CN107210713B - 多尔蒂放大器 - Google Patents

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Abstract

一种多尔蒂放大器(100，200)，多尔蒂放大器(100，200)具有一组放大器(120，122)，该组放大器(120，122)包括主放大器(120)和至少一个峰值放大器(122)，该组放大器中的每个放大器具有输入端和输出端，至少一个峰值放大器(122)配置为在各自的阈值功率处开始工作，多尔蒂放大器(100)进一步包括：多尔蒂放大器输出节点(126)，多尔蒂放大器输出节点(126)通过阻抗网络(108)耦合到该组放大器的输出端，阻抗网络(108)包括：阻抗逆变元件(128)和耦合到该组放大器的输出端的匹配系统(132)，阻抗逆变元件(128)配置为在多尔蒂放大器输出节点(126)处匹配该组放大器的输出的阻抗；匹配系统(132)配置为将主放大器(120)的调制阻抗输出阻抗匹配到峰值放大器(122)的阻抗。

Description

多尔蒂放大器
技术领域
本发明涉及多尔蒂放大器。特别地而非排它地，本发明涉及能够在宽的工作带宽上放大信号的四路多尔蒂放大器。
背景技术
调制射频(RF)信号用于各种通信系统中，例如，移动电话、用于移动电话的蜂窝基站以及卫星通信。在这些应用中，需要放大RF信号。
传统放大器在正常工作期间具有输入功率和效率之间以及输入功率和输出功率之间的大致线性关系。随着输入功率的增加，效率和输出功率都增加。这意味着在可实现高效率之前需要高输入功率。最终，放大器被驱动到饱和状态，在饱和状态中，输入功率和输出功率之间的关系是非线性的。在饱和状态下，输出功率不会增加很多。
由于在非线性区域中驱动放大器也增加了信号的失真，因此不希望运行放大器超过饱和状态。这意味着当放大具有高输入功率的RF信号时，传统放大器不能在高效率区域中使用，传统放大器必须在其效率低得多的线性区域中使用。为了克服这个问题，使用了多尔蒂拓扑放大器。
多尔蒂放大器具有主放大器和峰值放大器。所述主放大器是AB类放大器。所述峰值放大器是C类放大器，当所述主放大器开始饱和时，所述C类放大器开始在更高的输入功率水平上工作。随着输入功率的进一步增加，所述峰值放大器以在一个宽的功率动态范围内保持效率的方式来调制主放大器的负载。
在使用中，输入信号被划分并提供给所述主放大器和所述峰值放大器。两个放大器的输出被组合以提供一个经放大的输出信号。在低输入功率下，只有主放大器可工作。在高输入功率下，峰值放大器也可工作。通过使用这种设置，可以实现高效率。
通信系统中的RF信号通常具有平均功率与峰值功率的高比率(有时为8dB或更高)。为了确保多尔蒂放大器工作在输入端的整个功率范围内的线性区域中以便放大器是高效的并且具有减小的信号失真，多尔蒂放大器以相对于可能的最大值而言降低后的输入功率工作。这被称为在回退模式下运行放大器。
已经使用具有两个峰值放大器的多尔蒂放大器(也称为三路多尔蒂放大器)来提高回退模式下的工作效率和功率输出。在低功率下，只有主放大器可工作。在高功率下，两个峰值放大器都可工作。在中间功率水平下，只有其中一个多尔蒂放大器可工作。
阿尔卡特朗讯的EP 2 403 135提出了一种四路多尔蒂功率放大器，所述四路多尔蒂功能放大器包括主放大器以及第一峰值放大器、第二峰值放大器和第三峰值放大器，这些放大器的输出端通过阻抗网络耦合到输出节点。所述主放大器通过第一阻抗逆变四分之一波长传输线而耦合到所述输出节点。所述第一峰值放大器通过第二阻抗逆变四分之一波长传输线和第三阻抗逆变四分之一波长传输线而耦合到所述输出节点，以便在所述第一峰值放大器和所述输出节点之间提供合成的非逆变阻抗，并且所述第二峰值放大器耦合到所述第二传输线和所述第三传输线之间的节点。所述第三峰值放大器直接耦合到所述输出节点。所述输出节点通过阻抗变换四分之一波长传输线而连接到输出负载。
在双路多尔蒂放大器，三路多尔蒂放大器或四路多尔蒂放大器中，需要一电路来划分输入信号并组合输出信号以使得来自不同放大器的信号是相位和阻抗匹配，该电路会导致如下瓶颈，该瓶颈限制了可使用放大器的频率。例如，在分配有范围从0.7GHz至2.7GHz的频带的蜂窝基站中，多尔蒂放大器可以仅具有大约5％的相对带宽，从而每个放大器将仅能够在单个频带上工作。因此，为了覆盖整个带宽，必须实现大量不同的放大器，这在时间和资源上是昂贵的，并且功耗方面是低效的。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种具有一组放大器的多尔蒂放大器，该组放大器包括主放大器和至少一个峰值放大器，该组放大器中的每个放大器具有输入端和输出端，所述至少一个峰值放大器配置为在各自的阈值功率处开始工作，所述多尔蒂放大器进一步包括：多尔蒂放大器输出节点，所述多尔蒂放大器输出节点通过阻抗网络耦合到该组放大器的输出端，所述阻抗网络包括：阻抗逆变元件和耦合到该组放大器的输出端的匹配系统；所述阻抗逆变元件配置为在所述多尔蒂放大器输出节点处匹配该组放大器的输出的阻抗，所述匹配系统配置为进行所述主放大器的调制阻抗输出到所述峰值放大器的阻抗的阻抗匹配。
所述匹配系统可包括：初级匹配元件和次级匹配元件，所述初级匹配元件耦合到该组放大器中的第一放大器的输出端，所述次级匹配元件耦合到该组放大器中的第二放大器的输出端。
所述初级匹配元件可包括单个180度传输线；且所述次级匹配元件可包括单个180度传输线。
