JPH11177356A

JPH11177356A - 広帯域増幅器

Info

Publication number: JPH11177356A
Application number: JP9346758A
Authority: JP
Inventors: Shinji Mitsuya; 伸司三矢; Masaru Ozaki; 勝尾崎
Original assignee: Asahi Chemical Industry Co Ltd
Current assignee: Asahi Chemical Industry Co Ltd
Priority date: 1997-12-16
Filing date: 1997-12-16
Publication date: 1999-07-02

Abstract

(57)【要約】【課題】複雑な段間整合回路を要することなく、回路
設計が容易で、小型化が可能な広帯域増幅器。【解決手段】入出力整合機能を有する複数個の広帯域
な単位増幅器２０と、電力分配器３０と、電力合成器４
０とを基本回路としてシングルエンド型の２段の広帯域
増幅器を構成し、この２段の広帯域増幅器をカプラ２，
３間に２対並列接続することによって、シングルエンド
型を構成する広帯域な単位増幅器２０の帯域をほぼその
まま維持しつつ、利得が約２倍となるバランス型の２段
増幅器を作製する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波、特に、５
ＧＨｚ以上の準ミリ波、ミリ波帯の無線通信システムに
用いられる広帯域増幅器に関するものであり、特に、送
信部最終段に用いられる電力増幅用のＭＭＩＣ（Ｍonol
ithic Ｍicrowave ＩＣ）回路により構成された広帯域
増幅器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、情報通信の高速化、多様化に伴い
民生用途のデジタル無線通信に５ＧＨｚ以上の準ミリ波
ないしミリ波の利用が提案、実施されている。

【０００３】ミリ波帯、準ミリ波帯で汎用として使える
広帯域のＭＭＩＣ電力増幅器は、量産効果による低コス
ト化の観点から、より望ましい。この観点から、広帯域
のＭＭＩＣ電力増幅器の回路構成の提案が近年盛んであ
る（例えば、ＩＥＥＥ、Ｍicrowave and Ｍilimeter−
Ｗave Ｍonolithic Ｃircurt Ｓimposium digest 、１
９９６年、ｐ．29〜32）。

【０００４】一般に、広帯域のＭＭＩＣ電力増幅器の回
路構成は、（１）分布型、（２）シングルエンド型、
（３）バランス型のいずれかに分類できる。

【０００５】このうち（１）の分布型の回路の場合は、
電力増幅器に応用するにあたっては増幅器の帯域の高い
方の端の周波数を決めた時点で、実はＦＥＴの総ゲート
幅が決定されてしまうため、出力が制限されるという問
題点がある。

【０００６】特に、ミリ波帯の電力増幅器として使用す
る場合には、例えば４０ＧＨｚを高い方の端の周波数と
した場合、トランジスタとして高性能な、ＩｎＧａＡｓ
−ＰＨＥＭＴを用いた場合でも、この制限により、およ
そ１５から１７ｄＢｍ程度が出力限界となってしまう。

【０００７】一方、（２）のシングルエンド型の回路に
は、様々な回路構成があり、そのような出力限界の問題
は存在しない。しかしながら、広帯域増幅器の性能とし
て、帯域内での出力電力だけでなく、入出力の良好なＶ
ＳＷＲ（Voltage ＳtandingＷave Ｒation ：入出力端
子での不整合による反射の度合いを示す）が帯域内全て
の周波数に要求されている場合には、（３）のバランス
型の方が容易に、かつ、より良好なＶＳＷＲが一般に達
成可能であることは従来からよく知られている事実であ
る。

