JPH0626297B2 - ２次アクテイブ位相等価器 - Google Patents
２次アクテイブ位相等価器Info
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- JPH0626297B2 JPH0626297B2 JP60009266A JP926685A JPH0626297B2 JP H0626297 B2 JPH0626297 B2 JP H0626297B2 JP 60009266 A JP60009266 A JP 60009266A JP 926685 A JP926685 A JP 926685A JP H0626297 B2 JPH0626297 B2 JP H0626297B2
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- phase
- positive
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/22—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Electrotherapy Devices (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Measurement And Recording Of Electrical Phenomena And Electrical Characteristics Of The Living Body (AREA)
- Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
- Transition And Organic Metals Composition Catalysts For Addition Polymerization (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、信号の位相補償を行う２次の位相等価器に
かかわり、特に、ＩＣ化に好適な２次アクティブ位相等
価器に関するものである。
かかわり、特に、ＩＣ化に好適な２次アクティブ位相等
価器に関するものである。
広い帯域幅をもったビデオ信号は所定の周波数特性をも
たせるために数段のフィルタ回路で信号処理が行われる
が、この場合、必要に応じて位相特性の補償を行う必要
がある。
たせるために数段のフィルタ回路で信号処理が行われる
が、この場合、必要に応じて位相特性の補償を行う必要
がある。
第３図は従来の位相補償を行う２次のアクティブ位相等
価器（以下、２次アクティブイコライザという）の一例
をブロック図で示したものである。
価器（以下、２次アクティブイコライザという）の一例
をブロック図で示したものである。
この図で、１，および２は差動増幅器等で構成されてい
る電圧−電流変換回路、３は利得が１のバッファ回路で
ある。
る電圧−電流変換回路、３は利得が１のバッファ回路で
ある。
このような回路において、第１，第２の電圧−電流変換
回路１，２の相互コンダクタンスｇｍがそれぞれ１／ｒ
２，および１／ｒ１に設定されており、コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の容量をそれぞれｃ１，ｃ２とすると、入力
端子Ｔｉの信号Ｖｉと出力端子Ｔ０の信号Ｖ０の関係は
次式のようになる。
回路１，２の相互コンダクタンスｇｍがそれぞれ１／ｒ
２，および１／ｒ１に設定されており、コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の容量をそれぞれｃ１，ｃ２とすると、入力
端子Ｔｉの信号Ｖｉと出力端子Ｔ０の信号Ｖ０の関係は
次式のようになる。
但し、ＶｙはＹ点の電圧，ωは角周波数を示す。
上記第(1)式，第(2)式からＶｙを消去すると、 この第(3)式で、ｒ２＝２ｒ１になるように設定する
と、 が成立し、すべての角周波数ωに対して が一定となる。すなわち、フラットなゲイン特性をも
ち、かつ、位相のみ変化するアクティブイコライザにな
る。そして、その位相特性は第４図に示すように、ω＝
０で位相おくれがなく、ω＝∞で３６０゜の位相おくれ
をもつ２次のアクティブイコライザの特性を示す。
と、 が成立し、すべての角周波数ωに対して が一定となる。すなわち、フラットなゲイン特性をも
ち、かつ、位相のみ変化するアクティブイコライザにな
る。そして、その位相特性は第４図に示すように、ω＝
０で位相おくれがなく、ω＝∞で３６０゜の位相おくれ
をもつ２次のアクティブイコライザの特性を示す。
今、相互コンダクタンス（１／ｒ１），およびコンデン
サの容量値ｃ１，ｃ２の値が であるとすると、上記第(4)式は となり、ω＝ωｃにおいて、位相廻りが１８０゜になる
ことを示すと同時、位相廻りの程度を示すＱの値が大き
いと第４図の点線で示すような特性となり、Ｑが小さい
と一点鎖線で示すような特性となる。