所述180度传输线可具有特性阻抗，当只有所述主放大器工作时，该特性阻抗与使用时阻抗匹配预定负载所需的输出阻抗相对应。
可替代地，所述初级匹配元件可包括串联连接的第一90度传输线和第二90度传输线，并且所述次级匹配元件可包括串联连接的第三90度传输线和第四90度传输线。
所述第二90度传输线和第四90度传输线可具有特性阻抗，当只有所述主放大器工作时，该特性阻抗与使用时阻抗匹配预定负载而从传输线所需的输出阻抗相对应；并且所述第一90度传输线和所述第二90度传输线可配置为对通过它们的信号施加阻抗变换。
所述多尔蒂放大器可以是四路多尔蒂放大器，所述四路多尔蒂放大器具有主放大器以及第一峰值放大器、第二峰值放大器和第三峰值放大器。
所述初级匹配元件可耦合到所述第三峰值放大器的输出端；所述次级匹配元件可耦合到所述第二峰值放大器的输出端；所述主放大器的输出端可与所述第三峰值放大器的输出端组合，以在第一组合节点处提供第一组合信号，所述第一组合节点设置在所述第三峰值放大器的输出端和所述初级匹配元件之间；并且所述第一峰值放大器的输出端可与所述第二峰值放大器的输出端组合，以在第二组合节点处提供第二组合信号，所述第二组合节点设置在所述第二峰值放大器的输出端和所述次级匹配元件之间。
所述主放大器和所述第三峰值放大器可被包括在第一集成多尔蒂放大器中；所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器可被包括在第二集成多尔蒂放大器中；以及所述第一90度传输线和所述第二90度传输线可设置在所述第一集成多尔蒂放大器的输出端和所述输出节点之间，且所述第三90度传输线和所述第四90度传输线可设置在所述第二集成多尔蒂放大器的输出端和所述输出节点之间。
所述第一集成多尔蒂放大器可设置在第一管芯上，且所述第二集成多尔蒂放大器可设置在第二管芯上，所述第一管芯和所述第二管芯设置在第一器件封装中。
该组放大器中的每个放大器可以设置在单独的管芯上，其中，所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器可以设置在第一器件封装中，且所述主放大器和所述第三峰值放大器可以设置在第二器件封装中。
所述多尔蒂放大器可包括：耦合到所述多尔蒂放大器输出节点的无源带宽修改器，所述无源带宽修改器配置为增加所述阻抗网络中的阻抗逆变器的工作带宽。
所述无源带宽修改器可包括从组中选择的元件，所述组包括：耦合到所述多尔蒂放大器输出节点的开路180度传输线；以及耦合到所述多尔蒂放大器输出节点和电路接地的短路90度传输线。
所述多尔蒂放大器可设置为在1.8GHz至2.2GHz的范围内工作。
所述多尔蒂放大器可允许在更宽的频率范围内的信号的阻抗和相位匹配，这可以增加所述多尔蒂放大器的工作带宽。本发明的上述方面中的至少一些提供了可以在多频带RF通信系统中使用的宽带多尔蒂放大器。
根据本发明的第二方面，提供了一种蜂窝基站，所述蜂窝基站包括根据所述第一方面的多尔蒂放大器。
本发明同样提供了一种多尔蒂放大器，所述多尔蒂放大器包括：主放大器以及第一峰值放大器、第二峰值放大器和第三峰值放大器，每个放大器具有输入端和输出端。所述放大器进一步包括：组合网络，所述组合网络配置为将在所述主放大器的输出端和所述峰值放大器的输出端出现的信号进行组合，所述主放大器的输出端和所述峰值放大器的输出端在组合节点处组合。根据本发明，所述组合网络包括：设置在所述主放大器的输出端和所述第三峰值放大器的输出端之间的第一阻抗逆变器，设置在所述第二峰值放大器和所述第一峰值放大器的输出端之间的第二阻抗逆变器，设置在所述第二峰值放大器的输出端和中间节点之间的第一180度移相器，设置在所述第三峰值放大器的输出端和所述组合节点之间的第二180度移相器；以及设置在所述组合节点和所述中间节点之间的第三阻抗逆变器。
所述第一峰值放大器、所述第二峰值放大器和第三峰值放大器可配置为分别在第一输入功率阈值、第二输入功率阈值和第三输入功率阈值处变得工作，其中，所述主放大器配置为在第零输入功率阈值处变得工作，其中，所述第一输入功率阈值大于所述第零输入功率阈值且小于所述第二输入功率阈值和所述第三输入功率阈值。
所述第三输入功率阈值可大于所述第二输入功率阈值。
所述第一180度移相器和/或所述第二180度移相器可包括串联连接的第四阻抗逆变器和第五阻抗逆变器，其中，所述第四180度逆变器和第五阻抗逆变器的阻抗变换比是不同的。
所述多尔蒂放大器可进一步包括：连接在所述组合节点和负载之间的阻抗匹配网络，所述多尔蒂放大器进一步包括：连接到所述组合节点的开路的第三个180度移相器或连接到所述组合节点的短路的第六阻抗逆变器。
所述阻抗匹配网络可包括第七阻抗逆变器。
所述第一180度移相器、第二180度移相器和/或第三180度移相器可包括180度传输线。所述第一180度传输线、所述第二180度传输线和/或所述第三180度传输线可包括在其长度上的均匀特征阻抗。
可替换地，所述第一180度移相器、第二180度移相器和/或第三180度移相器可包括π-网络，所述π-网络包括接地的第一电容器、接地的第二电容器以及设置在所述第一电容器和所述第二电容器之间的第一电感器。这里，所述第一电容器和所述第二电容器中的至少一个至少部分地由所述主放大器的寄生电容、所述第一峰值放大器的寄生电容、所述第二峰值放大器的寄生电容或所述第三峰值放大器的寄生电容而形成。