【０００８】（３）のバランス型の回路においては、Ｖ
ＳＷＲの改善効果の他にも、送信器相互変調特性の大き
な改善効果のあることが、理論、実験の両面で近年知ら
れており（例えば、Ｈ．Ｈayashi他、ＩＥＩＣＥ、Ｔra
nsaction on Ｅlectronics、Ｅ８０−Ｃ、Ｎｏ．６、１
９９７年、ｐ．768 〜781 ）、ＱＰＳＫ（Ｑuardrature
Ｐhase Ｓhift Ｋeying ）や１６ＱＡＭ（Ｑuardra
ture Ａmplitude Ｍodulation ）等の良好な線形性の
要求されるデジタル高速無線通信用途の電力増幅器に
は、この点からも（３）のバランス型が優れている。な
お、バランス型の増幅器は良く知られているように、シ
ングルエンド型の増幅器を２つ並列に配し、入力分配、
出力合成のためのカプラ（９０度３ｄＢ方向性結合器）
で結合して構成される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】準ミリ波、ミリ波帯の
広帯域のＭＭＩＣ電力増幅器は、実用上十分な利得を実
現するために、一般に２段以上の増幅器が望ましく、こ
のような観点からも、前述した（２）のシングルエンド
型や（３）のバランス型の回路が優れている。

【００１０】しかし、シングルエンド型やバランス型の
２段増幅器における段間整合回路は、初段トランジスタ
への出力整合機能を与えながら、同時に、後段トランジ
スタへの入力整合機能を実現するものである。このよう
な段間整合回路を用いて広帯域増幅器を構成する場合、
それら２つの整合機能のいずれをも同時に広帯域化し、
かつ、初段、後段それぞれの増幅器の帯域を広くする必
要があるため、段間整合回路の設計がかなり複雑化す
る。

【００１１】さらに、広帯域の２段増幅器の段間整合回
路の設計では、初段、後段の増幅器の帯域を重ねること
により、２段増幅器としての利得を大きくすることも必
要であり、１段のみの広帯域増幅器の場合に比べて格段
の複雑さが段間整合回路の構成において存在する。

【００１２】ここで、段間整合回路を用いて広帯域の２
段増幅器を構成する場合の問題点を具体例を挙げて説明
する。

【００１３】図１４は、カスケードによる２段増幅器の
例である。入力整合回路１０１とトランジスタ１０２と
出力整合回路１０３とによって、１段目の増幅回路を構
成している。入力整合回路１０４とトランジスタ１０５
と出力整合回路１０６とによって、２段目の増幅回路を
構成している。この場合、１段目の出力整合回路１０３
と２段目の入力整合回路１０４とを直結した回路によっ
て、段間整合回路１００が構成される。

【００１４】一般に、広帯域の２段増幅器を構成する場
合、段間整合回路は、周波数依存性のない端子、例えば
５０オーム端子に対して、５０オームからの不整合の度
合いをある限度以下に抑える形で設計される。

【００１５】しかし、図１４のように、１段目の出力整
合回路１０３と２段目の入力整合回路１０４とを直結す
ると、段間整合の良否は、双方のインピーダンスに対す
る共役整合としての良否となり、各５０オームに対して
もっていた整合の良否とは異なってしまう。その結果、
段間整合によって、増幅器の帯域は大幅に狭まれてしま
い、著しい場合では５０％以上の帯域幅の縮小が起こっ
てしまい、広帯域の２段増幅器として構成することがで
きなくなる。

【００１６】そこで、段間整合回路１００の内部回路を
調整あるいは大幅に変更して広帯域の２段増幅器を構成
しようとすると、その段間整合回路１００を構成する
Ｌ、Ｃ、Ｒ等の受動素子数が増加し、結果として、回路
が複雑化、大型化するという問題が生じる。

【００１７】また、段間整合回路１００を用いて広帯域
化する場合、１段目の回路への出力整合と２段目の回路
への入力整合との両方が満足された帯域だけが増幅器の
有効帯域となるため、折角、広帯域の入力整合回路や出
力整合回路ができたとしても、増幅器の帯域が、段間整
合回路１００の帯域によって制限される。

【００１８】このような帯域の制限を避けるために、比
較的帯域の狭い段間整合回路を複数段重ねて帯域を補い
合うという手段もあるが、設計の複雑化、回路の大き
さ、消費電流の増加等の問題が生じる。