サの容量値ｃ１，ｃ２の値が であるとすると、上記第(4)式は となり、ω＝ωｃにおいて、位相廻りが１８０゜になる
ことを示すと同時、位相廻りの程度を示すＱの値が大き
いと第４図の点線で示すような特性となり、Ｑが小さい
と一点鎖線で示すような特性となる。
ところで、ビデオ信号の復調回路等においてはフィルタ
の群遅延特性の補償のために、例えばＱが０．５程度の
低い２次のイコライザが要求される。
の群遅延特性の補償のために、例えばＱが０．５程度の
低い２次のイコライザが要求される。
しかしながら、上述したような２次のアクティブイコラ
イザでは、コンデンサの容量ｃ１，ｃ２が等しい場合は
Ｑの値は から１．４１４となる。
イザでは、コンデンサの容量ｃ１，ｃ２が等しい場合は
Ｑの値は から１．４１４となる。
そのため、Ｑ＝０．５以下にするにはｃ２／ｃ１の比を
少なくとも８以上にする必要があるが、一般にＩＣ回路
で構成できるコンデンサの容量は５〜７ＰＦ位がもっと
も精度がよく、この値より小さいと浮遊容量の影響によ
って誤差が大きくなる。
少なくとも８以上にする必要があるが、一般にＩＣ回路
で構成できるコンデンサの容量は５〜７ＰＦ位がもっと
も精度がよく、この値より小さいと浮遊容量の影響によ
って誤差が大きくなる。
また、大きな値の容量はＩＣ回路で形成することは困難
になり、かつ、回路基板も大型になって好ましくない。
になり、かつ、回路基板も大型になって好ましくない。
そのため、従来の２次アクティブイコライザはＩＣ化に
際し、Ｑの値を自由に設定することが困難であり、特
に、低いＱ値をもった２次のアクティブイコライザを精
度よくＩＣ回路で形成することができないという問題が
ある。
際し、Ｑの値を自由に設定することが困難であり、特
に、低いＱ値をもった２次のアクティブイコライザを精
度よくＩＣ回路で形成することができないという問題が
ある。
この発明はかかる問題点を解消するためになされたもの
で、コンデンサの容量がＩＣ回路で好適な値に設定で
き、かつ、Ｑ値の選択が容易に行われる２次アクティブ
イコライザを提供するものである。
で、コンデンサの容量がＩＣ回路で好適な値に設定で
き、かつ、Ｑ値の選択が容易に行われる２次アクティブ
イコライザを提供するものである。
この発明は、正相入力端子と逆相出力端子が第１のコン
デンサを介して結合されると共に、上記正相入力端子に
入力信号が供給される第１の電圧−電流交換回路と、正
相入力端子に上記入力信号が供給されると共に、正相出
力端子が第２のコンデンサを介して接地される第２の電
圧−電流変換回路と、正相入力端子に上記第２の電圧−
電流変換回路の正相出力信号が供給され、正相出力端子
が上記第１の電圧−電流交換回路の逆相出力端子と結合
されると共に、上記第１及び第２の電圧−電流変換回路
の各々の逆相入力端子と結合されている逆相入力端子に
結合される第３の電圧−電流変換回路を備え、上記第１
の電圧−電流変換回路の相互コンダクタンスが上記第３
の電圧−電流変換回路の相互コンダクタンスの略２倍と
され、上記第３の電圧−電流変換回路の正相出力端子か
ら上記入力信号の位相等価された信号が出力されること
を特徴とする２次アクティブ位相等価器を形成したもの
である。
デンサを介して結合されると共に、上記正相入力端子に
入力信号が供給される第１の電圧−電流交換回路と、正
相入力端子に上記入力信号が供給されると共に、正相出
力端子が第２のコンデンサを介して接地される第２の電
圧−電流変換回路と、正相入力端子に上記第２の電圧−
電流変換回路の正相出力信号が供給され、正相出力端子
が上記第１の電圧−電流交換回路の逆相出力端子と結合
されると共に、上記第１及び第２の電圧−電流変換回路
の各々の逆相入力端子と結合されている逆相入力端子に
結合される第３の電圧−電流変換回路を備え、上記第１
の電圧−電流変換回路の相互コンダクタンスが上記第３
の電圧−電流変換回路の相互コンダクタンスの略２倍と
され、上記第３の電圧−電流変換回路の正相出力端子か
ら上記入力信号の位相等価された信号が出力されること
を特徴とする２次アクティブ位相等価器を形成したもの
である。
第２の電圧−電流変換回路の相互コンダクタンスの値は
イコライザのゲインフラット特性に関係なく、しかも、
Ｑ値に関係する値とすることができるから、この相互コ
ンダクタンスを外部から供給されるバイアス電流によっ
て可変とすることによりコンデンサの容量を変化させる
ことなくイコライザのＱ値を任意の値に設定することが
できるようになる。
イコライザのゲインフラット特性に関係なく、しかも、
Ｑ値に関係する値とすることができるから、この相互コ
ンダクタンスを外部から供給されるバイアス電流によっ
て可変とすることによりコンデンサの容量を変化させる
ことなくイコライザのＱ値を任意の値に設定することが
できるようになる。
第１図はこの発明の２次アクティブイコライザのブロッ
ク図を示したもので、１０，２０，３０は相互コンダク
タンスｇｍがそれぞれ１／ｒ３，１／ｒ２，１／ｒ１と