所述第一阻抗逆变器、所述第二阻抗逆变器、所述第三阻抗逆变器、所述第四阻抗逆变器、所述第五阻抗逆变器、所述第六阻抗逆变器和所述第七阻抗逆变器中的至少一个可包括90度的传输线。可替换地，所述第一阻抗逆变器、所述第二阻抗逆变器、所述第三阻抗逆变器、所述第四阻抗逆变器、所述第五阻抗逆变器、所述第六阻抗逆变器和所述第七阻抗逆变器中的至少一个包括另一个π-网络，所述另一个π-网络包括接地的第三电容器、接地的第四电容器和设置在所述第三电容器和所述第四电容器之间第二电感器。这里，所述第三电容器和所述第四电容器中的至少一个至少部分地由所述主放大器的寄生电容、所述第一峰值放大器的寄生电容、所述第二峰值放大器的寄生电容或所述第三峰值放大器的寄生电容而形成。
所述主放大器和所述第三峰值放大器可被包括在第一集成多尔蒂放大器中，并且所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器可被包括在第二集成多尔蒂放大器中，其中，所述第一集成多尔蒂放大器可设置在第一管芯上，且所述第二集成多尔蒂放大器可设置在第二管芯上，其中，所述第一管芯和第二管芯优选地设置在第一器件封装中。
所述多尔蒂放大器可设置为在1.8GHz至2.2GHz的范围内工作。
本发明进一步提供了一种蜂窝基站，所述蜂窝基站包括如上描述的多尔蒂放大器。
本发明的这些和其他方面将通过参照以下描述的实施方式而变得明显并得以阐明。
附图说明
将仅通过示例的方式参考附图来描述实施例，其中：
图1示出了具有匹配系统的四路多尔蒂放大器；
图2示出了具有匹配系统的多尔蒂放大器的替代示例；
图3示出了具有匹配系统的双路多尔蒂放大器；
图4A和4B示出了使用集成的多尔蒂放大器实现的具有匹配系统的四路多尔蒂放大器的示例；
图5示出了具有带宽修改器的多尔蒂放大器的示例；
图6A示出了包含带宽修改器的图1的Doherty放大器；
图6B示出了包含带宽修改器的图4A和4B的多尔蒂放大器；
图7A示出了图6A的多尔蒂放大器的模拟带宽响应；
图7B示出了图6B的多尔蒂放大器的模拟增益和回波损耗；以及
图7C示出了图6B的多尔蒂放大器的模拟效率。
应当注意，附图是示意性的并且不是按比例绘制的。在图中，为了清楚和方便起见，这些图中所示的部件的相关尺寸和比例在大小上进行了放大或缩小。相同的附图标记通常用于指示在改变的不同实施例中对应的或相似的特征。
具体实施方式
图1示出了四路多尔蒂放大器100的示例。多尔蒂放大器100包括：输入级102、放大器级104和输出级106。
输入级102配置为接收RF输入信号，并将信号划分成单独的部分，这些单独的部分被提供给放大器级104。
放大器级104接收单独的信号并放大单独的信号以提供单独的放大信号。
输出级106包括：组合电路108，组合电路108配置为重组单独的信号以提供放大的RF输出信号。输出信号被提供给负载110。组合电路108配置为将单独的放大信号阻抗匹配到输出负载110。
阻抗匹配将相移引入到单独的放大信号中。然而，当组合单独的信号时，还希望单独的信号是相位匹配的，因此在输入级102中引入相应的相移。
其结果是，在放大器级104处，分离的信号具有与彼此以及与输入信号相同的频率，且分离的信号彼此异相并且相对于输入信号而言功率降低。组合电路108施加进一步的频率变化，使得经划分的信号是阻抗和相位匹配的。
在图1所示的实施例中，输入级102包括：接收输入信号的输入节点112，以及输出经划分的信号的第一连接线、第二连接线、第三连接线和第四连接线16a-d。
在输入节点112之后，输入信号在第一划分节点114a处被划分成第一部分和第二部分。
输入信号的第一部分通过第一输入传输线118a传递。在第二划分节点114b处，输入信号的第一部分进一步被划分以形成输入信号的第一子部分和输入信号的第二子部分。
第一子部分被提供在第一输入线116a上。输入信号的第二子部分通过第二传输线118b传递，并被提供在第四连接线116d上。
在第一划分节点114a之后，输入信号的第二部分在第三划分节点114c处再次被划分以形成输入信号的第三子部分和输入信号的第四子部分。
输入信号的第三子部分被提供在第二连接线116b上，输入信号的第四子部分被提供到第三连接线116c上。
如上所述，输入信号的各子部分具有相同的频率且彼此异相，并且相对于输入信号而言功率降低。每个传输线118偏移通过该传输线的信号的相位。输入传输线118是四分之一波长传输线，四分之一波长传输线在通过四分之一波长传输线的信号中引入四分之一波长(90度)相移。
在连接线116上提供的输入信号的分离的子部分相对于输入信号具有以下相移：
第一连接线116a(第三子部分)：90度；
第二连接线116b(第四子部分)：0；
第三连接线116c(第二子部分)：90度；
第四连接线116d(第一子部分)：180度。
放大器级104包括一组四个放大器120、122a-c。放大器120、122a-c将信号的子部分作为输入，对子部分进行放大以提供放大的子部分。放大的子部分被提供在第一输出线，第二输出线，第三输出线和第四输出线124a-d上。
输入级102的第一连接线116a提供输入信号的第一子部分作为多尔蒂放大器100的主放大器120的输入。输入信号的第一子部分被放大，并且输入信号的第一放大子部分被提供在第一输出线124a上。
如上所述，主放大器120作为AB类放大器工作，并且主放大器120被构造和设置为当有输入信号时总是可工作的。