【００１９】そこで、本発明の目的は、回路構成が複雑
な段間整合回路を要することなく、回路設計が容易で、
小型化が可能な広帯域増幅器を提供することにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明は、多段接続され
る広帯域な増幅器であって、１段目の増幅器として構成
され、一定の帯域幅と入出力整合機能とを有する１個の
単位増幅器と、前記１個の単位増幅器に接続される１個
の入力端子と電力が分配される２個の出力端子とを有
し、入出力間のインピーダンス整合を行う電力分配器
と、前記電力分配器の２個の出力端子に各々接続され、
前記１段目の増幅器と同等の帯域幅と入出力整合機能と
を有する２段目の増幅器として構成される２個の単位増
幅器と、前記２個の単位増幅器に各々接続される２個の
入力端子と電力を合成する１個の出力端子とを有し、入
出力間のインピーダンス整合を行う電力合成器とを具え
ることによって、シングルエンド型の２段増幅器を構成
した。

【００２１】ここで、入力カプラと出力カプラとの間
に、前記シングルエンド型の２段増幅器を２対並列接続
することによって、バランス型の２段増幅器を構成する
ことができる。

【００２２】入力カプラおよび出力カプラをランゲ型の
回路により構成し、電力分配器および電力合成器をウィ
ルキンソン型の回路により構成することができる。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
実施の形態を詳細に説明する。

【００２４】本発明の第１の実施の形態を、図１ないし
図１０に基づいて説明する。

【００２５】本発明に係る回路構成を、設計手順（１）
〜（３）に従って説明する。

【００２６】（単位増幅器）（１）まず、単位増幅器となる１段の広帯域増幅器を設
計する。

【００２７】特に、電力増幅器を設計する場合には、入
力側は共役整合回路、出力側はロードプル結果による最
大出力ロード回路とするのが代表的であるが、一般に
は、目的とする性能にあわせて入力整合回路、出力整合
回路を構成する。例えば、出力整合回路を最大利得ロー
ド、すなわち共役整合回路とする、電力付加効率最大の
ロードとする等の選択が有り得る。この場合、単位増幅
器の出力は、目的とする２段増幅器の出力のおよそ４分
の１となるように、トランジスタのゲート幅も含めて設
計する。

【００２８】図３は、広帯域増幅器としての単位増幅器
２０の構成例を示す。２１は、増幅器としてのトランジ
スタである。このトランジスタ２１の入力側には入力整
合回路２２が接続され、その出力側には出力整合回路２
３が接続されている。

【００２９】入力整合回路２２は、信号が入力される入
力端子Ｖｉおよびバイアス端子Ｖｇを備え、抵抗Ｒ１、
コンデンサＣ１，Ｃ２、伝送線路（分布定数素子）Ｚ
１，Ｚ２を含む構成とされている。また、出力整合回路
２３は、信号を出力する出力端子Ｖｏおよびバイアス端
子Ｖｄを備え、コンデンサＣ３，Ｃ４、伝送線路Ｚ３を
含む構成とされている。また、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ
５、伝送線路Ｚ４によって負帰還回路を構成している。

【００３０】入力整合回路２２および出力整合回路２３
は、周波数依存性のない５０オーム端子に対しての不整
合の度合いがある程度以下に収まるように設計されてい
る。

【００３１】このように、１段の単位増幅器２０におい
ては、入力整合回路２２は入力側だけ、出力整合回路２
３はロード側だけを広帯域化すれば済むため、増幅器の
広帯域化を容易に行うことができる。

【００３２】（シングルエンド型増幅器）（２）次に、本発明の基本回路の構成となる２段の電力
増幅器を設計する。

【００３３】図１は、２段の電力増幅器としてのシング
ルエンド型の２段増幅器の回路構成を示す。３０は、１
段目と２段目とを接続する同相の電力分配器である。４
０は、出力段に設けられた同相の電力合成器である。こ
の場合、電力分配器３０は、１段目の増幅器を構成する
１個の単位増幅器２０の電力を、２段目の増幅器を構成
する２個の単位増幅器２０に分配する。また、電力合成
器４０は、分配された２個の単位増幅器２０の電力を合
成する。

【００３４】図４は、電力分配器３０および電力合成器
４０として用いられるウィルキンソン型の回路の構成例
である。このウィルキンソン型の回路は、４分の１波長
の独立した２本の伝送線路Ｚ５，Ｚ６により、１信号を
２信号へ分配又は２信号を１信号に合成するものであ
り、２本の伝送線路Ｚ５，Ｚ６の分岐端は５０オームの
抵抗で終端とされている。

