｍであ
る。故に能動素子である電界効果トランジスタ１０１と
直列共振器との間の線路長として約２３ｍｍの長さが必
要である。
【００３８】図９の従来回路によって適正な２次高調波
インピーダンスを実現する場合を説明する。図９の主伝
送路２１１に結合する副線路２１２の終端用のキャパシ
タンスＣ１１およびＣ１２を適当に定めることによっ
て、２次高調波の位相角は最適な角度に設定できるの
で、図８の従来例のような位相回転のための余分な線路
長（主伝送路１１０の長さ）は必要でない。しかし、２
次高調波インピーダンスの処理のために結合線路である
副線路２１２の長さとして、ほぼλ／４長を必要とする
ので、８００ＭＨｚ増幅器の場合には約１９ｍｍの線路
長を必要とする。また、結合線路である副線路２１２
は、単独の伝送線路ではないので、自在に屈曲して面積
効率の良いパターン・レイアウトができない。
インピーダンスを実現する場合を説明する。図９の主伝
送路２１１に結合する副線路２１２の終端用のキャパシ
タンスＣ１１およびＣ１２を適当に定めることによっ
て、２次高調波の位相角は最適な角度に設定できるの
で、図８の従来例のような位相回転のための余分な線路
長（主伝送路１１０の長さ）は必要でない。しかし、２
次高調波インピーダンスの処理のために結合線路である
副線路２１２の長さとして、ほぼλ／４長を必要とする
ので、８００ＭＨｚ増幅器の場合には約１９ｍｍの線路
長を必要とする。また、結合線路である副線路２１２
は、単独の伝送線路ではないので、自在に屈曲して面積
効率の良いパターン・レイアウトができない。
【００３９】また、本回路が周波数帯域や２次高調波の
阻止等の増幅回路としての機能を発揮するためには、２
本の結合線路間には十分大きな結合が必要である。たと
えば特性インピーダンス５０Ωの結合線路系（（ＺOO
Ｚ0e）1/2＝５０Ω、ただしＺOOは奇モード・インピー
ダンス、Ｚ0eは偶モード・インピーダンス）について試
算すれば、主伝送路１１０と副線路２１２の線路間結合
度としては少なくとも−４ｄＢ以上は必要である。とこ
ろが、マイクロ・ストリップ線路では２本の結合線路間
の距離ｓを限界にまで狭めても得られる結合度は、たか
だか−８ｄＢ程度である。
阻止等の増幅回路としての機能を発揮するためには、２
本の結合線路間には十分大きな結合が必要である。たと
えば特性インピーダンス５０Ωの結合線路系（（ＺOO
Ｚ0e）1/2＝５０Ω、ただしＺOOは奇モード・インピー
ダンス、Ｚ0eは偶モード・インピーダンス）について試
算すれば、主伝送路１１０と副線路２１２の線路間結合
度としては少なくとも−４ｄＢ以上は必要である。とこ
ろが、マイクロ・ストリップ線路では２本の結合線路間
の距離ｓを限界にまで狭めても得られる結合度は、たか
だか−８ｄＢ程度である。
【００４０】
【発明が解決しようとする課題】図８に示した従来例で
は、２次高調波の発生を抑制するための長い主伝送路１
１０を必要とする。この主伝送路１１０は基本波インピ
ーダンス整合に寄与しないから、増幅器の小型化に対す
る障害となり解決されるべき課題であった。
は、２次高調波の発生を抑制するための長い主伝送路１
１０を必要とする。この主伝送路１１０は基本波インピ
ーダンス整合に寄与しないから、増幅器の小型化に対す
る障害となり解決されるべき課題であった。
【００４１】図９に示した従来例では、２次高調波の発
生を抑制する適正な２次高調波インピーダンスを実現す
るためにλ／４程度の結合線路を必要とし、またその結
合度を十分に大きくすることができないために、抑制効
果が小さく十分な変換効果を得ることができないという
未解決の課題があった。
生を抑制する適正な２次高調波インピーダンスを実現す
るためにλ／４程度の結合線路を必要とし、またその結
合度を十分に大きくすることができないために、抑制効
果が小さく十分な変換効果を得ることができないという
未解決の課題があった。
【００４２】 移動通信用のコンポーネントは小型化，
軽量化，高効率化が望まれ、高周波電力増幅器も、たと
えば１０×１０ｍｍ程度の面積に集積する必要がある。
したがって、図８および図９に示した従来例ではこのよ
うな要望をすべて満足することができるものは得られて
いない。これが本願発明の解決すべき課題である。
軽量化，高効率化が望まれ、高周波電力増幅器も、たと
えば１０×１０ｍｍ程度の面積に集積する必要がある。
したがって、図８および図９に示した従来例ではこのよ