されている電圧−電流変換回路、４０は利得が１のバッ
ファ回路、Ｃ１，Ｃ２は位相特性，およびＱを設定して
いるコンデンサである。
ク図を示したもので、１０，２０，３０は相互コンダク
タンスｇｍがそれぞれ１／ｒ３，１／ｒ２，１／ｒ１と
されている電圧−電流変換回路、４０は利得が１のバッ
ファ回路、Ｃ１，Ｃ２は位相特性，およびＱを設定して
いるコンデンサである。
このブロック図において、入力信号Ｖｉと出力信号
Ｖ０，および中間点Ｙの信号Ｖｙの関係を考察すると、 の関係がある。
Ｖ０，および中間点Ｙの信号Ｖｙの関係を考察すると、 の関係がある。
前記第(6)式，第(7)式を整理してＶｙを消去すると、 ここで、ｒ１／ｒ３＝１／２に設定すると、 となり、前述した２次アクティブイコライザと同様にゲ
インフラットな２次イコライザが実現できる。
インフラットな２次イコライザが実現できる。
そして、今、 にすると、前記第(5)式に示すように表現することがで
き、第４図に示すような２次アクティブイコライザの位
相特性が得られる。
き、第４図に示すような２次アクティブイコライザの位
相特性が得られる。
しかしながら、この発明の２次アクティブイコライザ
は、位相廻りの程度を示すＱは前記第(11)式で与えられ
ているのに対し、ゲインフラットの条件はｒ３＝２ｒ１
によって達成されているから、ｒ２はゲインフラットの
条件で自由に選ぶことができる。
は、位相廻りの程度を示すＱは前記第(11)式で与えられ
ているのに対し、ゲインフラットの条件はｒ３＝２ｒ１
によって達成されているから、ｒ２はゲインフラットの
条件で自由に選ぶことができる。
したがって、ｃ１，ｃ２が１：１となっているときでも
ｒ２とｒ１の比を選定することによって任意のＱ値をも
ったイコライザが実現できる。
ｒ２とｒ１の比を選定することによって任意のＱ値をも
ったイコライザが実現できる。
すなわち、ｃ１＝ｃ２において、ｒ２／ｒ１＝１６にす
ると、Ｑ＝０．５となり、低いＱをもった２次アクティ
ブイコライザがｃ１＝ｃ２の条件で実現できる。
ると、Ｑ＝０．５となり、低いＱをもった２次アクティ
ブイコライザがｃ１＝ｃ２の条件で実現できる。
そのため、この２次アクティブイコライザをＩＣ化する
際に、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量ｃ１，ｃ２をＩＣ回
路でもっとも精度よく形成できる５〜７ＰＦ位に選ぶこ
とができ、その上で任意のＱ値、特に低いＱ値のものが
精度よく製造できるようになる。
際に、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量ｃ１，ｃ２をＩＣ回
路でもっとも精度よく形成できる５〜７ＰＦ位に選ぶこ
とができ、その上で任意のＱ値、特に低いＱ値のものが
精度よく製造できるようになる。
第２図は前記第１図のブロック図からＩＣ化された２次
アクティブイコライザの回路例を構成したもので、一点
鎖線で囲った１０，２０の部分は第１，第２の電圧−電
流変換回路の部分、３０は第３の電圧−電流変換回路の
部分、４０はバッファ回路を示している。そして、コン
デンサＣ１，Ｃ２はほぼ６ＰＦに設計されている。
アクティブイコライザの回路例を構成したもので、一点
鎖線で囲った１０，２０の部分は第１，第２の電圧−電
流変換回路の部分、３０は第３の電圧−電流変換回路の
部分、４０はバッファ回路を示している。そして、コン
デンサＣ１，Ｃ２はほぼ６ＰＦに設計されている。
各電圧−電流変換回路１０，２０，３０は変形ギルバー
トマルチプライヤ構造とされており、外部のバイアス抵
抗で設定される電流Ｉｘ１，Ｉｘ２，Ｉｘ３と内部のバ
イアス抵抗で設定される電流Ｉ１，Ｉ２の比で相互コン
ダクタンスｇｍの値の１／ｒ３，１／ｒ２，１／ｒ１の
設定ができる。
トマルチプライヤ構造とされており、外部のバイアス抵
抗で設定される電流Ｉｘ１，Ｉｘ２，Ｉｘ３と内部のバ
イアス抵抗で設定される電流Ｉ１，Ｉ２の比で相互コン
ダクタンスｇｍの値の１／ｒ３，１／ｒ２，１／ｒ１の
設定ができる。
したがって、ＩＣ回路内の抵抗値の絶対値誤差を外部か
ら設定される電流Ｉｘ１，Ｉｘ２，Ｉｘ３によって補正
し、正確な位相特性をもった２次アクティブイコライザ
とすることができる。
ら設定される電流Ｉｘ１，Ｉｘ２，Ｉｘ３によって補正
し、正確な位相特性をもった２次アクティブイコライザ
とすることができる。
以上説明したように、この発明の２次アクティブイコラ
イザは、ゲインフラット特性に関係せず、かつ、Ｑ値に
関係する電圧−電流変換回路を設けることによって、コ
ンデンサの容量が最適値となるように選んだのち、２次
アクティブイコライザのＱ値を自由に設定できるような
構成となっているので、特に、ＩＣ回路で２次アクティ
ブイコライザを形成する際、精度の高いものが実現でき
るという効果がある。
イザは、ゲインフラット特性に関係せず、かつ、Ｑ値に
関係する電圧−電流変換回路を設けることによって、コ
ンデンサの容量が最適値となるように選んだのち、２次
