JP4125892B2 - 複素バンドパスフィルタ - Google Patents
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Description
【発明の属する分野】
本発明は複素バンドパスフィルタ、特にLow−IF方式の受信機等に使用され、イメージ信号の抑圧ならびにチャネル選択を行うための複素バンドパスフィルタに関する。
【0002】
【従来の技術】
近年では、携帯無線端末の普及に伴い、従来の受信方式であるスーパーヘテロダイン方式の代わりに、中間周波数(IF)を数MHz以下に設定するLow−IF方式が注目されている。このLow−IF方式を採用すれば、上記スーパーヘテロダイン方式で必要となっていた外形寸法が大きな外付けIFフィルタを取り除くことができ、受信部をワンチップ化、低価格化できるという利点が得られる。
【0003】
しかし、このLow−IF方式では、受信周波数(RF)と局所発振器の周波数が近いためにイメージ信号の抑圧が必須となる。このイメージ信号を抑圧する手段の一種として、オペレーショナル・トランスコンダクタンス・アンプ(以下OTAとする)を用いたものがあり、これは例えばIEICE TRANS. FUNDAMENTALS, Vol. E80-A, No.9, 1997年9月、1721頁から1724頁に掲載されたXiaoxing ZHANGの論文、"Implementation of Active Complex Filter with Variable Parameter Using OTAs" 等に記載されている。
【0004】
OTAは通常、図3に示すシンボルで表され、入力及び出力インピーダンス共に理想的には無限大であり、出力電流Ioutは、次式によって与えられる。
【0005】
Iout=gm・Vin ・・・式(1)
ここでVinは差動入力電圧であり、gmは出力電流Ioutに対するトランスコンダクタンスであり、理想的には入力電圧に対して常に一定である。
【0006】
図4に、上記論文に記載されている1次の複素バンドパスフィルタの構成を示す。このフィルタでは、直交変調の同相成分の入力信号XRが入力され、gm3aのトランスコンダクタンスを持つ第1OTA1、この第1OTA1の出力側が接続され、gm1aのトランスコンダクタンスを持つ第3OTA3が設けられており、この第3OTA3から同相成分の出力信号YRが出力される。一方、直交変調の直交成分の入力信号XIが入力され、gm3bのトランスコンダクタンスを持つ第2OTA2、この第2OTA2の出力側が接続され、gm1bのトランスコンダクタンスを持つ第4OTA4が設けられ、この第4OTA4から直交成分の出力信号YIが出力される。
【0007】
また、上記第1OTA1と第3OTA3の接続点Aと、上記第2OTA2と第4OTA4の接続点Bとの間に、周波数シフト機能を果たすために、第5OTA5及び第6OTA6が設けられ、この第5OTA5はgm2aのトランスコンダクタンスを持ち、第6OTA6はgm2bのトランスコンダクタンスを持つ。さらに、上記接続点Aとアースとの間に、容量Caの第1キャパシタ7が接続され、上記接続点Bとアースとの間に、容量Cbの第2キャパシタ8が接続される。
【0008】
そして、このような1次の複素バンドパスフィルタの伝達関数H(s)[s:複素変数]は、上記トランスコンダクタンスにおいて、gm1a=gm1b=gm1、gm2a=gm2b=gm2、gm3a=gm3b=gm3で、またCa=Cb=Cとした時、次式によって与えられる。
【0009】
【数1】
なお、jは虚数単位で、j2=−1である。
【0010】
このような複素バンドパスフィルタによれば、同相成分の入力信号XRについては、トランスコンダクタンスgm3aで決定されるゲインで、かつ容量Caとトランスコンダクタンスgm1aで決定される通過帯域幅の出力信号YRが得られ、また直交成分の入力信号XIについては、トランスコンダクタンスgm3bで決定されるゲインで、かつ容量Cbとトランスコンダクタンスgm1bで決定される通過帯域幅の出力信号YIが得られる。そして上記容量Ca、Cbと、第5OTA5及び第6OTA6のトランスコンダクタンスgm2a及びgm2bで決定される量だけ周波数が正方向へシフトされる。
【0011】