うな要望をすべて満足することができるものは得られて
いない。これが本願発明の解決すべき課題である。
【００４３】
【課題を解決するための手段】 能動素子の出力端子の
直後に２次高調波に共振する並列共振回路を直列に接続
することにより、２次高調波に対する適正なインピーダ
ンス条件を満たした、いわゆるＦ級動作をするマイクロ
・ストリップ構造の小型の高周波電力増幅器を実現する
ように構成した。
直後に２次高調波に共振する並列共振回路を直列に接続
することにより、２次高調波に対する適正なインピーダ
ンス条件を満たした、いわゆるＦ級動作をするマイクロ
・ストリップ構造の小型の高周波電力増幅器を実現する
ように構成した。
【００４４】
【作用】並列共振回路は２次高調波に対して極めて大き
なインピーダンスを示すから、２次高調波の抑制に大き
な効果を有する。この並列共振回路は小型化が容易であ
るために、小型，軽量で高い変換効率を得ることが可能
となった。
なインピーダンスを示すから、２次高調波の抑制に大き
な効果を有する。この並列共振回路は小型化が容易であ
るために、小型，軽量で高い変換効率を得ることが可能
となった。
【００４５】
【実施例】（実施例１）図１には実施例１が示されてい
る。図１（ａ）においてキャパシタンスＣ１５および
インダクタンスＬ１５は２次高調波に共振するように作
られた並列共振回路１５であって、能動素子である電界
効果トランジスタ１０１の出力端子である点１８１と、
基本波整合回路１３４との間に直列に接続されている。
る。図１（ａ）においてキャパシタンスＣ１５および
インダクタンスＬ１５は２次高調波に共振するように作
られた並列共振回路１５であって、能動素子である電界
効果トランジスタ１０１の出力端子である点１８１と、
基本波整合回路１３４との間に直列に接続されている。
【００４６】キャパシタンスＣ１５およびインダクタン
スＬ１５からなる並列共振回路１５は２次高調波に対し
て共振するので、能動素子である電界効果トランジスタ
１０１の出力端子である点１８１から負荷側を見た２次
高調波に対するインピーダンスＺ（２ω0 ）は、点１９
１から右を見たインピーダンスの値の如何にかかわらず
高いインピーダンスを持つことになる。すなわち、反射
係数で表わせば図１（ｂ）の反射係数平面を表わすスミ
ス・チャートの点３１１に示すように、２次高調波に対
しては｜Γ｜＝１なる高調波の阻止条件を満たし、しか
も位相角０°付近にあるから太線で示した２次高調波に
対する適正な反射係数の領域内にある。
スＬ１５からなる並列共振回路１５は２次高調波に対し
て共振するので、能動素子である電界効果トランジスタ
１０１の出力端子である点１８１から負荷側を見た２次
高調波に対するインピーダンスＺ（２ω0 ）は、点１９
１から右を見たインピーダンスの値の如何にかかわらず
高いインピーダンスを持つことになる。すなわち、反射
係数で表わせば図１（ｂ）の反射係数平面を表わすスミ
ス・チャートの点３１１に示すように、２次高調波に対
しては｜Γ｜＝１なる高調波の阻止条件を満たし、しか
も位相角０°付近にあるから太線で示した２次高調波に
対する適正な反射係数の領域内にある。
【００４７】なお、基本波のインピーダンスＺ（ω0 ）
は主として基本波整合回路１３４で設定できるのは従来
の回路と同様である。基本波に対しては並列共振回路１
５は若干の誘導性リアクタンスＸを持つので、この直列
に挿入されるリアクタンスの寄与分を差し引いた基本波
のインピーダンス Ｚ′（ω0 ）＝Ｚ（ω0 ）−ｊＸ を基本波整合回路１３４によって実現すればよい。
は主として基本波整合回路１３４で設定できるのは従来
の回路と同様である。基本波に対しては並列共振回路１
５は若干の誘導性リアクタンスＸを持つので、この直列
に挿入されるリアクタンスの寄与分を差し引いた基本波
のインピーダンス Ｚ′（ω0 ）＝Ｚ（ω0 ）−ｊＸ を基本波整合回路１３４によって実現すればよい。
【００４８】本発明の回路を、たとえば図８に示した従
来例と比較すると、２次高調波の反射係数の位相角を適
正な範囲内に設定するために必要とした、およそ２０ｍ
ｍもの主伝送路１１０が不要となるので、小型化が可能
である。また、図９に示した従来例と比べても回路寸法
が小さくなることは勿論、２次高調波の共振回路である
副線路２１２が主伝送路２１１に密結合せずに起こす変
換効率の低下や高調波漏洩等の問題を解決することがで
きる。
来例と比較すると、２次高調波の反射係数の位相角を適