【００３５】電力分配器３０として構成する場合は、ｃ
端子を入力端子とし、ａ，ｂ端子を出力端子とする。ま
た、電力合成器４０として構成する場合は、ａ，ｂ端子
を入力端子とし、ｃ端子を出力端子とする。これら電力
分配器３０、電力合成器４０は、３端子回路によって入
出力の整合を保つ機能を有しているため、広帯域な１段
の単位増幅器２０の直列２段重ねを良好に行うことがで
きる。

【００３６】このように２個の単位増幅器２０をウィル
キンソン型の電力分配器３０と電力合成器４０との間で
並列接続し、さらに、電力分配器３０の入力側に初段増
幅器を構成する１個の単位増幅器２０を接続することに
よって、本発明の基本回路となる２段増幅器を構成する
ことができる。なお、一般に、単位増幅器２０は、利得
が５ｄＢ以上であれば２段増幅器の初段として使用した
とき、必要な後段への入力を十分供給できる増幅器とな
っている。

【００３７】（バランス型増幅器）（３）次に、バランス型の２段増幅器を設計する。

【００３８】図２は、バランス型の２段増幅器の回路構
成を示す。１は入力端子であり、２は入力カプラであ
る。３は出力カプラであり、４は出力端子である。入力
カプラ２および出力カプラ３は、広帯域増幅器である単
位増幅器２０の帯域を狭くしないような周波数特性のも
のを使用する。具体的には、設計のパラメータとなる４
分の１波長を決定することによって行う。

【００３９】これら入力カプラ２と出力カプラ３との間
に、図１に示したシングルエンド型の２段増幅器を上下
２段にわたって並列接続することによって、バランス型
の２段増幅器を構成することができる。

【００４０】図５は、入力カプラ２および出力カプラ３
として用いられるランゲ型の回路の構成例である。この
ランゲ型の回路は、４分の１波長の長さをもつ通常２本
ずつ以上の櫛形に組み合わさった結合伝送線路Ｚにより
構成され、４つの端子ｄ１〜ｄ４を有する。このうち、
アイソレーション端子ｄ４は、５０オームの抵抗で終端
とされている。このランゲ型の回路の使用方向を逆にす
ることにより、入力カプラ２および出力カプラ３として
利用できる。

【００４１】（帯域と利得）次に、広帯域な２段増幅回
路の帯域と利得の関係について説明する。

【００４２】広帯域の２段増幅回路の帯域は、（ａ）単
位増幅器２０の帯域、（ｂ）電力分配器３０、電力合成
器４０の帯域、（ｃ）入力カプラ２、出力カプラ３の帯
域のうち、最も狭い帯域で制限されることになる。通
常、（ａ）が最も狭くなることが多いため、単位増幅器
２０の帯域が、そのまま２段増幅回路の帯域として用い
られる。

【００４３】図６は、単位増幅器２０、シングルエンド
型の２段増幅器、バランス型の２段増幅器の周波数と利
得の関係を示す。ｆｏは、単位増幅器２０の中心周波数
である。△ｆは、単位増幅器２０の帯域幅である。

【００４４】ここで、Ｇ１を単位増幅器２０の利得と
し、Ｇ２をシングルエンド型の２段増幅器の利得とし、
Ｇ３をバランス型の２段増幅器の利得とすると、

【００４５】

【数１】Ｇ２＝２×Ｇ１−２×（ウィルキンソン回路の挿入損） …（１）Ｇ３＝Ｇ２−２×（ランゲ回路の挿入損） …（２）の関係として表わすことができる。なお、電力増幅器と
して構成する場合は、Ｇ１の値は５以上であることが、
電力付加効率の点から望ましい。

【００４６】本回路では、単位増幅器２０の帯域は、ほ
ぼそのまま２段増幅器の帯域となるため、従来のような
２段化による帯域の縮小は存在しない。言い替えると、
１段の単位増幅器２０を広帯域に設計するだけで、従来
の複雑な段間整合回路のことは考慮せず、単位増幅器２
０とほぼ同等の帯域を有し、中心周波数を含む広い周波
数範囲で単位増幅器２０の約２倍の利得を有するような
２段増幅器を構成することが可能となる。