输入级102的第二连接线116b提供输入信号的第三子部分作为第一峰值放大器122a的输入。输入信号的第三子部分被放大，并且输入信号的第三放大子部分被提供在第二输出线124b上。
输入级102的第三连接线116c提供输入信号的第四子部分作为第二峰值放大器122b的输入。输入信号的第四子部分被放大，并且输入信号的第四放大子部分被提供在第三输出线124c上。
输入级102的第四连接线116d提供输入信号的第二子部分作为第三峰值放大器122c的输入。输入信号的第二子部分被放大，并且输入信号的第二放大子部分被提供在第四输出线124b上。
如上所述，峰值放大器122作为C类放大器工作，并且一旦输入信号高于某一阈值时，峰值放大器122就被控制为可工作。在当前的示例中，设置阈值以使得随着输入功率的增加，第一峰值放大器122a首先变得可工作，第二峰值放大器122b和第三峰值放大器122c接着变得可工作。第二峰值放大器122b和第三峰值放大器122c通常以大致相同的阈值变得可工作。
组合电路108从输出线路124接收信号并将接收到的信号组合以在输出节点126处提供输出信号。在下面的描述中，将假设该信号使得所有放大器120、122都可工作(也称为状态1运行)。
在第一输出线124a上承载的输入信号的第一放大子部分和在第四输出线124d上承载的输入信号的第二放大子部分在第一组合节点130a处组合。这提供了该信号的第一组合部分。
在第一组合节点130a之前，通过经过第一输出传输线128a传送第一放大子部分，第一放大子部分和第二放大子部分在第一组合节点130a处是阻抗匹配的。
第一输出传输线128a向该信号的第一放大子部分提供90度的相位差。该相位差由第二输入传输线118b补偿，因此，输入信号的第一放大子部分和输入信号的第二放大子部分在第一组合节点130a处也是相位匹配的。
类似地，在第二输出线124b上承载的输入信号的第三放大子部分和在第三输出线124c上承载的输入信号的第四放大子部分在第二组合节点130b处组合。这提供了该信号的第二组合部分。
在第二组合节点130b之前，通过经过第二输出传输线128b传送第三放大子部分，第三放大子部分和第四放大子部分在第二组合节点130b处是阻抗匹配的。
第二输出传输线128b向该信号的第三放大子部分提供90度的相位差。该相位差由第三输入传输线118c补偿，因此，输入信号的第三放大子部分和输入信号的第四放大子部分在第二组合节点130b处也是相位匹配的。
信号的第一组合部分和信号的第二组合部分在输出节点126处组合成输出信号。
在第二输出节点126之前，通过经过第三输出传输线128c传递信号的第二组合部分，信号的第一组合部分和信号的第二组合部分在输出节点126处是阻抗匹配的。
第三输出传输线128c向信号的第三放大子部分提供90度的相位差。该相位差由第一输入传输线118a补偿，因此，信号的第一组合部分和信号的第二组合部分在第二组合节点130b处也是阻抗匹配的。
输出节点126可以耦合到具有特性阻抗的负载110。可以提供输出阻抗转换器(output impedance converter)136以将输出节点126阻抗匹配到负载110。
在一个说明性示例中，负载110可以是50欧姆负载，并且在输出节点126处的阻抗可以匹配到12.5欧姆。为了实现在输出节点126和负载110之间正确的阻抗匹配，输出阻抗逆变器(output impedance inverter)136需要25欧姆的特性阻抗(Z0)。
选择50欧姆输出负载110作为说明性示例，因为这是用于电路设计的常用负载，并且通过使用该负载，多尔蒂放大器100将与设计为相同负载的电路元件兼容。
为了实现输出线124之间所需的阻抗匹配，第一输出传输线128a和第二输出传输线128b具有50欧姆的Z0，第三输出传输线128c具有25欧姆的Z0。
在上面的讨论中，已经假设了状态1运行。多尔蒂放大器也可以在状态2和状态3下运行。在状态2运行中，只有主放大器120和第一峰值放大器120a可工作。在状态3运行中，只有主放大器10可工作。
在状态1运行和状态2运行中，放大器120、122可以被认为等同于在第一组合节点130a处具有25欧姆阻抗的第一负载和在第二组合节点130b处具有25欧姆阻抗的第二负载。在状态3运行中，放大器级104可以被认为等同于在第一组合节点130处具有200欧姆阻抗的负载和在第二组合节点130b处的开路。
组合电路108在所有三种运行状态下执行阻抗匹配。组合电路108的阻抗匹配响应可以通过回波来测量。回波损耗是反射的信号的比例，而不是进一步沿着电路传输的信号的比例。
回波损耗取决于输入信号的频率，并因此取决于信号的子部分的频率。在中心工作频率处，回波损耗将是最小的。随着频率偏离该中心工作频率(更高或更低)，回波损耗增加。限定多尔蒂放大器的工作带宽的一种方法是回波损耗低于阈值的频率范围。相对工作带宽可由下式给出：
Figure BDA0001369186670000121
其中，f2是工作带宽的上限，f1是工作带宽的下限。
通常，因为频率随工作频率的变化而变化，回波损耗快速增加，所以如上所述的组合电路108具有相对窄的工作带宽，约10％。
为了解决这个问题，可以在第一组合节点130a、第二组合节点130b和输出节点126之间提供匹配系统132。
在一个示例中，匹配系统132包括设置在第一组合节点130a和输出节点126之间的初级匹配元件134a和设置在第二组合节点130b和输出节点126之间的次级匹配元件134b。在该示例中，两个匹配元件134均由180度传输线形成。