正な範囲内に設定するために必要とした、およそ２０ｍ
ｍもの主伝送路１１０が不要となるので、小型化が可能
である。また、図９に示した従来例と比べても回路寸法
が小さくなることは勿論、２次高調波の共振回路である
副線路２１２が主伝送路２１１に密結合せずに起こす変
換効率の低下や高調波漏洩等の問題を解決することがで
きる。
【００４９】（実施例２）図２は本発明の他の実施例で
あって、図１（ａ）で示した実施例１において、並列共
振回路１５と能動素子である電界効果トランジスタ１０
１の出力端子である点１８１との間に２次高調波の波長
λの１／４よりも短い伝送線路２１５（線路長ｌ）が接
続されている。この回路構成の場合は、図２（ａ）に示
すように、能動素子である電界効果トランジスタ１０１
から見た図２（ｂ）の反射係数平面を表わすスミス・チ
ャートの点３１３の２次高調波の反射係数Γ（２ω0 ）
は並列共振回路１５の直前の点１９２から見た図２
（ｂ）の点３１２の反射係数Γa （２ω0 ）に対して時
計方向に位相角φ（＝βｌ）ずれることになる。しか
し、反射係数Γa 自体を表わす点３１２が図２（ｂ）の
太線で示した２次高調波に対する反射係数の適正領域の
一端にあるので、位相角が若干回転しても反射係数Γは
最適領域内にあり、多少の線路長を付加しても動作上の
問題はないことがわかる。たとえば最適位相角の範囲を
ほぼ、−１２０°＜θ＜０°とすれば、伝送線路２１５
の線路長が、０＜ｌ＜０．２λの範囲内であれば、反射
係数Γは適正な範囲内に留まる。
あって、図１（ａ）で示した実施例１において、並列共
振回路１５と能動素子である電界効果トランジスタ１０
１の出力端子である点１８１との間に２次高調波の波長
λの１／４よりも短い伝送線路２１５（線路長ｌ）が接
続されている。この回路構成の場合は、図２（ａ）に示
すように、能動素子である電界効果トランジスタ１０１
から見た図２（ｂ）の反射係数平面を表わすスミス・チ
ャートの点３１３の２次高調波の反射係数Γ（２ω0 ）
は並列共振回路１５の直前の点１９２から見た図２
（ｂ）の点３１２の反射係数Γa （２ω0 ）に対して時
計方向に位相角φ（＝βｌ）ずれることになる。しか
し、反射係数Γa 自体を表わす点３１２が図２（ｂ）の
太線で示した２次高調波に対する反射係数の適正領域の
一端にあるので、位相角が若干回転しても反射係数Γは
最適領域内にあり、多少の線路長を付加しても動作上の
問題はないことがわかる。たとえば最適位相角の範囲を
ほぼ、−１２０°＜θ＜０°とすれば、伝送線路２１５
の線路長が、０＜ｌ＜０．２λの範囲内であれば、反射
係数Γは適正な範囲内に留まる。
【００５０】実際の回路実装では、実施例１（図１）の
ように、並列共振回路１５と能動素子である電界効果ト
ランジスタ１０１の出力端子である点１８１とを直接接
続しようとする場合でも、半田付け等の接続用に１〜２
ｍｍ程度の回路パターンを要するから、実際には実施例
２（図２）のように短い伝送線路２１５が接続されるこ
とになる。高周波回路では、このような接続用の線路で
も反射係数の位相回転を伴い、動作上の問題となること
があるが、本発明では実装等に伴い必然的に生じる浮遊
の線路長が存在しても適正な動作条件から外れないとい
う利点もある。
ように、並列共振回路１５と能動素子である電界効果ト
ランジスタ１０１の出力端子である点１８１とを直接接
続しようとする場合でも、半田付け等の接続用に１〜２
ｍｍ程度の回路パターンを要するから、実際には実施例
２（図２）のように短い伝送線路２１５が接続されるこ
とになる。高周波回路では、このような接続用の線路で
も反射係数の位相回転を伴い、動作上の問題となること
があるが、本発明では実装等に伴い必然的に生じる浮遊
の線路長が存在しても適正な動作条件から外れないとい
う利点もある。
【００５１】一方、回路設計上の積極的な理由から２次
高調波に対する反射係数Γ（２ω0 ）を適正な位相角範
囲内の中でより最適に設定する場合も有り得る。この場
合には図２の実施例２の方法によって伝送線路長ｌを適
切に選べばよい。この場合でも伝送線路２１５の長さは
２次高調波の波長λの１／４よりも長くなることはない
から、従来の回路より小型になる。
高調波に対する反射係数Γ（２ω0 ）を適正な位相角範
囲内の中でより最適に設定する場合も有り得る。この場
合には図２の実施例２の方法によって伝送線路長ｌを適
切に選べばよい。この場合でも伝送線路２１５の長さは