図5には、角周波数ωを横軸に取った周波数特性が示されており、上記の複素バンドパスフィルタによれば、例えば−ω0から+ω0の帯域幅の周波数特性100から、周波数特性101のように中心周波数をωcだけシフトさせることができ、これによって正の周波数は通すが負の周波数は通さないフィルタが得られる。そして、このような1次の複素バンドパスフィルタを縦続接続することにより、高次の複素バンドパスフィルタが形成される。
【0012】
図6には、4次バタワース型複素バンドパスフィルタの構成が示されており、これは、例えば中心周波数を2MHz、通過帯域幅を1MHzとしたものである。即ち、図示の第1フィルタ11は、gm1a=gm1b=29μS(ジーメンス)、gm2a=gm2b=113.6μS、gm3a=gm3b=31.4μS、Ca=Cb=10pFの値に設定され、次段の第2フィルタ12は、gm1a=gm1b=29μS、gm2a=gm2b=137.7μS、gm3a=gm3b=31.4μS、Ca=Cb=10pFの値に設定され、第3フィルタ13は、gm1a=gm1b=12μS、gm2a=gm2b=154.7μS、gm3a=gm3b=31.4μS、Ca=Cb=10pFの値に設定され、最終段の第4フィルタ14は、gm1a=gm1b=12μS、gm2a=gm2b=96.6μS、gm3a=gm3b=31.4μS、Ca=Cb=10pF、の値に設定される。
【0013】
図7には、図6の4次バタワース型複素バンドパスフィルタの周波数特性が示されており、図示されるように、2MHzを中心周波数とし、正の周波数を通す帯域幅の特性が得られる。
【0014】
通常、入力電圧は数百mVの大きな値であり、この範囲内でOTAの出力電流と入力電圧はリニアな関係でなければならない。即ち、図8に示されるように、各OTAの持つトランスコンダクタンスは原点を通る直線となる特性が要求される。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、実際には上記第1OTA1から第6OTA6の持つトランスコンダクタンスが大きな値になるにつれ、入力電圧―出力電流特性の線形領域が狭くなり、さらに、入力電圧の振幅が大きくなるにつれ、理想的な入力電圧―出力電流特性からのずれが大きくなる。特に、第5OTA5及び第6OTA6のトランスコンダクタンスは、第1OTA1から第4OTA4の持つトランスコンダクタンスと比較して、一般的に大きな値となるため線形領域が狭くなり、入力信号に対する出力信号の全高調波歪特性を劣化させるという問題点があった。
【0016】
図9には、図6の4次バタワース型複素バンドパスフィルタに含まれる、gm2aのトランスコンダクタンスを持つ第5OTA5及びgm2bのトランスコンダクタンスを持つ第6OTA6の実際の入力電圧―出力電流特性と、理想的な入力電圧―出力電流特性との比較が示されており、トランスコンダクタンスが大きな値となると線形領域が狭くなり、さらに、入力電圧の振幅が大きくなるにつれ、トランスコンダクタンスは理想的な入力電圧―出力電流特性からのずれが大きくなっている。
【0017】
これらの入力電圧−出力電流特性を持つOTAを用いた、上記4次バタワース型複素バンドパスフィルタの入力信号の周波数が2MHzの時の、出力信号の全高調波歪率を図10に示す。図10から、全高調波歪率が1%以下の入力信号電圧の最大値は440mVppであることがわかる。
【0018】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、特に第5OTA5及び第6OTA6の持つトランスコンダクタンスの入力電圧―出力電流特性に起因する、入力信号に対する出力信号の全高調波歪の劣化を良好に改善することができる複素バンドパスフィルタを提供することにある。
【0019】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項1に係る発明は、直交変調の同相成分信号を入力し、この同相成分信号の出力ゲインを定める第1トランスコンダクタンス素子と、この第1トランスコンダクタンス素子の出力端子とアースとの間に接続され、同相成分信号の通過帯域幅を定めるための第1キャパシタと、上記第1トランスコンダクタンス素子の出力を入力し、上記第1キャパシタとの組み合せにより同相成分信号の通過帯域幅を定める同相成分出力側素子と、直交変調の直交成分信号を受信し、この直交成分信号の出力ゲインを定める第2トランスコンダクタンス素子と、この第2トランスコンダクタンス素子の出力端子とアースとの間に接続され、直交成分信号の通過帯域幅を定めるための第2キャパシタと、上記第2トランスコンダクタンス素子の出力を入力し、上記第2キャパシタとの組み合せにより直交成分信号の通過帯域幅を定める直交成分出力側素子と、上記第1トランスコンダクタンス素子と上記同相成分出力側素子の接続点と上記第2トランスコンダクタンス素子と上記直交成分出力側素子の接続点との間に接続され、通過帯域の中心周波数をシフトさせるための第3トランスコンダクタンス素子及び第4トランスコンダクタンス素子で構成される周波数シフト用素子とを設けた複素バンドパスフィルタにおいて、上記第1トランスコンダクタンス素子、第2トランスコンダクタンス素子、同相成分出力側素子及び直交成分出力側素子が、それぞれ1つのOTAで構成されており、上記第3トランスコンダクタンス素子及び第4トランスコンダクタンス素子が、それぞれ少なくとも2つ以上のOTAが並列に接続されており、上記第3トランスコンダクタンス素子を構成するOTAの非反転入力端子がそれぞれ、上記第1トランスコンダクタンス素子と上記同相成分出力側素子の接続点に接続され、反転入力端子がアースに接続され、上記第4トランスコンダクタンス素子を構成するOTAの反転入力端子がそれぞれ、上記第3のトランスコンダクタンス素子を構成するOTAのそれぞれの出力及び上記第2トランスコンダクタンス素子と上記直交成分出力側素子の接続点及び上記直交成分出力側素子の出力に接続され、非反転入力端子がアースに接続され、上記第4のトランスコンダクタンス素子を構成するOTAのそれぞれの出力が上記同相成分出力側素子の出力及び上記第1トランスコンダクタンス素子と上記同相成分出力側素子の接続点に接続され、かつ上記第3のトランスコンダクタンス素子を構成する少なくとも2つ以上のOTAのトランスコンダクタンスの合計が、上記第4トランスコンダクタンス素子を構成する少なくとも2つ以上のOTAのトランスコンダクタンスの合計と等しくなるように構成したことを特徴とする。
【0020】
請求項2に係る発明は、並列に接続された、少なくとも2つ以上のOTAの持つトランスコンダクタが全て同じであることを特徴とする。
【0021】
上記の構成によれば、周波数シフト用素子を構成するトランスコンダクタンス素子の個々のトランスコンダクタンスを小さくすることができるため、入力電圧―出力電流特性に起因する入力信号に対する全高調波歪の劣化を抑えることが可能となる。そして、この入力信号に対する全高調波歪は、上記請求項2に示される値とすることにより、全高調波歪の劣化を大幅に抑えることが可能となる。
【0022】
【発明の実施形態】
図1には、本発明の実施例に係る複素バンドパスフィルタの構成が示されており、このフィルタは図4の場合と同様に、gm3aのトランスコンダクタンスを持ち、直交変調の同相成分の入力信号XRを入力する第1OTA31、gm1aのトランスコンダクタンスを持ち、上記第1OTA31の後段に配置されて同相成分の出力信号YRを出力する第3OTA33、gm3bのトランスコンダクタンスを持ち、直交変調の直交成分の入力信号XIを入力する第2OTA32、gm1bのトランスコンダクタンスを持ち、上記第2OTA32の後段に配置されて直交成分の出力信号YIを出力する第4OTA34が設けられる。また、上記第1OTA31と第3OTA33の接続点Aとアースとの間に、容量Caの第1キャパシタ39が接続され、上記第2OTA32と第4OTA34の接続点Bとアースとの間に容量Cbの第2キャパシタ40が接続される。
【0023】
さらに、上記接続点Aと上記接続点Bとの間には、周波数シフト用素子として、gm2cのトランスコンダクタンスを持つ第7OTA35とgm2dのトランスコンダクタンスを持つ第8OTA36とが並列に接続され、及びgm2eのトランスコンダクタンスを持つ第9OTA37とgm2fのトランスコンダクタンスを持つ第10OTA38とが並列に接続され、それぞれ設けられている。
【0024】
図11には、トランスコンダクタンスがそれぞれ違う値のOTA2つを並列に接続して構成した多入力加算回路の例を示す。gm7のトランスコンダクタンスを持つOTA21の非反転入力端子にVi1が、反転入力端子にVi2がそれぞれ入力され、gm8のトランスコンダクタンスを持つOTA22の非反転入力端子にVi3が、反転入力端子にVi4がそれぞれ入力され、OTA21の出力とOTA22が接続された場合、出力電流I0は、次式で表される。
【0025】
I0=(Vi1−Vi2)gm7+(Vi3−Vi4)gm8 ・・・式(3)
ここで、OTA21およびOTA22の反転入力端子をアースに接続し、OTA21およびOTA22の非反転入力端子からVi1=Vi2=Viの信号を入力し、OTA21およびOTA22のもつトランスコンダクタンスgm7およびgm8がgm7=gm8=gm7’と等しければ、上記式(3)は、
I0=(2・gm7′)・Vi ・・・式(4)
となる。
【0026】
本発明では、図4に示した複素バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数をシフトさせるための第5OTA5及び第6OTA6を、それぞれ図11に示すような2つのOTAが並列接続された構成に置き換えて接続されている。
【0027】
図1に示すような1次複素バンドパスフィルタを図6と同様に縦続接続して形成し、4次バタワース型複素バンドパスフィルタの中心周波数を2MHz、通過帯域幅を1MHzとするためには、第1フィルタのgm1a=gm1b=29μS(ジーメンス)、式(3)より、gm2c+gm2d=113.6μS、gm2e+gm2f=113.6μS、gm3a=gm3b=31.4μS、Ca=Cb=10pFの値に設定され、次段の第2フィルタは、gm1a=gm1b=29μS、式(3)より、gm2c+gm2d=137.7μS、gm2e+gm2f=137.7μS、gm3a=gm3b=31.4μS、Ca=Cb=10pFの値に設定され、第3フィルタは、gm1a=gm1b=12μS、式(3)より、gm2c+gm2d=154.7μS、gm2e+gm2f=154.7μS、gm3a=gm3b=31.4μS、Ca=Cb=10pF、最終段の第4フィルタは、gm1a=gm1b=12μS、式(3)より、gm2c+gm2d=96.6μS、gm2e+gm2f=96.6μS、gm3a=gm3b=31.4μS、Ca=Cb=10pFの値に設定される。
【0028】
ここで、第7OTA35、第8OTA36、第9OTA37、第10OTA38は、トランスコンダクタンスが小さい素子で形成することができるので、入力電圧−出力電流特性の線形領域範囲を広げることができる。その結果、全体として線形領域範囲を広げることが可能となる。また、並列接続されるOTAの数を3つ、4つと増やしていくと、並列接続されたOTAそれぞれの持つトランスコンダクタンスを、さらに小さくすることができ、さらに線形領域を拡大できる。
【0029】
さらに、並列接続されている第7OTA35、第8OTA36、第9OTA37、第10OTA38のトランスコンダクタンスを同じにすることで、線形領域の範囲を最も大きくできる。そこで、第1フィルタのgm2c=gm2d=gm2e=gm2f=56.8μS、第2フィルタのgm2c=gm2d=gm2e=gm2f=68.9μS、第3フィルタのgm2c=gm2d=gm2e=gm2f=77.4μS、第4フィルタのgm2c=gm2d=gm2e=gm2f=48.3μSの値に設定した時の入力信号の周波数が2MHzの時の、出力信号の全高調波歪率を図2に示す。図2において、点線が従来例、実線が本発明の実施例である。図2から、全高調波歪率が1%以下の入力信号電圧の最大値が約440mVppから約700mVppに拡大しており、線形領域が狭くなるといった問題点が解決されていることを確認できる。
【0030】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複素バンドパスフィルタにおいて、通過帯域の中心周波数をシフトさせるため、少なくとも2つ以上のトランスコンダクタンス素子が並列に構成された周波数シフト用素子を設けたことで、周波数シフト用素子の持つトランスコンダクタンスの入力電圧―出力電流特性に起因する、入力信号に対する出力信号の全高調波歪の劣化を良好に改善することができ、低歪の高次複素バンドパスフィルタを得ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例に係る複素バンドパスフィルタの構成を示す回路図である。
【図2】本発明の実施例に係る複素バンドパスフィルタの全高調波歪率を示す図である。
【図3】オペレーショナル・トランスコンダクタンス・アンプのシンボル例を示す図である。
【図4】従来の複素バンドパスフィルタの構成を示す回路図である。
【図5】複素バンドパスフィルタにおける周波数シフトを示す説明図である。
【図6】複素バンドパスフィルタを縦続接続した4次バタワース型複素バンドパスフィルタの構成を示す図である。
【図7】図6の複素バンドパスフィルタでの周波数特性を示す図である。
【図8】複素バンドパスフィルタの理想的な入力電圧−出力電流特性を示した図である。
【図9】複素バンドパスフィルタで生じる入力電圧−出力電流特性の理想からのずれを示した図である。
【図10】従来の複素バンドパスフィルタの全高調波歪率を示す図である。
【図11】異なるトランスコンダクタンスを持つトランスコンダクタンス素子で構成される多入力加算回路を示した図である。
【符号の説明】
1 31・・・第1OTA
2、32・・・第2OTA
3、 33・・・第3OTA
4、 34・・・第4OTA
5・・・第5OTA
6・・・第6OTA
7、 9・・・第1キャパシタ
8、40・・・第2キャパシタ
35・・・第7OTA
36・・・第8OTA
37・・・第9OTA
38・・・第10OTA
Claims (2)
- 直交変調の同相成分信号を入力し、この同相成分信号の出力ゲインを定める第1トランスコンダクタンス素子と、この第1トランスコンダクタンス素子の出力端子とアースとの間に接続され、同相成分信号の通過帯域幅を定めるための第1キャパシタと、上記第1トランスコンダクタンス素子の出力を入力し、上記第1キャパシタとの組み合せにより同相成分信号の通過帯域幅を定める同相成分出力側素子と、直交変調の直交成分信号を受信し、この直交成分信号の出力ゲインを定める第2トランスコンダクタンス素子と、この第2トランスコンダクタンス素子の出力端子とアースとの間に接続され、直交成分信号の通過帯域幅を定めるための第2キャパシタと、上記第2トランスコンダクタンス素子の出力を入力し、上記第2キャパシタとの組み合せにより直交成分信号の通過帯域幅を定める直交成分出力側素子と、上記第1トランスコンダクタンス素子と上記同相成分出力側素子の接続点と上記第2トランスコンダクタンス素子と上記直交成分出力側素子の接続点との間に接続され、通過帯域の中心周波数をシフトさせるための第3トランスコンダクタンス素子及び第4トランスコンダクタンス素子で構成される周波数シフト用素子とを設けた複素バンドパスフィルタにおいて、
上記第1トランスコンダクタンス素子、第2トランスコンダクタンス素子、同相成分出力側素子及び直交成分出力側素子が、それぞれ1つのOTAで構成されており、上記第3トランスコンダクタンス素子及び第4トランスコンダクタンス素子が、それぞれ少なくとも2つ以上のOTAが並列に接続されており、上記第3トランスコンダクタンス素子を構成するOTAの非反転入力端子がそれぞれ、上記第1トランスコンダクタンス素子と上記同相成分出力側素子の接続点に接続され、反転入力端子がアースに接続され、上記第4トランスコンダクタンス素子を構成するOTAの反転入力端子がそれぞれ、上記第3のトランスコンダクタンス素子を構成するOTAのそれぞれの出力及び上記第2トランスコンダクタンス素子と上記直交成分出力側素子の接続点及び上記直交成分出力側素子の出力に接続され、非反転入力端子がアースに接続され、上記第4のトランスコンダクタンス素子を構成するOTAのそれぞれの出力が上記同相成分出力側素子の出力及び上記第1トランスコンダクタンス素子と上記同相成分出力側素子の接続点に接続され、かつ上記第3のトランスコンダクタンス素子を構成する少なくとも2つ以上のOTAのトランスコンダクタンスの合計が、上記第4トランスコンダクタンス素子を構成する少なくとも2つ以上のOTAのトランスコンダクタンスの合計と等しくなるように構成したことを特徴とする複素バンドパスフィルタ。 - 上記並列に接続された、少なくとも2つ以上のOTAの持つトランスコンダクタンスが全て同じであることを特徴とする上記請求項1記載の複素バンドパスフィルタ。
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