【００４７】上述したような設計において、使用する単
位増幅器２０、入力カプラ２、出力カプラ３、電力分配
器３０、電力合成器４０の各中心帯域を合わせておくこ
とにより、本回路の帯域は、基本的に使用した単位増幅
器２０の構成で決定され、２段増幅器としたことによる
帯域劣化がほとんどない。これは、ランゲ型の入力カプ
ラ２、出力カプラ３と、ウィルキンソン型の電力分配器
３０、電力合成器４０とは、単位増幅器２０の分配・結
合に関して有効に機能する帯域が通常非常に大きく、単
位増幅器２０が１段広帯域増幅器として通常設計しうる
帯域を超えているためである。

【００４８】従って、単位増幅器２０をより広帯域に設
計することによって、最大でランゲ型の入力カプラ２、
出力カプラ３と、ウィルキンソン型の電力分配器３０、
電力合成器４０とによって制限されるところまで、本回
路の帯域を広くすることができる。

【００４９】また、増幅器帯域の周辺へ向かうにしたが
って、ミスマッチの度合いは大きくなるが、本発明の回
路によると、例えば３８ＧＨｚカプラを使用した場合
で、１５〜４０ＧＨｚの有効帯域を有する広帯域２段増
幅器の構成は十分に可能である。

【００５０】（広帯域なインピーダンス整合）次に、広
帯域なインピーダンス整合が行なえる理由について説明
する。

【００５１】本例では、電力分配器３０、電力合成器４
０の３端子機能を有効に活用することにより、広帯域な
２段増幅器を構成している。広帯域の１段増幅器である
単位増幅器２０を１段目、２段目に共通に用いている
が、３端子の電力分配器３０を介入させることにより、
通常のカスケード接続の際に生じていた帯域の縮小の問
題を解決することができる。

【００５２】電力分配器３０は、１入力を２出力に均等
に（３ｄＢ）同相で分配する機能を有し、段間のインピ
ーダンス整合を行う。単位増幅器２０の入力整合回路２
２と出力整合回路２３は、それぞれ５０オームに対して
の不整合の度合いがある程度以下に収まるように構成さ
れているが、電力分配器３０を介在させると、カスケー
ド接続時に生じたような、接続による共役不整合の拡大
を大幅に抑えることができる。このことは、電力分配器
３０の一方の端子（例えば、入力端）に５０オームとの
整合度合いの比較的悪い回路を接続したような場合で
も、逆側の端子（例えば、出力端）は５０オームのイン
ピーダンスを維持するように働くという、インピーダン
ス不整合に対する緩衝機能に基づくものである。

【００５３】このような緩衝機能をもつ段間整合におい
て、帯域が問題となるが、例えば、ウィルキンソン型の
回路を分布定数素子（伝送線路）と５０オームの抵抗と
で構成することにより、帯域比（帯域幅／中心周波数）
＝５０％以上にすることは容易であり、単位増幅器２０
の帯域がこの帯域以下であれば、全てをカバーすること
が可能である。

【００５４】また、電力分配器３０、電力合成器４０の
もつ３ｄＢ分配、３ｄＢ合成という本来の機能により、
図１のシングルエンド型の回路での電力損失は、電力分
配器３０、電力合成器４０の挿入損失のみであるため、
高性能の増幅器を実現できる。さらに、図２のバランス
型の回路として構成する場合、入力カプラ２、出力カプ
ラ３の帯域が狭いと、増幅器の帯域が狭まってしまう
が、ランゲ型の回路とする場合には帯域比５０％以上は
容易に実現することが可能である。

【００５５】（広帯域の範囲）ここで、本回路で用いら
れる広帯域の範囲について説明する。

【００５６】本回路でいう広帯域とは、マイクロ波（３
〜３０ＧＨｚ）およびミリ波帯（３０〜１００ＧＨｚ）
で、かつ、帯域比（帯域幅／中心周波数）が５０％を超
えるような周波数範囲のことをいう。本回路は、特に、
５ＧＨｚ以上の帯域に対して好適である。