アクティブイコライザのＱ値を自由に設定できるような
構成となっているので、特に、ＩＣ回路で２次アクティ
ブイコライザを形成する際、精度の高いものが実現でき
るという効果がある。
第１図はこの発明の一実施例を示す２次アクティブイコ
ライザのブロック図、第２図は第１図のブロック図を具
体化したＩＣ回路図、第３図は２次アクティブイコライ
ザの先行技術を示すブロック図、第４図は２次アクティ
ブイコライザの位相特性図である。 図中、１０，２０，３０は差動増幅回路で構成されてい
る第１，第２，第３の電圧−電流変換回路、Ｃ１，Ｃ２
はコンデンサを示す。
ライザのブロック図、第２図は第１図のブロック図を具
体化したＩＣ回路図、第３図は２次アクティブイコライ
ザの先行技術を示すブロック図、第４図は２次アクティ
ブイコライザの位相特性図である。 図中、１０，２０，３０は差動増幅回路で構成されてい
る第１，第２，第３の電圧−電流変換回路、Ｃ１，Ｃ２
はコンデンサを示す。
Claims (1)
- 【請求項１】正相入力端子と逆相出力端子が第１のコン
デンサを介して結合されると共に、上記正相入力端子に
入力信号が供給される第１の電圧−電流交換回路と、 正相入力端子に上記入力信号が供給されると共に、正相
出力端子が第２のコンデンサを介して接地される第２の
電圧−電流変換回路と、 正相入力端子に上記第２の電圧−電流変換回路の正相出
力信号が供給されると共に、正相出力端子が上記第１の
電圧−電流交換回路の逆相出力端子と結合されると共
に、上記第１及び第２の電圧−電流変換回路の各々の逆
相入力端子と結合されている逆相入力端子に結合される
第３の電圧−電流変換回路を備え、 上記第１の電圧−電流変換回路の相互コンダクタンスが
上記第３の電圧−電流変換回路の相互コンダクタンスの
略２倍とされ、上記第３の電圧−電流変換回路の正相出
力端子から上記入力信号の位相等価された信号が出力さ
れることを特徴とする２次アクティブ位相等価器。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60009266A JPH0626297B2 (ja) | 1985-01-23 | 1985-01-23 | ２次アクテイブ位相等価器 |
| KR1019860000016A KR970009870B1 (ko) | 1985-01-23 | 1986-01-07 | 2차 액티브 위상등가기 |
| CA000499329A CA1241386A (en) | 1985-01-23 | 1986-01-10 | Second order all pass network |
| AU52285/86A AU580129B2 (en) | 1985-01-23 | 1986-01-14 | Second order all pass network |
| DE8686400107T DE3686423T2 (de) | 1985-01-23 | 1986-01-21 | Allpasskreis zweiter ordnung. |
| EP86400107A EP0189347B1 (en) | 1985-01-23 | 1986-01-21 | Second order all pass network |
| AT86400107T ATE79707T1 (de) | 1985-01-23 | 1986-01-21 | Allpasskreis zweiter ordnung. |
| US06/821,044 US4675616A (en) | 1985-01-23 | 1986-01-22 | Second order all pass network |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60009266A JPH0626297B2 (ja) | 1985-01-23 | 1985-01-23 | ２次アクテイブ位相等価器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61170113A JPS61170113A (ja) | 1986-07-31 |
| JPH0626297B2 true JPH0626297B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=11715635
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60009266A Expired - Fee Related JPH0626297B2 (ja) | 1985-01-23 | 1985-01-23 | ２次アクテイブ位相等価器 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4675616A (ja) |
| EP (1) | EP0189347B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0626297B2 (ja) |