２次高調波の波長λの１／４よりも長くなることはない
から、従来の回路より小型になる。
【００５２】（実施例３）図３には本発明のさらに他の
実施例が示されている。高周波回路ではインダクタンス
を等価的に実現する方法として比較的特性インピーダン
スの高い伝送線路を用いるのが一般的である。図３の実
施例３は、実施例１（図１）における並列共振回路１５
を構成するインダクタンスＬ１５を伝送線路２１６によ
り置き換えたものであり、基本的な動作に変わりはな
い。
実施例が示されている。高周波回路ではインダクタンス
を等価的に実現する方法として比較的特性インピーダン
スの高い伝送線路を用いるのが一般的である。図３の実
施例３は、実施例１（図１）における並列共振回路１５
を構成するインダクタンスＬ１５を伝送線路２１６によ
り置き換えたものであり、基本的な動作に変わりはな
い。
【００５３】（実施例４）すでに説明したように、能動
素子である電界効果トランジスタ１０１から見た基本波
インピーダンスは、たとえば１０Ω程度の比較的低いイ
ンピーダンスである。このため基本波整合回路１３４
は、広帯域性および低回路損等の観点から、たとえば２
５Ω程度の低い特性インピーダンスの伝送線路が適して
いる。
素子である電界効果トランジスタ１０１から見た基本波
インピーダンスは、たとえば１０Ω程度の比較的低いイ
ンピーダンスである。このため基本波整合回路１３４
は、広帯域性および低回路損等の観点から、たとえば２
５Ω程度の低い特性インピーダンスの伝送線路が適して
いる。
【００５４】このような特性インピーダンスの伝送線路
は線路幅が広いので（たとえば誘電体基板厚０．８ｍ
ｍ、比誘電率１０の場合、マイクロ・ストリップ線路の
線路幅は約２．３ｍｍ）、この伝送線路上に並列共振回
路１５を構成すれば、さらに出力回路の面積を縮小して
小型化が可能となる。
は線路幅が広いので（たとえば誘電体基板厚０．８ｍ
ｍ、比誘電率１０の場合、マイクロ・ストリップ線路の
線路幅は約２．３ｍｍ）、この伝送線路上に並列共振回
路１５を構成すれば、さらに出力回路の面積を縮小して
小型化が可能となる。
【００５５】図４および図５にはその構成および動作原
理が示されている。図４は等価回路であり、図５は部分
構造図である。
理が示されている。図４は等価回路であり、図５は部分
構造図である。
【００５６】図４および図５において、２３１は誘電体
の基板２２０の表面に形成された基本波整合回路１３４
の左方につながるマイクロ・ストリップ線路の導体薄膜
の線路である。導体膜の線路２３１上には、表面に導体
薄膜の線路片２２１ａ，２２２ａが形成された他の誘電
体基板片２３０が密着して配置されており、誘電体基板
片２３０の裏面の伝送線路の導体薄膜の線路２３１を地
導体とするマイクロ・ストリップ平面回路が構成されて
いる。
の基板２２０の表面に形成された基本波整合回路１３４
の左方につながるマイクロ・ストリップ線路の導体薄膜
の線路である。導体膜の線路２３１上には、表面に導体
薄膜の線路片２２１ａ，２２２ａが形成された他の誘電
体基板片２３０が密着して配置されており、誘電体基板
片２３０の裏面の伝送線路の導体薄膜の線路２３１を地
導体とするマイクロ・ストリップ平面回路が構成されて
いる。
【００５７】このマイクロ・ストリップ平面回路には、
能動素子である電界効果トランジスタ１０１の出力端子
である点１８１と接続線２２８によって結線され、その
接続点において分岐する２本の線路片２２１ａ，２２２
ａが配設されており、線路片２２１ａの一端は地導体で
ある線路２３１に接続線２２９によって接地されてショ
ート・スタブを構成し、線路片２２２ａの一端は開放さ
れてオープン・スタブを構成している。
能動素子である電界効果トランジスタ１０１の出力端子
である点１８１と接続線２２８によって結線され、その
接続点において分岐する２本の線路片２２１ａ，２２２
ａが配設されており、線路片２２１ａの一端は地導体で
ある線路２３１に接続線２２９によって接地されてショ
ート・スタブを構成し、線路片２２２ａの一端は開放さ
れてオープン・スタブを構成している。
【００５８】誘電体基板片２３０上のマイクロ・ストリ
ップ回路は、能動素子である電界効果トランジスタ１０
１の出力端子である点１８１と基本波整合回路１３４と
の間に直列に接続された、２次高調波に共振する並列共
振回路１５として作用する。図４における接続点２４
０，２４１は、図５の接続点２４０，２４１に対応して
おり、図５における接続点２４１は、接続点２４０の直