【００５７】従来例の場合には、段間整合回路が帯域を
制限してしまうことが多いのに対して、本例では、主に
単位増幅器２０の帯域によって帯域が決定されるため、
回路の設計が容易化する。

【００５８】（試作例）次に、試作例について説明す
る。

【００５９】本例では、単位増幅器２０として、広帯域
に最適化された負帰還型の１段増幅器を用いた。負帰還
型は、比較的容易に広帯域化しやすい回路であることは
良く知られている。０．２５μｍのＰＨＥＭＴでのＭＭ
ＩＣプロセスによって、本発明の回路構成による広帯域
のバランス型の増幅器を作製した。

【００６０】まず、単位増幅器２０について説明する。
単位増幅器２０としては、図３に示す回路を用いた。図
７は、単位増幅器２０およびバランス型の増幅器の利得
を比較して示したものである。単位増幅器２０は、シミ
ュレーションの結果により、２８ＧＨｚから４８ＧＨｚ
で７．８〜８．８ｄＢの平坦な利得をもつ。

【００６１】また、シングルエンド型の増幅器の利得
は、バランス型の増幅器の利得に、０．４×２＝０．８
ｄＢの値を加算した値となる。このシングルエンド型の
入出力特性としては、例えば、３０ＧＨｚでの入力反射
（Ｓ１１）の値は−５ｄＢとなる。

【００６２】次に、図８は、ランゲ型の入力カプラ２、
出力カプラ３の測定用の回路例である。図９は、図８の
回路を用いて測定した端子間特性を示す。Ｓ２１は、端
子１から端子２への通過特性である。Ｓ３１は、端子１
から端子３への通過特性である。Ｓ１１は、端子１での
反射特性（入力カプラのときは入力反射特性）である。
Ｓ３３は、端子３での反射特性（入力カプラのときは出
力反射特性）である。

【００６３】また、ウィルキンソン型の電力分配器３
０、電力合成器４０を、幅３０μｍで設計し、図１０に
示すようにループ状にレイアウトした。

【００６４】これらランゲ型の入力カプラ２、出力カプ
ラ３、および、ウィルキンソン型の電力分配器３０、電
力合成器４０のいずれも３８ＧＨｚを中心周波数とし
た。３８ＧＨｚでの挿入損は、それぞれ０．６ｄＢと
０．４ｄＢとなる。

【００６５】そして、これら単位増幅器２０、ランゲ型
の入力カプラ２、出力カプラ３、ウィルキンソン型の電
力分配器３０、電力合成器４０を図２に示すバランス型
の増幅器として構成し、ＭＭＩＣの１チップに集積して
作製した。チップサイズは、２．３ｍｍ×１．８ｍｍで
ある。

【００６６】バランス型の増幅器の性能は、２８ＧＨｚ
〜４８ＧＨｚで、１１．７〜１４．５ｄＢの平坦な利得
をもち、帯域内で、入力反射特性（Ｓ１１）は−１４ｄ
Ｂ以下、出力反射特性（Ｓ２２）は−１８ｄＢ以下と良
好な入出力反射特性も満足している。帯域内利得は、ほ
ぼ単位増幅器２０の利得の２倍から挿入損の合計を引い
た値に近いものとなっている。

【００６７】このように、６個の同一の広帯域１段増幅
器（単位増幅器２０）と、１対のランゲ型の入力カプラ
２、出力カプラ３と、２対のウィルキンソン型の同相の
電力分配器３０、同相の電力合成器４０とを用いること
によって、１段のシングルエンド型の広帯域増幅器の帯
域はほぼそのまま維持しつつ、利得を約２倍となるよう
な２段バランス型増幅器の回路を、容易な回路設計によ
って作製することができる。