| KR (1) | KR970009870B1 (ja) |
| AT (1) | ATE79707T1 (ja) |
| AU (1) | AU580129B2 (ja) |
| CA (1) | CA1241386A (ja) |
| DE (1) | DE3686423T2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPH0828644B2 (ja) * | 1986-12-26 | 1996-03-21 | 株式会社東芝 | アクテイブ型位相等化器 |
| JPH0775298B2 (ja) * | 1987-01-30 | 1995-08-09 | 株式会社日立製作所 | フイルタ回路 |
| US5235540A (en) * | 1990-04-26 | 1993-08-10 | Silicon Systems, Inc. | Parasitic insensitive programmable biquadratic pulse slimming technique |
| JPH08111015A (ja) * | 1994-09-01 | 1996-04-30 | Tdk Corp | 磁気ヘッドスライダの支持装置及び磁気ヘッド装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3689752A (en) * | 1970-04-13 | 1972-09-05 | Tektronix Inc | Four-quadrant multiplier circuit |
| US3805091A (en) * | 1972-06-15 | 1974-04-16 | Arp Instr | Frequency sensitive circuit employing variable transconductance circuit |
| US3969682A (en) * | 1974-10-21 | 1976-07-13 | Oberheim Electronics Inc. | Circuit for dynamic control of phase shift |
-
1985
- 1985-01-23 JP JP60009266A patent/JPH0626297B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-01-07 KR KR1019860000016A patent/KR970009870B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1986-01-10 CA CA000499329A patent/CA1241386A/en not_active Expired
- 1986-01-14 AU AU52285/86A patent/AU580129B2/en not_active Ceased
- 1986-01-21 AT AT86400107T patent/ATE79707T1/de not_active IP Right Cessation
- 1986-01-21 DE DE8686400107T patent/DE3686423T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-01-21 EP EP86400107A patent/EP0189347B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-01-22 US US06/821,044 patent/US4675616A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU5228586A (en) | 1986-07-31 |
| EP0189347B1 (en) | 1992-08-19 |
| CA1241386A (en) | 1988-08-30 |
| JPS61170113A (ja) | 1986-07-31 |
| KR970009870B1 (ko) | 1997-06-18 |
| US4675616A (en) | 1987-06-23 |
| AU580129B2 (en) | 1989-01-05 |
| EP0189347A2 (en) | 1986-07-30 |
| DE3686423T2 (de) | 1993-03-11 |
| ATE79707T1 (de) | 1992-09-15 |
| KR860006164A (ko) | 1986-08-18 |
| DE3686423D1 (de) | 1992-09-24 |
| EP0189347A3 (en) | 1988-03-16 |
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