选择用于初级匹配元件134a的Z0以对应于在状态3运行中初级匹配元件134a的输出端所需的阻抗。为了使用具有Z0等于25欧姆的输出阻抗逆变器进行50欧姆输出的阻抗匹配，第一匹配元件的Z0等于12.5欧姆。选择次级匹配元件134b的Z0以匹配初级匹配元件134a。
由于传输线为180度传输线，所以匹配系统可以不影响系统在任何运行状态下的阻抗匹配。此外，由于在第一组合节点130a和输出节点126之间设置元件之一，在第二组合节点130b和输出节点126之间设置了另一个元件，所以匹配系统可能不改变不同信号的相对相位，且信号仍然是相位匹配的。
然而，匹配系统132的效果可以是降低远离中心工作频率时回波损耗增加的速率，这在某些情况下可以增加多尔蒂放大器100的相对带宽。
在状态1运行和状态2的运行中，在某些情况下，匹配系统132可以导致大约40％的带宽。在状态3运行中，带宽例如可以是大约16％。
本领域技术人员将理解，可以通过组合电路108的不同设置来实现类似的效果。例如，匹配系统可以包括在每个输出线124上的单独的匹配元件。类似地，传输线不一定被使用，而可以使用诸如等效的C-L-Cπ网络的其他组件。
图2示出了图1的多尔蒂放大器100的替代设置。为了简化起见，图2仅示出了放大器级104和输出级106。
如图1的多尔蒂放大器100那样，组合电路108从输出线124接收信号并将接收到的信号组合以在输出节点126处提供输出信号。
组合节点130和输出传输线128的设置与图1中的相同。如上述所描述的示例中那样，输出传输线128中的每一个向通过它的信号提供90度的相移。
在图2所示的示例中，初级匹配元件134a由第一初级匹配子元件134a-i和第二初级匹配子元件134a-ii组成，并且次级匹配元件134b由第一次级匹配子元件134b-i和第二次级匹配子元件134b-ii组成。子元件134中的每一个提供90度相移，因此，与图1相比，整体相位关系不变。
因为匹配子元件134中的每一个现在施加90度相移，子元件134用于改变通过它们的信号的阻抗，因此，传输线和匹配子元件134的Z0被调整以使得在输出节点126处的总阻抗与图1中的相同。
再次假设50欧姆负载110和具有Z0等于25欧姆的输出阻抗逆变器136：
第一输出传输线128a的Z0和第二输出传输线128b的Z0等于50欧姆；
第三输出传输线128c的Z0等于25欧姆；
第一初级匹配子元件134a-i和第一次级匹配子元件134b-1的Z0等于(2.5×6.25)1/2欧姆；以及
第二初级匹配子元件134a-ii和第二次级匹配子元件134b-ii的Z0等于12.5欧姆。
输出传输线路128与图1中的相同，并且第二初级匹配子元件134a-ii和第二次级匹配子元件134b-ii被选择为具有与图1中的匹配元件相同的阻抗。选择第一初级匹配子元件134a-i和第一次级匹配子元件134b-i以满足所需的匹配条件。
匹配系统132也可以如图3所示的在双路多尔蒂放大器200中实现。如前面的示例中那样，在50欧姆输出负载110的上下文中考虑该系统。
双路多尔蒂放大器200仅包括在放大器级104中的主放大器120和第一峰值放大器122a。在下面讨论的示例中，多尔蒂放大器将以对称的配置运行，尽管也可以使用非对称的配置。
在输入电路中，输入信号在第一划分节点处被划分成第一部分和第二部分。第一部分直接提供给主放大器120，第二部分通过第一输入传输线118a传递，然后到达第一峰值放大器122a。
在组合电路108中，主放大器120的输出端设置在第一输出线124a上，然后通过第一输出传输线128a耦合到输出节点。第一峰值放大器122a的输出端设置在第二输出线路124b上，并且直接耦合到输出节点126。
在双路多尔蒂放大器200中，匹配系统设置在两条输出线124a、124b上。初级匹配元件134a设置在主放大器120和第一输出传输线128a之间。次级匹配元件134b设置在第一峰值放大器122a和输出节点126之间。
第一输出传输线128a在输出节点126处组合的信号中引入90度相移。因此，第一输入传输线118a也在信号中引入90度的相移。
由于双路多尔蒂放大器200仅包括两个放大器120、122a，所以输出端的阻抗必须不同。为了与50欧姆输出负载匹配，第一输出传输线128a的Z0为50欧姆，输出阻抗逆变器136的Z0为35.335欧姆。因此，为了使得匹配元件134的Z0与匹配元件134的输出端所需的阻抗相匹配，匹配元件的Z0为100欧姆。
图3示出了包括图1的匹配系统132的双路多尔蒂放大器200。这样的系统的相对工作带宽为26％。应当理解，图2的匹配系统132也可以用在双路多尔蒂放大器200中。
图4A和4B示出了四路多尔蒂放大器100的另外的替代设置。图4A示出了示意形式的多尔蒂放大器100，图4B更详细地示出了放大器级104和输出级106。
图3和图4B中的多尔蒂放大器的放大器级104包括第一集成多尔蒂放大器202和第二集成多尔蒂放大器204。
集成的多尔蒂放大器202、204是使用由放大器的寄生电容和电感器形成的CLCπ网络来组合一对放大器之间的信号的多尔蒂放大器。类似的CLC网络也形成在集成的多尔蒂放大器202、204的输入端上以划分信号。集成的多尔蒂放大器允许提高放大器的效率。
图3的多尔蒂放大器100的输入级102相当于3dB分离器(splitter)。在第一划分节点114a处，信号被划分为第一部分和第二部分。第一部分进一步通过第一输入传输线118a而传递到第一集成多尔蒂放大器，第二部分直接传递到第二集成多尔蒂放大器204。