下の線路２３１の導体薄膜の部分にある。
ップ回路は、能動素子である電界効果トランジスタ１０
１の出力端子である点１８１と基本波整合回路１３４と
の間に直列に接続された、２次高調波に共振する並列共
振回路１５として作用する。図４における接続点２４
０，２４１は、図５の接続点２４０，２４１に対応して
おり、図５における接続点２４１は、接続点２４０の直
下の線路２３１の導体薄膜の部分にある。
【００５９】誘電体基板片２３０上の線路片２２１ａ，
２２２ａは等価回路的には誘電体の基板２２０上の基本
波整合回路１３４の地導体からは電気的に浮いた線路片
２２１ｂ，２２２ｂを線路２３１の導体薄膜の部分に形
成することになる。線路片２２１ｂ，２２２ｂはショー
ト・スタブおよびオープン・スタブであるから前者はイ
ンダクタンス性として、後者は容量性として作用する並
列共振回路１５を構成するので、線路の特性インピーダ
ンスと長さを適当に選べば、２次高調波に共振させるこ
とができる。したがって、誘電体の基板２２０上の回路
は能動素子である電界効果トランジスタ１０１の出力端
子である点１８１と基本波整合回路１３４を直列に接続
する２次高調波の並列共振回路１５として機能すること
がわかる。
２２２ａは等価回路的には誘電体の基板２２０上の基本
波整合回路１３４の地導体からは電気的に浮いた線路片
２２１ｂ，２２２ｂを線路２３１の導体薄膜の部分に形
成することになる。線路片２２１ｂ，２２２ｂはショー
ト・スタブおよびオープン・スタブであるから前者はイ
ンダクタンス性として、後者は容量性として作用する並
列共振回路１５を構成するので、線路の特性インピーダ
ンスと長さを適当に選べば、２次高調波に共振させるこ
とができる。したがって、誘電体の基板２２０上の回路
は能動素子である電界効果トランジスタ１０１の出力端
子である点１８１と基本波整合回路１３４を直列に接続
する２次高調波の並列共振回路１５として機能すること
がわかる。
【００６０】具体的な寸法をあげれば、厚さ０．８ｍ
ｍ、比誘電率１０の誘電体の基板２２０上に１．６ＧＨ
ｚ（８００ＭＨｚの２次高調波）に共振する並列共振回
路１５を構成する場合、誘電体の基板２２０の寸法は２
ｍｍ×７ｍｍ程度になる。この寸法の誘電体の基板２２
０は基本波整合回路１３４の線路上に十分収納できる大
きさである。
ｍ、比誘電率１０の誘電体の基板２２０上に１．６ＧＨ
ｚ（８００ＭＨｚの２次高調波）に共振する並列共振回
路１５を構成する場合、誘電体の基板２２０の寸法は２
ｍｍ×７ｍｍ程度になる。この寸法の誘電体の基板２２
０は基本波整合回路１３４の線路上に十分収納できる大
きさである。
【００６１】本発明によれば、２次高調波共振回路その
ものが占有する面積を小さくするだけでなく、本来なら
２次高調波共振回路が他の回路部分と干渉しないように
分離するための余白のスペースまでも不要となり、出力
回路をさらに小型にできる。
ものが占有する面積を小さくするだけでなく、本来なら
２次高調波共振回路が他の回路部分と干渉しないように
分離するための余白のスペースまでも不要となり、出力
回路をさらに小型にできる。
【００６２】（実施例４の変形例）図４および図５に示
した実施例４において、基本波整合回路１３４の線路２
３１上に構成するマイクロ・ストリップの並列共振回路
１５ではショート・スタブ２２１ａ，２２１ｂとオープ
ン・スタブ２２２ａ，２２２ｂを用いて説明した。しか
し、オープン・スタブは容量性素子であるから、オープ
ン・スタブをチップ・キャバシタ等の集中定数容量素子
で置き換えても同様な効果が得られるのは当然である。
した実施例４において、基本波整合回路１３４の線路２
３１上に構成するマイクロ・ストリップの並列共振回路
１５ではショート・スタブ２２１ａ，２２１ｂとオープ
ン・スタブ２２２ａ，２２２ｂを用いて説明した。しか
し、オープン・スタブは容量性素子であるから、オープ
ン・スタブをチップ・キャバシタ等の集中定数容量素子
で置き換えても同様な効果が得られるのは当然である。
【００６３】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、２次
高調波に対して並列共振する回路を能動素子と基本波整
合回路との間に直列に接続する回路構成によって、高効
率で小型の電力増幅器を実現することができる。したが
って本発明の効果は極めて大きい。
高調波に対して並列共振する回路を能動素子と基本波整