【００６８】また、本回路においては、入力カプラ２
と、出力カプラ３と、電力分配器３０と、電力合成器４
０とに挿入損失が存在するが、例えば、ミリ波帯のＭＭ
ＩＣでのそれらの値は、比較的小さく２段増幅器の性能
を一般に大きく劣化させない程度である。具体的には、
１００μｍＧａＡｓ基板上の一般的なＭＭＩＣプロセス
の場合、例えば３８ＧＨｚにおいて、ランゲ型の入力カ
プラ２、出力カプラ３と、ウィルキンソン型の電力分配
器３０とを、中心周波数において、それぞれ０．６ｄ
Ｂ、０．４ｄＢ以下の挿入損失に抑える設計は容易であ
り、この損失は合わせても１ｄＢ以下で済む。周波数が
低く挿入損が大きいときには、いわゆるＭＩＣの技術に
よりアルミナ基板上に、より低損失のカプラ、分配器を
構成して本回路に利用するような手法もある。

【００６９】また、入力カプラ２と、出力カプラ３と、
電力分配器３０と、電力合成器４０とのレイアウトサイ
ズも、ミリ波帯では、ＭＭＩＣとして十分小型である。
例えば、３８ＧＨｚで、ランゲ型カプラの長さをおよそ
０．７５ｍｍ以下、ウィルキンソン型の電力分配器３
０、電力合成器４０のための４分の１波長伝送線路長を
０．８５ｍｍとする設計は容易である。これら入力カプ
ラ２と、出力カプラ３と、電力分配器３０と、電力合成
器４０とを組み合わせた回路は、小型なレイアウトがし
やすいため、１チップＭＭＩＣの構成にも好適である。

【００７０】上述したように、本回路は、広帯域の２段
増幅器の回路として、設計手順が簡潔である点、バラン
ス型である点、結果として段間のミスマッチや挿入損が
比較的小さい点、広帯域を容易に実現できる点、小型の
レイアウトが可能である点などを特徴としてもつ回路で
ある。

【００７１】次に、本発明の第２の実施の形態を、図１
１〜図１３に基づいて説明する。なお、前述した第１の
実施の形態と同様な部分については同一符号を用い、そ
の説明は省略する。

【００７２】本例は、バランス型の広帯域電力増幅器の
例である。

【００７３】本回路は、第１の実施の形態の例と同じプ
ロセスにより、ＭＭＩＣのバランス型の増幅器を作製し
た。

【００７４】図１１は、本回路で用いた単位増幅器５０
の構成を示す。５１は、トランジスタである。５２は、
入力整合回路である。５３は、出力整合回路である。Ｚ
１０〜Ｚ１５は、伝送線路である。

【００７５】入力整合回路５２は、抵抗整合回路を用い
る。この回路は、抵抗終端したスタブにより、トランジ
スタ５１内のＣｇｓ成分をキャンセルし、純抵抗に近い
インピーダンスに変性した後に、直列伝送線、オープン
スタブと続けて５０オームに対して広帯域なマッチング
となるようにする。

【００７６】出力整合回路５３は、最大利得ではなく、
最大出力を実現するように、最適ロード回路を広帯域で
実現するような回路構成である。この回路では、４つの
整合素子を用いることによって、広帯域化している。

【００７７】その他の入力カプラ２、出力カプラ３、電
力分配器３０、電力合成器４０には、前例と同様なもの
を用い（中心周波数３８ＧＨｚ）、図１０のレイアウト
で、図２のバランス型の電力増幅器を構成した。

【００７８】図１２は、バランス型の電力増幅器の４０
ＧＨｚまでの帯域特性を示す。この図１２から、約１５
ＧＨｚ〜４０ＧＨｚの間で、１２ｄＢ〜２０ｄＢの利得
をもつことがわかる。Ｓ２１は、利得である。Ｓ１１は
入力反射特性（入力ＶＳＷＲ）である。Ｓ２２は出力反
射特性（出力ＶＳＷＲ）である。Ｓ１２は、逆方向アイ
ソレーションである。

【００７９】また、この帯域内では、入力反射特性（Ｓ
１１）、出力反射特性（Ｓ２２）とも、どの周波数でも
−１０ｄＢ以下の良好な入出力反射特性を達成している
ことがわかる。

【００８０】図１３は、バランス型の電力増幅器の出力
の周波数特性を示す。バイアスＶｄ＝４．０Ｖと４．５
Ｖの場合でまとめた。バイアスＶｄ＝４．５Ｖのとき
は、測定した２０〜３８ＧＨｚの範囲で、１ｄＢ利得圧
縮点（Ｐ１ｄＢ）での出力が１９．５ｄＢｍから２０．
８ｄＢｍと極めて平坦な出力特性を実現している。

【００８１】電力付加効率は、帯域内で、９．５％〜１
３％であり、他の方式の広帯域電力増幅器と比較しても
大きな差はないという、良好な特性の広帯域電力増幅器
を実現している。

【００８２】

【発明の効果】上述したように、本発明によれば、入出
力整合機能を有する複数個の広帯域な１段増幅器（単位
増幅器）と、電力分配器と、電力合成器とを基本回路と
してシングルエンド型の２段の広帯域増幅器を構成し、
このシングルエンド型の２段の広帯域増幅器をカプラ間
に２対並列接続することによって、シングルエンド型を
構成する広帯域な単位増幅器の帯域をほぼそのまま維持
しつつ、利得が約２倍となるようなバランス型の２段増
幅器を作製することができ、従来のように複雑な回路設
計が必要な段間整合回路のことを考慮することなく、簡
単な回路設計によって小型な広帯域２段増幅器を実現す
ることができる。

【００８３】また、バランス型の２段増幅器では、後段
（最終段）のトランジスタは４つに分割しているので、
電力増幅器で問題になる局所的な熱の集中も綬和しやす
いといった、単位トランジスタが小さいことによる付随
的な効果も得られる。

【００８４】さらに、広帯域でかつＶＳＷＲの良好なバ
ランス型の増幅器は、デジタル用途以外に、測定機器等
の用途にも適用可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態であるシングルエン
ド型の２段の広帯域増幅器を示す構成図である。

【図２】バランス型の２段の広帯域増幅器を示す構成図
である。

【図３】単位増幅器の構成図である。

【図４】ウィルキンソン型の電力分配器、分力合成器の
構成を示す回路図である。

【図５】ランゲ型の入力カプラ、出力カプラの構成を示
す回路図である。

【図６】周波数と利得との関係を示す特性図である。

【図７】周波数と利得との関係を示す特性図である。

【図８】ランゲ型の回路の測定回路例を示す回路図であ
る。

【図９】ランゲ型の回路の線形特性を示す特性図であ
る。

【図１０】バランス型の２段の広帯域増幅器のレイアウ
トを示す説明図である。

【図１１】本発明の第２の実施の形態である単位型増幅
器を示す構成図である。

【図１２】バランス型の２段の広帯域電力増幅器の利得
および反射特性を示す特性図である。

【図１３】バランス型の２段の広帯域電力増幅器の出力
および電力付加効率特性を示す特性図である。

【図１４】従来の段間整合回路を含む構成を示す回路図
である。

【符号の説明】

２入力カプラ３出力カプラ２０単位増幅器３０電力分配器４０電力合成器５０単位増幅器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】多段接続される広帯域な増幅器であっ
て、１段目の増幅器として構成され、一定の帯域幅と入出力
整合機能とを有する１個の単位増幅器と、前記１個の単位増幅器に接続される１個の入力端子と電
力が分配される２個の出力端子とを有し、入出力間のイ
ンピーダンス整合を行う電力分配器と、前記電力分配器の２個の出力端子に各々接続され、前記
１段目の増幅器と同等の帯域幅と入出力整合機能とを有
する２段目の増幅器として構成される２個の単位増幅器
と、前記２個の単位増幅器に各々接続される２個の入力端子
と電力を合成する１個の出力端子とを有し、入出力間の
インピーダンス整合を行う電力合成器とを具えることに
よって、シングルエンド型の２段増幅器を構成したこと
を特徴とする広帯域増幅器。
【請求項２】入力カプラと出力カプラとの間に、前記
シングルエンド型の２段増幅器を２対並列接続すること
によって、バランス型の２段増幅器を構成したことを特
徴とする請求項１記載の広帯域増幅器。
【請求項３】入力カプラおよび出力カプラをランゲ型
の回路により構成し、電力分配器および電力合成器をウ
ィルキンソン型の回路により構成したことを特徴とする
請求項１又は２記載の広帯域増幅器。