在一些示例中，阻抗匹配元件(未示出)可以设置在两个集成的多尔蒂放大器202、204的输入端上。第一阻抗匹配元件可以设置在第一输入传输线118a和第一集成多尔蒂放大器202之间，并且第二阻抗匹配元件可以设置在第一划分节点114a和第二集成多尔蒂放大器204之间。
在图4A和4B中，第一集成多尔蒂放大器202由主放大器120和第三峰值放大器122c的组合而形成。
主放大器120由晶体管206形成。寄生电容形成在源极和栅极之间，以及形成在源极和漏极之间。图4B中分别示出了主放大器输入电容器210和主放大器输出电容器212。
第三峰值放大器122c也由晶体管208c形成。与主放大器120一样，寄生电容由第三峰值放大器输入电容器214c和第三峰值放大器输出电容器216c示出。
在第一集成多尔蒂放大器202内，第一划分电感器220a(图4B中省略)耦合在主放大器120的输入端和第三峰值放大器122c的输入端之间，并且第一组合电感器218a连接在主放大器120的输出端和第三峰值放大器122c的输出端之间。
设置第一划分电感器220a以使得主放大器120直接耦合到第一输入传输线118a，并且第三峰值放大器122c通过第一输入电感器220a而耦合到第一输入传输线118a。主放大器120的输出端通过第一组合电感器218a而耦合到第一组合节点130a，并且第三峰值放大器122c的输出端直接耦合到第一组合节点130a。
第一组合电感器218a耦合到主放大器输出寄生电容212和第三峰值放大器输出寄生电容216c以形成CLCπ-网络。CLCπ-网络使主放大器120的输出端和第三峰值放大器122c的输出端在第一组合节点130a处是相位和阻抗匹配的。
第二集成多尔蒂放大器204由第一峰值放大器122a和第二峰值放大器122b的组合而形成。
第一峰值放大器122a由晶体管208a形成。寄生电容形成在源极和栅极之间，以及形成在源极和漏极之间。图4B中分别示出了第一峰值放大器输入电容器214a和第一峰值放大器输出电容器216a。
第二峰值放大器122b也由晶体管208b形成。与第一峰值放大器120一样，寄生电容由第二峰值放大器输入电容器214b和第二峰值放大器输出电容器216b示出。
在第二集成多尔蒂放大器204内，第二划分电感器220b(图4B中省略)耦合在第一峰值放大器122a的输入端和第二峰值放大器122b端的输入端之间，并且第二组合电感器218b连接在第一峰值放大器122a的输出端和第二峰值放大器122b的输出端之间。
设置第二划分电感器220b以使得第一峰值放大器122a直接耦合到第一划分节点114a，并且第二峰值放大器122b通过第二输入电感器220b而耦合到第一划分节点114a。第一峰值放大器122a的输出端通过第二组合电感器218b而耦合到第二组合节点130b，并且第二峰值放大器122b的输出端直接耦合到第二组合节点130b。
第二组合电感器218b耦合到第一峰值放大器输出寄生电容216a和第二峰值放大器输出寄生电容216b以形成CLCπ-网络。CLCπ-网络使得第一峰值放大器122a的输出端和第二峰值放大器122b的输出端在第二组合节点130b处是相位和阻抗匹配的。
在第一组合节点和第二组合节点130之后，组合电路108和输出级的结构如图2所述。与前面的例子一样，第三输出传输线引入90度相移，且第三输出传输线的Z0等于25欧姆。为了补偿该相移，第一输入传输线118a也引入90度相移。
与图2中的示例不同，由每个匹配元件134引入的相移不都是90度。在当前示例中，第一初级匹配元件134a-i和第一次级匹配元件134b-i都引入74度相移，且第二初级匹配元件134a-ii和第二次级匹配元件134b-ii都引入了65度相移。这些值仅作为示例，并且可以使用任何合适的值来实现相位和阻抗匹配。
此外，集成多尔蒂放大器的输出阻抗可能不同，因此，必须调整匹配元件的Z0。与前述示例一样，第二初级匹配元件134a-ii和第二次级匹配元件134b-ii的Z0等于12.5欧姆，这对应于在元件的输出端与50Ω负载匹配所需的阻抗。第一初级匹配元件134a-i和第一次级匹配元件134b-i的Z0等于7.5欧姆。
图5示还出了另一个多尔蒂放大器100，该多尔蒂放大器具有增加的工作带宽。为了清楚起见，再次仅示出放大器级104和输出级106。输入级102如参照图1所述。
如图1的多尔蒂放大器100那样，组合电路108从输出线124接收信号并将接收到的信号组合以在输出节点126处提供输出信号。
组合节点130和输出传输线128的设置与图1中的相同。如上述所描述的示例中那样，输出传输线128中的每一个向通过它的信号提供90度的相移。
图5的多尔蒂放大器100包括带宽修改器400。在图5中，带宽修改器400是传输线。带宽修改器400的第一端耦合到输出节点126。
在带宽修改器400的第一示例中，传输线是180度传输线，并且传输线的第二端402保持开路。在带宽修改器400的第二示例中，传输线是90度传输线，并且传输线的第二端402耦合到电路接地，形成短路。在这两个例子中，传输线的Z0都等于25欧姆。这被选择为与第三输出传输线128c相同。
带宽修改器400可以通过在远离中心工作频率的频率处减少回波损耗来增加第三输出传输线128c的带宽。
在状态1运行和状态2运行中，在一些情况下，带宽修改器400可以导致大约35％的带宽。在状态3运行中，带宽可以是大约20％。