合回路との間に直列に接続する回路構成によって、高効
率で小型の電力増幅器を実現することができる。したが
って本発明の効果は極めて大きい。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図と反射係数平面
を表わすスミス・チャート（ｂ）である。
を表わすスミス・チャート（ｂ）である。
【図２】本発明の他の実施例を示す回路図と反射係数平
面を表わすスミス・チャート（ｂ）である。
面を表わすスミス・チャート（ｂ）である。
【図３】本発明のさらに他の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】本発明のさらに他の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図５】図４に示す回路の要部の構造を示す構造図であ
る。
る。
【図６】従来例の動作原理を説明するための回路図であ
る。
る。
【図７】図６のドレイン電流および電圧波形を示す波形
図である。
図である。
【図８】従来例を示す回路図である。
【図９】他の従来例を示す回路図である。
【図１０】従来例の動作を示す反射係数平面を表わすス
ミス・チャートである。
ミス・チャートである。
【図１１】従来例における２次高調波に対する反射係数
の適正化をする場合の回路図（ａ）と反射係数平面を表
わすスミス・チャート（ｂ）である。
の適正化をする場合の回路図（ａ）と反射係数平面を表
わすスミス・チャート（ｂ）である。
１５ 並列共振回路 １０１ 電界効果トランジスタ １１０ 主伝送路 １２１ 入力端子 １３４ 基本波整合回路 １５０ 負荷インピーダンス １７１ 電流波形 １７２ 電圧波形 １８１，１９１，１９２ 点 Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１６，Ｃ１９， Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３ キャパシタンス ＩDC 直流電流 ＩD （ｔ），ＩM （ｔ），ＩOUT （ｔ） 高周波電流 Ｌ６，Ｌ７，Ｌ１５，Ｌ１９， Ｌ２１〜Ｌ２３，Ｌ３１〜Ｌ３３ インダクタンス ２１１ 主伝送路 ２１２ 副線路 ２１５，２１６ 伝送線路 ２２０ 基板 ２２１ａ，ｂ，２２２ａ，ｂ 線路片 ２２８，２２９ 接続線 ２３０ 誘電体基板片 ２３１ 線路 ２４０，２４１ 接続点 ３００，３０１，３０５ 点 ｓ 線路間隔 ＶDS ，ＶGS 直流電源 ＶD （ｔ） 高周波ドレイン電圧
Claims (2)
- 【請求項１】 高周波信号を電力増幅して高周波電力を
出力端子に得るための電力増幅手段（１０１）と、 前記電力増幅手段の出力インピーダンスを負荷インピー
ダンス（１５０）に基本波周波数においてインピーダン
ス変換して基本波を伝送するためのマイクロ・ストリッ
プ構造の線路（２３１）を含む基本波整合手段（１３
４）と、 前記電力増幅手段の出力端子と前記基本波整合手段との
間に直列接続された前記基本波周波数の２倍の周波数に
対して並列共振するために前記基本波を伝送するための
マイクロ・ストリップ構造の線路（２３１）との間に誘
電体基板片（２３０）を挿んで形成された並列共振手段
（１５）とを含む高周波電力増幅器。 - 【請求項２】 高周波信号を電力増幅して高周波電力を
出力端子に得るための電力増幅手段（１０１）と、 前記電力増幅手段の出力インピーダンスを負荷インピー
ダンス（１５０）に基本波周波数においてインピーダン
ス変換するためのマイクロ・ストリップ構造を有する前
記基本波を伝送するための線路（２３１）と前記インピ
ーダンス変換するための変換部とを含む基本波整合手段
（１３４）と、 前記電力増幅手段の出力端子と前記基本波整合手段との
間に直列接続された前記基本波周波数の２倍の周波数に
対して並列共振する前記マイクロ・ストリップ構造を有
する前記基本波を伝送するための線路（２３１）を地導
体として形成された並列共振手段（１５）とを含む 高周
波電力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4025705A JP2627113B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | 高周波電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4025705A JP2627113B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | 高周波電力増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191176A JPH05191176A (ja) | 1993-07-30 |