本领域技术人员将理解，在其他示例中，可以使用等效的C-L-Cπ-网络代替传输线用作带宽修改器400。
图5示出了使用带宽修改器400而不使用匹配系统132。应当理解，带宽修改器400和匹配系统132可以独立地使用。然而，匹配元件也可以用在图1、图2或图3的多尔蒂放大器100中。
例如，图6A示出了图1的多尔蒂放大器，该多尔蒂放大器具有180度开路带宽修改器400，图6B示出了图3的多尔蒂放大器，该多尔蒂放大器具有180度开路带宽修改器400。
修改器400也可以被添加到图3的双路多尔蒂放大器200。在这种情况下，修改器400根据其是开路或短路而具有相同的相移，且修改器400具有50欧姆的Z0，这等同于第一输出传输线128a的Z0。
图7A示出了图6A的多尔蒂放大器100的模拟带宽响应。示出了用于全功率运行的带宽响应502以及用于在6dB回退处运行的带宽响应504。为了在蜂窝基站中使用，带宽被限定为最佳响应502和回退响应504小于-25dB的频率范围。因此，带宽大于1.8GHz至2.2GHz(20％)。阈值的选择仅是示例性的，并且可以使用任何阈值。
图7B示出了在状态3运行中图6B的多尔蒂放大器100的模拟增益506和输入回波损耗508(以dB为单位)。为了在蜂窝基站中使用，带宽被限定为回波损耗低于-15dB并且增益大约为15dB的频率范围。从图7A可以看出，工作带宽约为1.8GHz至2.2GHz(20％)。阈值的选择仅是示例性的，并且可以使用任何阈值。
图7C示出了根据图6B的多尔蒂放大器100的输出功率的模拟效率。较高的曲线组510示出了在1.8GHz和2.2GHz之间的不同频率处的效率。较低的曲线显示了两个单独集成的多尔蒂放大器(对称，具有相同的栅极配置并在平衡配置中工作)的效率进行比较。
最大功率为大约52dBm。在8dB的回退(44dBm)处，效率从40％提高到52％。在16dB的回退(36dBm)处，效率从15％提高到23％。
多尔蒂放大器的不同级102、104、106可以单独提供，使得放大器级104可以设置在第一封装中，输入级102可以分开地设置在第二封装中或设置在印刷电路板上，并且组合电路108(以及可能的输出级106的其余部分)可以分开地设置在第三封装z中或设置印刷电路板上。然而，应当理解，可以实现其他封装设置。
在不使用集成多尔蒂放大器架构的多尔蒂放大器中，每个放大器120、122可以设置在单独的半导体管芯上。然后主放大器120和第三峰值放大器122c可以设置在具有四个RF引线(两个输入，两个输出)的第一器件封装中，并且第一峰值放大器122a和第二峰值放大器122b可以设置在具有四个RF引线第二器件封装中。然后，器件封装、输入级102和组合电路108可以设置在印刷电路板上。输出阻抗转换器136和负载可以设置或可以不设置在电路板上。
在使用集成多尔蒂放大器架构的情况下，主放大器120和第三峰值放大器122c可以设置在第一管芯上，并且第一峰值放大器122a和第二峰值放大器122b可以设置在第二管芯上。第一管芯和第二管芯可以设置在具有四个RF引线的单个器件封装中。然后，器件封装、输入级102和组合电路108可以设置在印刷电路板上。输出阻抗转换器136和负载可以或可以不设置在电路板上。
在上面的描述中，假设所有三个峰值放大器122都可工作。应当理解，在一些或全部峰值放大器122不可工作的情况下，组合电路仍然用于在输出节点126处对输入信号的放大子部分进行相位和阻抗匹配。为此，如本领域技术人员将理解的，补偿线可以包括在输出线124上。
本领域技术人员将理解，上述讨论的并在附图中示出的输入级102仅是示例性的。可以使用将RF信号作为输入并且提供具有相同频率和适当的相移的划分信号以补偿在组合电路108中引入的相移的任何合适的电路。
本领域技术人员还将理解，上述讨论和附图中所示的组合电路108也仅是示例性的。可以使用对划分的信号进行组合并应用适当的阻抗匹配的任何合适的电路。
在上述描述和相关附图中，已经假设放大器120、122是具有栅极、源极和漏极的场效应晶体管(FET)，栅极电压用于控制放大器导通的阈值功率。然而，应当理解，可以使用任何合适的晶体管或放大器。
将进一步理解，在以90度或180度相移来提及传输线的情况下，该相移代表多尔蒂放大器100的中心工作频率处的理想相移。随着工作频率远离中心工作频率而变化，传输线的相移也将变化。例如，90度传输线可能导致在2GHz工作时的90度相移，1.8GHz工作时的80度相移和2.2GHz工作的100度相移。
从阅读本公开，对于本领域技术人员来说，其他变化和修改将是明显的。这样的变化和修改可以涉及多尔蒂放大器领域中已知的等效和其它特征，并且其可以代替或附加于本文已经描述的特征来使用。
虽然所附权利要求涉及特征的特定组合，但是应当理解，本发明公开的范围还包括在这里明确或暗含公开的任何新颖的特征或任何新颖特征的组合或其任意的概括，而无论其是否涉及与当前在任何权利要求中要求保护的发明相同的发明，以及是否解决任何或者全部与本发明解决的相同的技术问题。
在单独实施例的上下文中描述的特征也可以在单个实施例中组合提供。相反，为了简洁起见，在单个实施例的上下文中描述的各种特征也可以单独提供或以任何合适的子组合提供。申请人特此通知，在本申请或由其得出的任何另外申请的诉讼期间，可以对这些特征和/或这些特征的组合提出新权利要求。
为了完整起见，还指出，术语“包括”不排除其他元件或步骤，术语“一(a)”或“一个(an)”不排除多个，以及权利要求中的附图标记不应被解释为限制权利要求的范围。

Claims (17)

1.一种多尔蒂放大器，包括：
主放大器和第一峰值放大器、第二峰值放大器以及第三峰值放大器，每个放大器具有输入端和输出端；
组合网络，配置为将在所述主放大器的输出端和所述峰值放大器的输出端处出现的信号组合，所述主放大器的输出端和所述峰值放大器的输出端在组合节点处被组合；其中，所述组合网络包括：
第一阻抗逆变器，其设置在所述主放大器的输出端和所述第三峰值放大器的输出端之间；
第二阻抗逆变器，其设置在所述第一峰值放大器的输出端和所述第二峰值放大器的输出端之间；
第一180度移相器，其设置在所述第二峰值放大器的输出端和中间节点之间；
第二180度移相器，其设置在所述第三峰值放大器的输出端和所述组合节点之间；
第三阻抗逆变器，其设置在所述组合节点和所述中间节点之间。
2.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一峰值放大器、所述第二峰值放大器和所述第三峰值放大器配置为分别在第一输入功率阈值处、第二输入功率阈值处和第三输入功率阈值处变得工作，其中，所述主放大器配置为在第零输入功率阈值处变得工作，其中，所述第一输入功率阈值大于所述第零输入功率阈值且小于所述第二输入功率阈值和所述第三输入功率阈值。
3.根据权利要求2所述的多尔蒂放大器，其中，所述第三输入功率阈值大于所述第二输入功率阈值。
4.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一180度移相器和/或所述第二180度移相器包括：串联连接的第四阻抗逆变器和第五阻抗逆变器，其中，所述第四阻抗逆变器和所述第五阻抗逆变器的阻抗变换比是不同的。
5.根据权利要求4所述的多尔蒂放大器，进一步包括：阻抗匹配网络，所述阻抗匹配网络连接在所述组合节点和负载之间，所述多尔蒂放大器进一步包括：连接到所述组合节点的开路的第三180度移相器或连接到所述组合节点的短路的第六阻抗逆变器。
6.根据权利要求5所述的多尔蒂放大器，其中，所述阻抗匹配网络包括：第七阻抗逆变器。
7.根据权利要求5所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一180度移相器包括第一180度传输线、所述第二180度移相器包括第二180度传输线、和/或所述第三180度移相器包括第三180度传输线。
8.根据权利要求7所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一180度传输线、所述第二180度传输线和/或所述第三180度传输线包括：在其长度上的均匀的特性阻抗。
9.根据权利要求5所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一180度移相器、第二180度移相器和/或第三180度移相器包括π-网络，所述π-网络包括接地的第一电容器、接地的第二电容器、以及设置在所述第一电容器和所述第二电容器之间的第一电感器。
10.根据权利要求9所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一电容器和所述第二电容器中的至少一个至少部分地由所述主放大器的寄生电容、所述第一峰值放大器的寄生电容、所述第二峰值放大器的寄生电容或所述第三峰值放大器的寄生电容而形成。
11.根据权利要求6所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一阻抗逆变器、所述第二阻抗逆变器、所述第三阻抗逆变器、所述第四阻抗逆变器、所述第五阻抗逆变器、所述第六阻抗逆变器和所述第七阻抗逆变器中的至少一个包括：90度传输线。
12.根据权利要求6所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一阻抗逆变器、所述第二阻抗逆变器、所述第三阻抗逆变器、所述第四阻抗逆变器、所述第五阻抗逆变器、所述第六阻抗逆变器和所述第七阻抗逆变器中的至少一个包括另一个π网络，所述另一个π网络包括：接地的第三电容器、接地的第四电容器、以及设置在所述第三电容器和所述第四电容器之间的第二电感器。
13.根据权利要求12所述的多尔蒂放大器，其中，所述第三电容器和所述第四电容器中的至少一个至少部分地由所述主放大器的寄生电容、所述第一峰值放大器的寄生电容、所述第二峰值放大器的寄生电容或所述第三峰值放大器的寄生电容而形成。
14.根据权利要求1-13中任一项所述的多尔蒂放大器，其中，所述主放大器和所述第三峰值放大器被包括在第一集成多尔蒂放大器中，且所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器被包括在第二集成多尔蒂放大器中；其中，所述第一集成多尔蒂放大器设置在第一管芯上，且所述第二集成多尔蒂放大器设置第二管芯上。
15.根据权利要求14所述的多尔蒂放大器，其中，所述第一管芯和所述第二管芯设置在第一器件封装中。
16.根据权利要求1-13中任一项所述的多尔蒂放大器，所述多尔蒂放大器设置为在1.8GHz至2.2GHz范围内工作。
17.一种蜂窝基站，包括如权利要求1-16中任一项所述的多尔蒂放大器。
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