| JP2627113B2 true JP2627113B2 (ja) | 1997-07-02 |
Family
ID=12173207
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4025705A Expired - Fee Related JP2627113B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | 高周波電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2627113B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006093896A (ja) * | 2004-09-21 | 2006-04-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｅ級増幅器、及びｅｅｒ変調増幅装置 |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20010043121A1 (en) | 1997-11-27 | 2001-11-22 | Yuji Kakuta | Semiconductor circuit with a stabilized gain slope |
| US7345539B2 (en) * | 2005-02-10 | 2008-03-18 | Raytheon Company | Broadband microwave amplifier |
| JP2009094805A (ja) * | 2007-10-09 | 2009-04-30 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 増幅器 |
| JP5040703B2 (ja) * | 2008-02-13 | 2012-10-03 | 住友電気工業株式会社 | 増幅器 |
| CN108736841A (zh) * | 2017-04-18 | 2018-11-02 | 天津大学（青岛）海洋工程研究院有限公司 | 一种基于紧凑型微带谐振单元的高效功率放大器 |
| JP2020039053A (ja) | 2018-09-04 | 2020-03-12 | 株式会社村田製作所 | 電力増幅回路 |
| WO2020158080A1 (ja) * | 2019-01-29 | 2020-08-06 | 住友電気工業株式会社 | 高調波処理回路及び増幅器 |
| JP7293681B2 (ja) * | 2019-01-31 | 2023-06-20 | 富士通株式会社 | 増幅回路及び増幅器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6392106A (ja) * | 1986-10-06 | 1988-04-22 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 高周波増幅器 |
-
1992
- 1992-01-16 JP JP4025705A patent/JP2627113B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006093896A (ja) * | 2004-09-21 | 2006-04-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｅ級増幅器、及びｅｅｒ変調増幅装置 |
| JP4536468B2 (ja) * | 2004-09-21 | 2010-09-01 | パナソニック株式会社 | Ｅ級増幅器、及びｅｅｒ変調増幅装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05191176A (ja) | 1993-07-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |