KR100298090B1 - 주파수의존저항기 - Google Patents

Abstract

주파수 의존 저항기가 발표되고, 코일 또는 캐패시터에 의하여 구성된 리액턴스성 부하가 전압-전류 변환기의 출력에 연결되고, 그에 의하여 90 디그리에 의하여 입력전압의 위상을 회전하기 위한 위상회전기를 구성한다. 다수의 위상회전기가 종속으로 접속되어 있고, 짝수단에서 위상회전기의 출력전압이 제1단에서 위상회전기의 입력단자에 공급되며, 전류로 반전된다.

Description

주파수 의존 저항기

필터회로의 설계에서는, 저항, 캐패시터, 코일, 연산증폭기를 적당히 조합하면 패시브필터 또는 액티브필터가 형성된다. 구체적인 예로는 저항, 캐패시터 및 코일을 사용한 단동조회로이고, 또한, 그 소자들과 연산증폭기를 조합한 버터월스, 체비세프, 베셀 또는 타원함수필터가 있다. 이러한 필터에는 주파수의 변화에 함께 출력신호의 위상이 변화되는 그런 특성을 가진다. 그 이유는, 이러한 필터의 임피던스를 구성하는 실수성분과 허수성분의 비가 주파수와 함께 변화하기 때문이다. 신호처리에 있어서, 적어도 주파수변화에 대한 위상변화가 선형적으로 변화되므로, 그룹지연 특성이 평탄해진다. 따라서, 입력신호 파형에 대한 출력파형의 찌그러짐을 제거할 수 있다. 예를 들어, 베셀필터에 관해서는, 주파수를 한정하여 그룹지연 특성을 가능한 한 평탄하게 한다.

종래의 필터장치의 하나인 단동조회로를 제30도에 나타낸다. 이 단동조회로는, 저항값이 10㏀인 저항(130)과, 인덕턴스값이 0.01H인 코일(50) 및 커패시턴스 값이 10pF인 캐패시터(52)를 직렬로 연결하고, 이 양단에 위상이 0도, 진폭이 1인 신호원(140)이 연결되는 구성으로 되어있다. 이 단동조회로의 입력신호에 대한 출력신호의 진폭과 위상에 대한 특성이 제31 내지 33도에서 나타난다. 제31도는 단자(13)에서 얻어진 저역통과필터 특성을 나타내고, 제32도는 단자(14)에서 얻어진 대역금지필터 특성을 나타내며, 제33도는 단자(14)와 (15) 사이에서 얻어진 대역통과필터 특성을 나타낸다. 제31 및 32도는, 500kHz의 컷오프 주파수에도 불구하고, 위상이 신호통과 주파수대역에서 10kHz부터 이미 변화하기 시작됨을 나타낸다. 또한, 제33도는 통과대역의 중심주파수의 양측에 있어서, 위상이 급격하게 변화하는 것을 나타내고 있다.

이러한 종래의 대역통과 필터를 사용하여 TV 신호의 복합영상신호부터 색신호를 취하는 경우에, 그룹지연의 불안정이 캐리어주파수에 대한 주파수에 그룹지연의 불균일성이 생긴다. 또한, 복조후에 파형이 찌그러지고, 때때로 충실한 색재현에 있어서, 역효과가 생긴다. 복조된 색신호로부터 고주파를 제거하기 위하여, 저역통과 필터를 통과시키므로 해서, 이 신호에 비교적 큰 위상지연이 생긴다. 위상지연에 의한 시간지연을 상대적으로 보정하기 위하여, 시간지연이 없는 휘도신호 처리회로에 지연기를 삽입하는 것이 필요하다.

두 개의 연산증폭기 및 다섯 개의 소자, 즉 두 개의 소자는 캐패시터로, 나머지 세 개의 소자는 저항의 조합을 포함하여 구성하는 하나의 임피던스 변환기(일명 GIC)로써 FDNR(Frequency Dependent Negative Converter)이 제안되고 있다.

이 FDNR은, 주파수에 대하여 그 위상특성이 변화되지 않지만 그 저항값이 변화되는 특성을 가진다. 그럼에도 불구하고, FDNR의 저항특성이 수동적이고, 주파수의 제곱에 한정된다. 또한, 각 구성소자의 값을 다른 값으로 대체하면 저항값의 변화가 필요하므로, FDNR의 응용범위가 제한된다.

또한, 이러한 종래의 저역통과 필터를 사용하여 펄스신호로부터 노이즈를 제거할 때, 위상변화가 커서 입력펄스의 위상과 출력펄스의 위상 사이에 적지 않은 차이점을 야기시킨다. 특히, 동기처리를 요구하는 회로에서 심각한 문제가 일어난다.

본 발명은, 아날로그 필터에 관한 것으로, 예를 들어, TV 또는 VTR에서 복합영상신호로부터 색신호를 추출하는 대역통과 필터와, 색신호를 복조한 후에 고주파를 제거하는 저역통과 필터와, 오디오용 회로에서 주파수 및 진폭을 제어하는 이퀄라이저와, B.S. 튜너에서 IQ 신호를 검출하는 필터 또는 디지털신호 처리회로에서 그 펄스신호의 노이즈성분을 제거하는 필터 등에 사용하기에 적합한 주파스 의존 저항기에 관한 것이다.

제 1 도는 본 발명의 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 2 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 3 도는 본 발명에 의한 주파수 의존 저항기의 회로구성을 나타낸다.

제 4 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 5 도는 제 4 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기의 회로구성을 나타낸다.

제 6 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기의 회로구성을 나타낸다.

제 7 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 8 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 9 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 10 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기의 회로구성을 나타낸다.

제 11 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기의 회로구성을 나타낸다.

제 12 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기의 회로구성을 나타낸다.

제 13 도는 제 12 도에서의 주파수 의존 저항기를 나타내는 블록다이어그램이다.

제 14 도는 제 12 및 13 도의 주파수 의존 저항기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

제 15 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 16 도는 제 15 도의 주파수 의존 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

제 17 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수의존 저항기를 나타낸다.

제 18 도는 제 17 도의 주파수의존 저항기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

제 19 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 20 도는 제 19 도의 주파수의존 저항기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

제 21 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수의존 저항기를 나타낸다.

제 22 도는 제 21 도의 주파수의존 저항기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

제 23 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 24 도는 제 23 도의 주파수 의존 저항기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

제 25 도는 본 발명에 의한 여전히 또다른 주파수 의존 저항기의 회로구성을 나타낸다.

제 26 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기를 나타낸다.

제 27 도는 제 26 도의 주파수 의존 저항기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

제 28 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기의 회로구성을 나타낸다.

제 29 도는 본 발명에 의한 또다른 주파수 의존 저항기의 회로구성을 나타낸다.

제 30 도는 종래의 필터장치를 나타내는 다이어그램이다.

제 31 도는 제 30 도의 필터장치의 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

제 32 도는 제 30 도의 필터장치의 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

제 33 도는 제 30 도의 필터장치의 시뮬레이션 결과를 나타내는 다이어그램이다.

[본 발명을 실현하기 위한 최상의 형태]

본 발명의 실시예에서는 이하 제 1 도 내지 제 29 도를 참조하여 설명한다.

본 발명은 주파수에 따라서 값이 다른 임피던스를 얻음과 함께 이 임피던스의 실수부에 의해서 그 임피던스의 특성이 지배되는 주파수 의존 저항기를 제공하려고 의도한 것이다. 본 발명은, 주파수에 대하여 매우 작게 변화하는 위상으로 신호를 취하기 위하여 또다른 저항기와 주파수 의존 저항기의 조합을 포함하여 구성하는 필터장치를 제공하려고 의도한 것이다. 여기서의 저항기는 저항소자, 저항소자를 등가적으로 제공하는 회로 또는 그것들을 조합한 회로를 의미한다.

본 발명에 의한 주파수 의존 저항기는, 입력단자쌍에 공급된 교류전압에 따라서 출력단자 쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 출력하는 전압-전류 변환기와 임피던스의 허수부에 의해서 그 특성이 지배된 리액턴스성 부하를 가지고, 상기 전압-전류변환기의 출력단자쌍에 상기 리액턴스성 부하를 접속하여 발생한 전압을 상기 출력단자쌍으로부터 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속한 종속접속회로와, 상기 종속접속회로의 제1단 위상회전기가 구비된 전압-전류변환기의 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍과, 상기 종속접속회로의 제1단 위상회전기를 포함하여 카운트한 짝수단째의 위상회전기의 출력전압을 입력하여 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 출력하는 적어도 하나의 전압-전류 변환기 및 상기 짝수단째의 위상회전기의 출력전압을 입력한 전압-전류변환기의 상기 출력단자쌍의 교류전류를 상기 신호입력단자쌍에 공급한 적어도 하나의 전류전달수단을 구비하고, 상기 신호입력단자쌍으로부터 주파수에 따라서 값이 다른 임피던스를 얻음과 함께 이 임피던스의 실수부에 의해서 그 임피던스의 특성이 지배된다.

또한, 상기 입력단자쌍의 한쪽 또는 상기 출력단자쌍의 한쪽에 고정전압이 부여된다.

제1단 위상회전기의 리액턴스성 부하의 양단에는, 제1단위상회전기의 입력단자쌍에 공급되는 전압, 즉 신호단자쌍에 공급되는 전압에 대하여 위상이 90도 차이가 나는 전압이 발생한다. 이 전압이 제2단 위상회전기에 공급되어서, 제2단 위상회전기의 리액턴스성 부하의 양단에는, 제2단째의 위상회전기의 입력단자쌍에 공급되는 전압에 대하여 위상이 90도 차이나는 전압이 발생한다. 그 결과로서, 신호단자쌍에 공급되는 전압을 가진 위상과 180도 차이가 나는 전압이 제2단 위상회전기의 리액턴스성 부하의 양단에 공급된다. 이와 같이 하여, 신호단자쌍에 공급되는 전압을 가진 위상과 360도 차이가 나는 전압이 제4단 위상회전기의 리액턴스성 부하의 양단에 발생된다. 또한, 신호단자쌍에 공급되는 전압이 가진 위상과 540도 및 720도 차이가 나는 전압이 각각 제6단 위상회전기 및 제8단 위상회전기의 양단에 발생된다. 게다가, 짝수단 위상회전기의 리액턴스성 부하의 양단에 발생되는 전압을, 이 전압에 대하여 동위상과 역위상의 전류로 변환시키고, 신호단자쌍에 개별적으로 공급된다. 그 결과로서, 신호단자쌍에 공급되는 전압에 대하여, 동위상과 역위상의 전류의 쌍방향의 전류가 신호단자쌍에 피이드백된다.

특히, 신호단자쌍의 한 단자인 제1신호단자를 그의 다른 단자인 제2신호단자를 기준으로 하여 보았을 때, 제1의 신호단자에 공급되는 전압에 대하여, 제1신호단자로부터 주파수 의존 저항기로 동위상의 전류가 흘러가고, 제2신호단자로부터는 동위상의 전류가 흘러나오는(혹은 역위상의 전류가 유입) 경우에는, 한쌍의 신호단자사이에는 양의 저항특성이 얻어진다.

또한, 리액턴스성 부하가 캐패시터 또는 코일로 복합적으로 구성된 경우에 있어서, 주파수 의존 저항기의 저항값이, 이후에 상세히 설명한 바와 같이, 주파수의 응답에 따라서 변화한다.

또한, 본 발명의 또다른 관점에 따르면, 주파수 의존 저항기는, 입력단자쌍으로부터 공급되는 전압에 따라서 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 전류를 출력하는 차동증폭회로와 임피던스의 허수부에 의해서 그 특성이 지배된 리액턴스성 부하를 가지고, 상기 차동증폭회로의 출력단자쌍에 상기 리액턴스성 부하를 접속하여 발생한 전압을 상기 출력단자쌍으로부터 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속한 종속접속회로와, 상기 종속접속회로의 제1단의 위상회전기가 구비하는 차동증폭회로의 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍과, 상기 종속접속회로의 제1단의 위상회전기를 포함하여 카운트된 짝수단째의 위상회전기의 출력전압을 입력하여 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 출력하는 적어도 한 개의 차동증폭회로 및 상기 짝수단째의 위상회전기의 출력전압을 입력한 차동증폭회로의 상기 출력단자쌍의 교류전류를 상기 신호입력단자쌍에 공급한 적어도 하나의 전류전달수단을 구비하고, 상기 신호입력단자쌍으로부터 주파수에 따라서 값이 다른 임피던스를 얻음과 함께 이 임피던스의 실수부에 의해서 그 임피던스의 특성이 지배된다.

전압을 제1단 위상회전기의 차동증폭회로의 입력단자쌍에 공급하고, 이 전압에 따라서 차동증폭기의 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 전류를 꺼내고, 이 전류를 리액턴스성 부하에 공급한다. 제1단 위상회전기의 차동증폭회로의 입력단자쌍에 공급되는 전압, 즉 신호단자쌍에 공급되는 전압으로부터의 위상이 90도 차이나는 전압이 리액턴스성 부하의 양단에 발생한다. 이 전압은, 제2단 위상회전기의 차동증폭회로의 입력단자쌍에 공급되고, 이 전압에 따라서 차동증폭기의 출력단자쌍으로부터 나오는 쌍방향 전류는 제2단 위상회전기의 리액턴스성 부하에 공급된다. 제2단 위상회전기의 차동증폭기의 입력단자쌍에 공급된 전압으로부터의 위상과 90도 차이나는 전압은 제2단 위상회전기의 리액턴스성 부하의 양단에 발생된다. 그 결과로서, 신호단자쌍에 공급되는 전압의 위상과 180도 차이나는 전압이 제2단 위상회전기의 리액턴스성 부하의 양단에 발생된다. 이와 같이 하여, 신호단자쌍에 공급되는 전압으로부터의 위상과 360도 차이나는 전압은 제4단 위상회전기의 리액턴스성 부하의 양단에 발생한다. 또한, 신호단자쌍에 공급되는 전압의 위상과 540도 및 720도 차이나는 전압이 각각 제6단 위상회전기 및 제8단 위상회전기의 리액턴스성 부하의 양단에 발생된다. 짝수단 위상회전기의 리액턴스성 부하에 발생된 전압을 쌍방향의 전류로 변환하여 신호단자쌍에 부여하는 것으로, 신호단자쌍에 저항특성을 얻는 것이 가능하다. 여기에서, 신호단자쌍에 부여되는 쌍방향의 전류의 방향을 선택함으로써, 양 또는 음의 저항특성을 얻을 수 있다.

주파수에 따라서 리액턴스성 부하의 임피던스가 다르면 각 리액턴스성 부하에 발생하는 전압이 다르고, 신호단자쌍에 공급된 쌍방향의 전류의 전류치가 주파수에 따라서 변한다. 이 때문에, 신호단자쌍의 저항값이 주파수에 따라서 변화한다.

또한, 제1단 위상회전기이외의 위상회전기의 차동증폭회로에 있어서 그 동작의 안정상, 입력단자쌍 중 하나에 고정전위를 공급하는 것이 바람직하다. 여기에서 보충하면, 입력단자쌍의 한쪽에 직류전압원으로부터의 직류전압이 공급되는 경우, 이 입력단자로 향하는 전류경로는, 이 직류전압원을 통하여 형성된다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기는, 또한 외부로부터 그것에 공급된 제어신호에 따라서 전류의 전달계수가 다른 전류-전류 변환기를 적어도 하나 포함하여 구성할 수 있다.

외부로부터 공급되는 신호에 따라서 전류를 증폭함으로써, 주파수 의존저항기의 신호단자 또는 신호단자쌍에 피이드백되는 전류치를 바꾸는 것이 가능하므로, 주파수의존저항기의 저항치를 상기 신호에 의하여 변화시킬 수 있다. 이러한 이점은, 주파수의존저항기의 저항특성이 주파수의존저항기의 구성부분을 교환하지 않고 변경될 수 있도록 한다. 또한, 외부로부터 공급되는 신호에는, 신호원등으로부터 공급되는 교류 전기신호와, 검파회로에 의하여 검파된 전기신호와 마이크로컴퓨터 또는 메모리의 디지털데이터로부터 D/A 컨버터를 통하여 얻어지는 직류전압 또는 이들로부터 얻어지는 직류전류를 포함한다.

본 발명에 관한 주파수의존 저항기에 있어서, 어떤 경우는, 신호단자 또는 신호단자쌍에 피이드백되는 전류와, 신호단자 또는 신호단자쌍에 공급되는 전압이 반대인 위상으로 되도록 구성한다.

이러한 구성으로 함으로써, 신호단자 또는 신호단자쌍에 공급되는 전압에 대하여 동위상의 전류가 주파수의존 저항기의 내부로 흘러 들어오게 된다. 그 때문에, 주파수의존 저항기는 양의 저항특성을 가지는 저항소자의 기능을 가진다.

본 발명에 관한 주파수 의존저항기에 있어서, 다른 경우는, 신호단자 또는 신호단자쌍에 피이드백되는 전류와 신호단자 또는 신호단자쌍에 공급되는 전압이 동위상으로 되도록 구성한다.

이러한 구성으로 함으로써, 신호단자 또는 신호단자쌍에 공급되는 전압에 대하여, 동위상의 전류가 주파수의존 저항기의 외부로 유출하는 것으로 된다. 따라서, 주파수의존저항기는 음의 저항특성을 가진 저항소자로서의 작용을 가지는 것으로 된다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기에 있어서, 어떤 경우는, 상기 리액턴스성 부하가 용량소자로 될 수 있다.

리액턴스성 부하가 용량소자인 경우에 있어서는, 리액턴스성 부하의 임피던스가 주파수 및 커패시턴스 값의 곱에 반비례된다. 따라서, (2×n)번째 단(단, n은 양의 정수)의 위상회전기의 리액턴스성 부하에는, 주파수의 (2×n)제곱과, 제1단 위상회전기로부터의 (2×n)번째의 위상회전기까지의 각 리액턴스성 부하의 커패시턴스 값과의 곱에 반비례하는 진폭의 전압이 발생한다. 이 전압은 전류로 변환되고, 신호단자 또는 신호단자쌍에 공급된다. 이 전류의 진폭도, 주파수의 (2×n)제곱과, 제1단 위상회전기로부터의 (2×n)번째까지의 위상회전기의 각 리액턴스성 부하의 커패시턴스 값과의 곱에 반비례한다. 결과로서, 주파수의존저항기의 임피던스의 저항값은, 주파수의 (2×n)제곱과, 제1단 위상회전기로부터 (2×n)번째의 위상회전기까지의 각 리액턴스성 부하의 커패시턴스 값과의 곱에 정비례한다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기에 있어서, 다른 경우는, 리액턴스성 부하가 인덕턴스 소자로 될 수 있다.

리액턴스성 부하가 인덕턴스 소자인 경우에, 리액턴스성 부하의 임피던스는 주파수 및 인덕턴스값의 곱에 정비례한다. 따라서, (2×n)번째 위상회전기의 리액턴스성 부하에는, 주파수의 (2×n)번째단의 위상회전기까지의 각 리액턴스성 부하의 인덕턴스값과의 곱에 정비례한 진폭의 전압이 발생한다. 이 전압은 전류로 변환되고, 신호단자 또는 신호단자쌍에 공급된다. 이 전류의 진폭도, 주파수의 (2×n) 제곱과, 제1단 위상회전기로부터 (2×n)번째단의 위상회전기까지의 각 리액턴스성 부하의 인덕턴스값과의 곱에 반비례한다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기에 있어서, 또 다른 경우는, 리액턴스성 부하는 커패시턴스 소자 및 인덕턴스 소자를 포함하는 병렬회로일 수 있다.

커패시턴스 소자 및 인덕턴스 소자를 포함하는 병렬회로의 리액턴스성 부하를 구성하는 경우에 있어서는, 이 리액턴스성 부하의 임피던스는, 주파수 및 커패시턴스소자의 커패시턴스 값의 곱에 비례한 값으로부터 주파수와 인덕턴스 소자의 인덕턴스값의 역수로 공급된다. 그 결과로서, (2×n)번째 위상회전기의 리액턴스성 부하에는, 제1단의 위상회전기로부터 (2×n)번째단 위상회전기까지의 각 리액턴스성 부하의 임피던스를 결정하는 값인, 주파수와 커패시턴스소자의 용량치의 곱에 비례한 값으로부터 주파수와 인덕턴스소자의 인덕턴스값의 곱에 반비례한 값을 감산한 값의 역수를 계산한 값에 정비례한 전압이 발생한다. 이 전압이 전류로 변환되며, 신호단자 또는 신호단자쌍에 공급된다. 이 전류의 진폭은, (2×n)번째단의 위상회전기의 리액턴스성 부하에 발생하는 전압에 정비례한다. 그 결과로서, 주파수의존저항기의 임피던스 저항의 값은, 제1단째의 위상회전기로부터 (2×n)번째단 위상회전기까지의 각 리액턴스성 부하의 임피던스를 결정하는 값인, 주파수와 커패시턴스소자의 인덕턴스값의 곱에 역비례한 값을 감산한 값을 계산한 값에 정비례한다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기에 있어서, 다시 다른 경우는, 리액턴스성 부하는 커패시턴스 소자 및 인덕턴스 소자를 포함하는 직렬회로일 수 있다.

커패시턴스 소자가, 커패시턴스소자와 인덕턴스소자의 직렬회로로 구성함으로써, 이 리액턴스성 부하의 인덕턴스를 결정하는 값은, 주파수와 인덕턴스소자의 인덕턴스값의 곱에 정비례한 값을 감산한 값으로 공급된다. 이 때문에, (2×n)번째단 위상회전기의 리액턴스성 부하는, 제 1 단째의 위상회전기로부터 (2×n])째단 위상회전기까지의 각 리액턴스성부하의 임피던스를 결정하는 값인, 주파수와 인덕턴스소자의 인덕턴스값의 곱에 정비례한 값으로부터 주파수와 커패시턴스소자의 캐패시터의 곱에 반비례한 값을 감산한 값의 곱에 정비례한 진폭의 전압이 발생한다. 이 전압은 전류로 변환되며, (2×n)번째단 위상회전기의 리액턴스성부하에서 발생되는 전압에 비례한다. 그 결과로서, 주파수 의존 저항기의 임피던스의 저항값은, 제 2 단째의 위상회전기로부터 (2×n)번째단 위상회전기까지의 각 리액턴스성 부하의 임피던스를 결정하는 값인, 주파수와 인덕턴스소자의 인덕턴스값의 곱에 비례한 값으로부터 주파수와 커패시턴스소자의 캐패시터 곱에 반비례한 값을 감산한 값의 곱에 반비례한다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기는, 상기 차동증폭회로 또는 상기 전압-전류 변환기를 복수개의 MOS 트랜지스터를 이용하여 구성하는 것이 가능하다.

주파수 의존 저항기의 저항값은, 계산상, 주파수에 따라서 높은 값을 실현하는 것이 가능하다. 그러나, 주파수 의존 저항기의 계산에서 얻어진 저항값에 대하여, 위상회전기의 입력임피던스값이 작을 경우에는, 위상회전기로부터 공급되는 전압에 대하여 위상회전기로부터 출력되는 전류의 위상을 직교시키는 것이 불가능하다. MOS 트랜지스터의 게이트입력 임피던스는, 게이트부에 기생하는 적은 캐패시턴스값에 의하여 결정되고, 바이폴라 트랜지스터의 베이스입력 임피던스에 비하여 크다. 이러한 이유에 의하여, 신호단자 간에 연산임피던스가 높은 영역에서 동작하는 곳에 MOS 트랜시스터의 사용이 장점을 가질 수 있다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기에 있어서, 상기 리액턴스성 부하를 자이레이터회로로 구성할 수 있다.

반도체 집적회로에서는, 높은 값의 캐패시터를 도선의 크기형상으로 실혈시키기가 어렵다. 그러나, 리액턴스성 부하로서의 자이레이터회로의 사용은 회로정수를 선택하므로써 그의 인덕턴스값을 증가시킬 수 있고, 각 리액턴스성 부하의 인덕턴스값을 크게 한 주파수 의존 저항기를 실현하는 것이 가능하다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기를 구성하는 종속접속회로의 제 3 단 위상회전기 또는 다음 홀수단 위상회전기의 리액턴스성 부하에 발생하는 전압을 전류로 변환하고, 제 1 단 위상회전기의 입력부에 접속된 신호단자 또는 신호단자쌍에 공급함으로써, 자이레이터회로와 다른 주파수특성을 가지는 리액턴스성부하가 실현가능하다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기에서, 차동증폭기회로의 주요부를 구성하는 차동쌍의 바이폴라 트랜지스터에 있어서, 상기 차동증폭회로의 입력단자쌍에 각각 접속된 버퍼회로를 통하여 상기 바이폴라 트랜지스터의 베이스 신호를 공급할 수 있다.

버퍼회로는 고입력 임피던스를 가지므로, 이것을 부가하는 것으로 바이폴러 트랜지스터로 구성된 차동증폭회로의 입력임피던스를 상대적으로 높일 수 있다. 그 결과로서, 앞단의 위상회전기의 충방전에 영향을 주지 않고서, 그 위상회전기의 입출력전압의 위상의 직교성을 양호하게 유지할 수 있다. 또한, 버퍼회로를 사용하므로써, 계산상으로 필요한 차동증폭기회로의 입력임피던스값이 높은 때라도, 실제회로의 동작을 수행할 수 있고, 넓은 주파수범위에서 동작시키는 것이 가능하도록 된다.

본 발명의 다른 관점에 따른 주파수 의존 저항기는, 입력단자쌍에 공급되는 교류전압에 따라서 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 출력하는 전압-전류 변환기와 상기 전압-전류변환기의 출력단자쌍에 접속되는 리액턴스성 부하를 구비하고, 상기 입력단자쌍에 공급되는 전압에 따라서 상기 리액턴스성 부하에 발생하는 전압을 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속하여 이루어지는 종속접속회로와, 제 1 단의 위상회전기의 입력단자쌍에 접속되는 신호단자 및 상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트된 짝수단째의 위상회전기의 출력전압이 입력단자쌍에 공급되고, 이 전압에 따라서 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 상기 신호단자쌍으로 출력하는 적어도 하나의 전압-전류변환기를 가지는 제 1 저항기와, 상기 제 1 저항기의 신호단자쌍 중 하나에 일단이 접속되어 있는 제 2 저항기를 구비하며, 상기 제 1 저항기의 다른 신호단자쌍과 상기 제 2 저항기의 다른 일단에 신호가 입력되고, 상기 제 1 저항기의 신호단자쌍 또는 제 2 저항기의 양단으로부터 출력신호를 출력하는 것이다.

이 구성에 의하여, 제 1 의 저항의 저항값과 제 2 의 저항의 저항값의 비에 따라서 출력신호를 취출하는 것이 가능하다. 특히, 제 2 의 저항기가 고정의 저항값을 가지는 저항소자인 경우에, 이 제 1 의 저항기의 저항값이 주파수에 따라서 변화하므로, 이 출력신호의 진폭치도 또한 주파수에 따라서 변화한다. 여기에서, 제 1 의 저항기가 그 동작하는 여역내에서 저항특성을 가지고 있는 것으로부터 출력신호의 위상이 변화하지 않는다.

제 2 저항기는 상술한 본 발명에 따른 주파수 의존 저항기를 채용하는 것이 가능하다. 일반적으로, 제 1 의 저항기와 제 2 의 저항기가 함께 양의 저항특성 또는 음의 저항특성을 가지는 것이 요구된다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기는, 또한 상기 신호단자쌍에 연결된 제 3 저항기를 더욱 포함하여 구성할 수 있다.

제 1 및 제 3 저항기를 포함하는 병렬회로의 합성저항의 저항값과, 제 2 저항기의 저항값의 비에 따라서 출력신호를 생성할 수 있다. 특히, 제 2 및 제 3 저항기가 고정의 저항소자인 경우, 제 1 저항기의 저항값이 주파수에 따라서 변화하고, 그 저항값이 무한대로 된 때, 취출되는 신호는 제 2 의 저항기의 저항값과 제 3 의 저항기의 저항값으로 비로 결정된다. 또한, 제 1 저항기의 저항값이 0에 가까운 때, 생성된 신호는 제 1 저항기의 저항값과 제 2 저항기의 저항값 사이의 비에 의하여 결정된다.

본 발명의 다른 관점에 따른 주파수 의존 저항기는, 상기 언급된 신호단자쌍의 한끝단에 접속된 펄스파형 정형회로를 구비하는 것이 가능하다.

이것에 의하여, 신호단자에 높은 주파수의 노이즈를 포함한 펄스신호가 공급되는 경우에, 펄스파형 정형회로의 출력단자에는 노이즈를 제거한 후의 2치 신호를 취출하는 것이 가능하다.

본 발명의 다른 관점에 따른 주파수 의존 저항기는, 입력단자쌍에 공급되는 전압에 따라서 출력단자쌍으로부터 리액턴스성 전류를 출력하는 전압-전류변환기와 상기 전압-전류변환기의 출력단자쌍에 접속되는 저항성 부하를 구비하고, 상기 입력단자쌍에 공급되는 전압에 따라서 상기 저항성 부하에 발생하는 전압을 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속하여 이루어지는 종속접속회로와, 상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기의 상기 전압-전류 변환기의 입력단자쌍에 접속되는 신호단자쌍, 및 상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트한 짝수번째단의 위상회전기의 출력전압에 따라서 전류를 상기 신호단자쌍에 출력하는 적어도 한 개의 전압-전류 변환기를 포함하여 구성한다.

본 발명에서, 리액턴스성 전류라 함은, 허수부의 값으로 그것의 특성이 지배되는 전류를 의미한다. 또한, 저항성부하라 함은, 임피던스의 실수부의 값에 의하여 특성이 지배되는 부하를 의미한다.

한 쌍의 트랜지스터의 에미터 사이에 리액턴스성 부하를 접속한 차동증폭회로를 구성함으로써, 한쌍의 트랜지스터의 베이스사이에 공급되는 전압에 따라서 리액턴스성 전류를 트랜지스터의 컬렉터로부터 발생시키는 것이 가능하다. 따라서, 입력단자쌍에 공급되는 전압을 리액턴스성 전류로 변환하는 전압-전류 변환기를 실현할 수 있다.

제 1 단의 위상회전기의 저항성 부하로는, 제 1 단의 위상회전기의 입력단자쌍에 공급되는 전압, 즉 신호단자쌍에 공급되는 전압에 대하여 위상이 90도 차이가 나는 전압이 발생한다. 제 2 단 위상회전기에 이 전압을 공급할 때, 제 2 단 위상회전기의 저항성 부하에는, 제 2 단 위상회전기의 입력단자쌍에 공급되는 전압에 대하여 위상이 90도 다른 전압이 발생한다. 그 결과로서, 제 2 단 위상회전기의 저항성 부하에는, 상기 신호단자쌍에 공급되는 전압으로부터 위상이 180도 차이가 난다. 이러한 방법으로, 제 4 단의 위상회전기의 저항성 부하에는, 신호단자쌍에 공급되는 전압에 대하여 위상이 360도 차이가 나는 전압이 발생하다. 또한, 제 6 단 위상회전기 및 제 8 단 위상회전기의 각각에 저항성 부하에는, 각각 신호단자쌍에 공급되는 전압에 대하여 위상이 540도와 720도 차이가 나는 전압이 발생한다. 짝수단 위상회전기의 저항성 부하에 발생하는 전압을, 이 전압에 대하여 동위상 또는 역위상의 전류로 변환하고, 이 전류를 신호단자쌍에 공급한다. 그 결과, 신호단자쌍에는, 신호단자쌍에 공급되는 전압의 위상과 동일하거나 또는 반대인 위상의 전류가 귀환하는 것으로 된다.

특히, 제 2 신호단자를 기초로 제 1 신호단자에 공급되는 전압에 대하여, 역위상의 전류가 제 1 의 신호단자에 피이드백하는 경우에는, 제 1 신호단자에 공급된 전압에 대하여 제 1 의 신호단자로부터는 동위상의 전류가 주파수의존저항기의 내부로 흐르고, 신호단자에서는 양의 저항특성을 얻는다.

본 발명의 다른 관점에 따른 주파수 의존 저항기는, 입력단자쌍에 공급되는 전압에 따라서 출력단자쌍으로부터 리액턴스성 전류를 출력하는 전압-전류변환기와 임피던스의 실수부에 의해서 그 특성이 지배된 저항성 부하를 가지고, 상기 전압-전류변환기의 출력단자쌍에 상기 저항성 부하를 접속하여 발생한 전압을 상기 출력단자쌍으로부터 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속한 종속접속회로와, 상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기가 구비하는 상기 전압-전류변환기의 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍 및 상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트한 짝수번째단의 위상회전기가 구비하는 전압0전류변환기의 출력전류를 상기 신호입력단자쌍에 공급하도록 한 전류전달 수단을 구비하고, 상기 신호입력단자쌍으로부터 주파수에 따라서 값이 다른 임피던스를 얻음과 함께 이 임피던스의 실수부에 의해서 그 임피던스의 특성이 지배된다.

이러한 구성에 의하면, 신호단자쌍에 공급되는 전압에 대하여, 그 신호단자쌍에는, 동위상과 역위상의 쌍방향의 전류가 피이드백하는 것으로 되고, 저항특성을 가지는 주파수 의존 저항기를 실현하는 것이 가능하다.

상기 설명과 다른 목적 및 특징과 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세한 설명으로 분명해진다.

《실시예 1》

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기에 대하여 제 1 도를 참조하여 설명한다.

제 1 도의 주파수의존 변환기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 3, 4, 5, 6)와, 캐패시터(7, 8, 9, 10) 및 신호단자(11)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변환기(1)의 출력단자에 연결되어 있는 캐패시터(7)는 제 1 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자에 연결되어 있는 캐패시터(8)는 제 2 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(3) 및 전압-전류 변환기(3)의 출력단자에 연결된 캐패시터(9)는 제 3 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(4) 및 전압-전류 변환기(4)의 출력단자에 연결된 캐패시터(10)는 제 4 단 위상회전기를 형성한다.

전압-전류 변압기(1, 2, 3, 4, 5, 6)는 마이너스 단자의 전압을 기준으로하여, 플러스 단자에 공급되는 전압과 마이너스 단자에 공급되는 전압의 차전압을 전류로 변환하여 출력된다. 전압-전류 변환기(1, 2, 3, 4, 5)는, 차전압이 양일때, 동일한 위상의 전류를 출력단자로부터 유출하고, 차전압이 음일 때, 출력단자로 차전압과 동일한 위상으로 전류를 유입시킨다. 한편, 전압-전류 변환기(6)는, 차전압이 양일 때, 그의 출력단자로 차전압과 동일한 위상인 전류를 흐르게 하고, 차전압이 음일 때, 출력단자로 차전압과 동일한 위상의 전류를 출력단자로부터 유출한다. 여기에서, 전압-전류 변환기의 차전압에 대하여 출력전류의 비가 전류변환비 gm 으로 표현하고, 전압-전류 변환기(1, 2, 3, 4, 5, 6)의 전류변환을(gm)의 값을 gm1, gm2, gm3, gm4, gm10, gm11로서 각각 정의한다.

캐패시터(7, 8, 9, 10)는, 리액턴스성 부하의 한 종류이고, C1, C2, C3, C4로서 각각으로 정의되는 캐패시터값을 가진다. 리액턴스성 부하의 임피던스는, 일반적으로 (+j ×X) 또는 (-j ×X)로서 표현되고, 캐패시터의 임피던스를 Zc로 하면, 임피던스 Zc는 아래 식으로 주어진다.

Zc=1/(j×ω×C)=-j/(ω×C)--- (1)

여기에서, j는 허수이고, X는 리액턴스이고,ω는 언급되는 신호의 각주파수이고, C는 캐패시터의 캐패시턴스값이다. 이랙턴스성 부하는, 이후에 기술될바와 같이, 캐패시터와, 코일 및 캐패시터와 코일 또는 그와 같은 것의 조랍회로 등을 포함한다.

다음으로, 제 1 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기의 동작을 설명한다. 아래 설명에서 취급되는 전압 및 전류는 특히 지정하지 않는 한, 교류이다.

전류가 전압-전류 변환기(6)로부터 피이드백되지 않는 동안에 전압-전류변환기(5)로부터 전류가 피이드백된다고 가정한다.

신호단자(11)에 전압 v 이 공급되면, 전압-전류 변환기(1)에는 전압 v 이 공급된다. 전압-전류 변환기(1)는 gm1의 전류변환비를 가진 전류로 공급전압 v 을 변환하고, 출력한다. 이 전류는 캐패시터(7)에 공급된다. 캐패시터(7)는 충전되어, 아래에서 표현된 바와 같은 전압 v1을 발생시킨다.

v1 = v×gm1/j×ω×C1)--- (2)

이 전압 v1은 제 2 단 위상회전기의 전압-전류 변환기(2)에 공급된다. 전압-전류 변환기(2)는 gm2의 전류변환비를 가진 전류로 전압 v1을 공급한다. 이 전류는 캐패시터(8)에 공급된다. 그 때문에, 캐패시터(8)는 충전되고, 아래에 표현된 바와 같이 전압 v1이 발생한다.

v2= v1×gm2(j×ω×C2)--- (3)

이 전압 v2은 전압-전류 변환기(5)에 공급된다. 전압-전류 변환기(5)는 gm10의 전류변환비를 가진 아래식으로 표현되는 전류로 공급전압 v2을 변환하고, 그것의 출력단자로부터 출력한다. 여기에서 i10는 전압-전류 변환기(5)의 출력단자를 향하여 신호단자(11)로부터 흐르는 전류로서 정의한다.

-i10 = gm10×v2--- (4)

신호단자(11)로부터 내부를 본 임피던스 Zin2는 신호단자(11)에 공급되는 전압과 신호단자(11)로부터 내부로 흘러 들어오는 전류 i10 사이의 비로서 주어지고, 아래 방정식에 의하여 표현된다.

Zin2= ω ² ×C1 ×C2/(gm1×gm2×gm10) --- (5)

이 식에서 나타낸 바와 같이, 임피던스 Zin2는 허수를 가지지 않는다. 즉, 저항으로서 부여되고, 그 값은, ω의 제곱과, 캐패시턴스값 C1, C2와, 전류변환비 gm1, gm2, gm10에 의하여 결정된다.

다음으로, 전류가 전압-전류 변환기(6)으로부터 전류귀환이 걸리고, 전압-전류 변환기(5)로부터 피이드백되지 않는 것을 가정한다.

전류가 전압-전류 변환기(5)로부터 피이드백되고, 전압-전류 변환기(6)로부터 피이드백되지 않는 경우를 가정한 경우와 마찬가지로, 방정식(3)에 의하여 주어지는 전압 v2이 캐패시터(8)를 가로질러 발생된다.

이 전압 v2은 전압-전류 변환기(3)에 공급된다. 전압-전류 변환기(3)는 gm3의 전류변환비를 가진 전류로 공급전압 v2을 변환한다. 이 전류는 캐패시터(9)에 공급된다. 따라서 캐패시터(9)는 충전되고, 아래식으로 주어지는 전압 v3은 캐패시터(9)를 가로질러 발생된다.

v3 = gm3×v2/(j×ω×C3)--- (6)

이 전압 v3이 전압-전류교환기(4)로 공급된다. 전압-전류변환기(4)에서는, 공급된 전압 v3을 전류변환율의 값 gm4류 전류로 변환하여 출력한다. 이 전류가 캐패시터910)로 공급된다. 그 때문에, 캐패시터(10)는 충전되고, 캐패시터(10)에는, 다음식으로 표현되는 전압 v4이 발생한다.

v4 = gm4×v3/(j×ω×C4)--- (7)

이 전압 v4이 전압-전류 변환기(6)에 공급된다. 공급전압 v4은 전류변환율 gm11로 하기식으로 표현되는 전류로 변환되고, 그 전류는 그의 출력단자로부터 출력된다. 여기에서, i11는 신호단자(11)로부터 전압-전류 변환기(6)의 출력단자를 향하여 흘러가는 전류로서 정의된다.

ill =gm11×v4 --- (8)

신호단자(11)로부터 내부를 본 임피던스 Zin4는, 신호단자(11)에 공급되는 전압과 신호단자(11)로부터 내부에 흐르는 전류 i11의 비로서 주어지고, 아래식으로 표현된다.

Zin4=ω ⁴×C1×C2×C3×C4/(gm1×gm2×gm3×gm4×gm11) --- (9)

이 식에서 나타낸 바와 같이, 임피던스 Zin4는 저항으로 주어지고,ω의 4승, 캐패시턴스값(C1, C2, C3, C4), 및 전류변환율(gm1, gm2, gm3, gm4, gm11)에 의존하여 결정된다.

또한, 전류는 전압-전류 변환기(5, 6)로부터 피이드백되고, 신호단자(11)를 통하여 지나가는 전류는 i10과 i11의 합으로 주어진다. 따라서, 신호단자(11)로부터 내부를 본 임피던스 Zin는 Zin2와 Zin4를 병렬연결로서 주어지고, 다음 식으로 표현된다.

Zin = {(Zin2)^-1+ (Zin4)^-1}^-1--- (10)

또한, 임피던스 Zin는 주파수의 제곱 및 4제곱으로 변환한다. 통상적으로, 임피던스로서는 양의 극성(Zin > 0)이 수용된다.

《실시예 2》

본 발명에 따른 다른 주파수 의존 저항기를 제 2 도를 참조하여 설명한다.

제 2 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 3, 4, 5, 6)와 캐패시터(7, 8, 9, 10) 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1)와 전압-전류 변환기(1)의 출력단자의 양단에 접속된 캐패시터(7)는 제 1 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자의 양단에 접속된 캐패시터(8)는 제 2 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(3) 및 전압-전류 변환기(3)의 출력단자의 양단에 접속된 캐패시터(9)는 제 3 단 위상회전기를 형성하며, 전압-전류 변환기(4) 및 전압-전류 변환기(4)의 출력단자의 양단에 접속된 캐패시터(10)는 제 4 단 위상회전기를 형성한다. 전압-전류 변환기(1, 2, 3, 4, 5, 60 및 캐패시터(7, 8, 9, 10)는, 제 1 도에 대하여 이미 설명했고, 다시 설명하지는 않는다.

다음으로, 제 2 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기의 동작을 설명한다. 이하 설명에서, 전압 및 전류가 교류인 것으로 한다.

전류가 전압-전류 변환기(5)로부터 피이드백되고, 전압-전류 변환기(6)로부터 피이드백되는 전류가 없다고 가정한다.

전압(v)이 신호단자(12)에 대하여 신호단자(11)에 공급될 때, 전압 v은 전압-전류 변환기(1)의 입력단자 사이에 공급된다. 전압-전류 변환기(1)에서는 전류변환율(gm1)을 가진 전류로 이 전압 v을 변환하여, 출력단자쌍에서 쌍방향 전류가 출력된다. 이 전류가 캐패시터(7)에 공급되고, 다음 식으로 표현된 전압 v1이 캐패시터(7)의 양단에 발생된다.

v1 = v ×gm1/(j×ω×C1) --- (11)

이 전압 v1이 전압-전류 변환기(2)의 입력단자 사이에 공급된다. 전압-전류 변환기(2)에서는 전류변환율 gm2을 가진 쌍방향 전류로 전압 v1을 변환한다. 이 전류가 캐패시터(8)에 공급되고, 다음 식으로 주어진 전압(v2)이 캐패시터(8)의 양단에 발생된다.

v2 = v ×gm2/(j×ω×C2) --- (12)

이 전압 v2이 전압-전류 변환기(5)의 입력단자 간에 공급된다. 전압-전류 변환기(5)에서는 전류변환율 gm10이며 다음 식으로 표현된 전류로 전압 v2을 변환하고, 출력단자쌍에서 출력한다. 여기에서 i10는 신호단자(11)로부터 전압-전류 변환기(5)의 한 출력단자를 향하여 흐르는 전류로서 정의되고, 다른 출력단자로부터 신호단자(12)를 향하여 흐르는 전류로서 정의된다.

-i10 = gm10 ×v2 --- (13)

신호단자(11, 12)로부터 내부를 본 임피던스 Zin22는, 신호단자(12)에 대하여 신호단자(11)에 공급되는 전압과, 신호단자(12)를 향하여 신호단자(11)로부터 내부로 흐르는 전류간의 비로서 주어지고, 다음 식으로 표현된다.

Zin22 =ω ²×C1 ×C2/(gm1 ×gm2 ×gm3) --- (14)

이 식으로부터 나타낸 바와 같이, 임피던스 Zin22는 허수를 가지지 않는 저항으로 주어지며, ω의 제곱, 캐패시턴스값(Cl, C2) 및 전류변환율(gm1, gm2, gm10)에 의존하여 결정된다.

다음으로, 전류가 전압-전류 변환기(6)로부터 피이드백되고, 전압-전류 변환기(5)로부터는 전류가 피이백되지 않는다고 가정한다.

전압-전류변환기(5)로부터는 전류피드백이 걸리고, 또한 전압-전류변환기(6)로부터는 전류피드백이 걸리지 않는 경우와 마찬가지로, 식(12)에 의하여 주어진 전압 v2이 캐패시터(8)의 양단에 발생된다.

이 전압 v2이 전압-전류 변환기(3)의 입력단자간에 공급된다. 전압-전류변환기(3)에서는, 전류변환율 gm3을 가진 쌍방향의 전류로 전압 v2을 변환하여, 출력한다. 이 전류가 캐패시터(9)에 충전되고, 다음 식으로 표현된 전압 v3은 캐패시터(9)의 양단에 발생된다.

v3 = gm3 ×v2/(j ×ω×C3) --- (15)

이 전압 v3이 전압-전류 변환기(4)의 입력단자 간에 공급된다. 전압-전류 변환기(4)에서는, 전류변환율(gm4)의 쌍방향의 전류로 공급전압(v3)을 변환하여, 출력한다. 이 전류가 캐패시터(10)에 충전되고, 아래식으로 주어진 전압(v4)을 캐패시터(10)의 양단에 발생된다.

v4 = gm4 ×v3/(j ×ω×C4) --- (16)

이 전압(v4)이 전압-전류 변환기(6)의 입력단자 간에 공급되고, 전류변환율(gm4)을 가진 아래식으로 표현된 전류 i11로 변환시킨다. 전류 i11는 신호단자(11)로부터 한 출력단자로 출력되고, 다른 출력단자로부터 신호단자(12)를 향하여 공급된다.

i11 = gm11 ×v4 --- (17)

신호단자(11, 12)로부터 내부를 본 임피던스 Zin24는, 신호단자(12)에 대하여 신호단자(11)에 공급된 전압과 신호단자(11)로부터 신호단자(12)를 향하여 내부로 흐르는 전류간의 비로써 주어지며, 아래식으로 표현된다.

Zin24 =ω ⁴×Cl ×C2 ×C3 ×C4/(gm1 ×gm2 ×gm3 ×gm4 ×gm11) --- (18)

이 식에서 나타낸 바와 같이, 임피던스 Zin24는 허수가 없는 저항으로 주어진다. 임피던스는 ω의 4승, 캐패시턴스값(C1, C2, C3, C4) 및 전류변환율(gm1, gm2, gm3, gm4, gm11)에 의존하여 결정된다.

또한, 전류가 전압-전류 변환기(5, 6)으로부터 피이드백되고, 신호단자(11)에 피이드백된 전류가 두 전류 i10, i11의 합이라고 가정한다. 신호단자(11, 12,)로부터 내부로 본 임피던스(Zin)는 아래식으로 주어진다.

Zin = {(Zin22)^-1+ (Zin24)^-1}^-1--- (19)

또한, 임피던스 Zin는 주파수의 제곱과 4승으로 변화한다.

《실시예 3》

본 발명에 따른 또다른 주파수 의존 저항기는 제 3 도를 참조하여 설명한다.

제 3 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 트랜지스터(21, 22, 23, 24, 25, 26)와, 캐패시터(7, 8)와 저항927, 28, 29)과 전류원(301, 302, 303, 304, 305, 306, 331, 332, 333, 334, 335, 336)과, 전압원(142, 143) 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다.

트랜지스터(21, 22)와, 트랜지스터(21)와 트랜지스터(22)의 에미터 사이에 접속된 저항(27)과, 트랜지스터(21)의 에미터와 접지 사이에 접속된 전류원(301)과, 트랜지스터(22)의 에미터와 접지 사이에 접속된 전류원(302)과, 트랜지스터(21)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 접속된 전류원(331), 및 트랜지스터(22)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 접속된 전류원(332)을 포함하여 구성하는 차동증폭회로에 의한 전압-전류 변환기(1)를 구성한다. 이 전압-전류 변환기(1)와, 트랜지스터(21)와 트랜지스터(22)의 컬렉터 사이에 접속된 캐패시터(7)는 제 1 단 위상회전기를 형성한다. 제 1 단 위상회전기의 트랜지스터(21)의 베이스는 신호단자(11)에 접속되고, 트랜지스터(22)의 베이스는 신호단자(12)에 접속된다. 트랜지스터(23, 24)와, 트랜지스터(23)와 트랜지스터(24)의 에미터 사이에 접속된 저항(28)과, 트랜지스터(23)의 에미터와 접지 사이에 접속된 전류원(303)과, 트랜지스터(24)의 에미터와 접지 사이에 접속된 전류원(304)과, 트랜지스터(23)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 접속된 전류원(334)을 포함하여 구성하는 차동증폭회로에 의하여 전압-전류 변환기(2)를 구성한다. 전압-전류 변환기(2) 및 트랜지스터(23)와 트랜지스터(24)의 컬렉터 사이에 접속된 캐패시터(8)는 제 2 단 위상회전기를 형성한다. 트랜지스터(25, 26)와, 트랜지스터(25)와 트랜지스터(26)의 에미터 사이에 접속된 저항929)과, 트랜지스터(25)의 에미터와 접지 사이에 접속된 전류원(305)과, 트랜지스터(26)의 에미터와 접지 사이에 접속된 전류원(306)과, 트랜지스터(25)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 접속된 전류원(335), 및 트랜지스터(26)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 접속된 전류원(336)을 포함하여 구성하는 차동증폭회로에 의하여 전압-전류 변환기(5)를 구성한다.

전압-전류 변환기의 전류변환율은, 각 전압-전류 변환기를 형성하는 차동증폭회로의 트랜지스터쌍의 각 트랜지스터의 에미터저항의 상호간의 합, 및 차동증폭회로의 한 쌍의 트랜지스터의 에미터 사이에 접속된 저항의 저항값의 합의 역수로 주어진다. 차동증폭회로의 각 트랜지스터에 1mA의 전류가 흐를 때, 각 에미터저항의 값은 약 26Ω이고, 트랜지스터(27, 28, 29)의 저항값과 대하여 충분히 작다. 또한, 각 전압-전류 변환기의 전류변환율은, 각 쌍의 에미터 사이에 접속된 저항의 상호 저항값의 역수로 대략 주어진다. 저항(27, 28, 29)의 저항값은, 각 R1, R2, 및 R3로서 정의된다. 제 1 단 위상회전기의 전압-전류 변환기(1)의 전압-전류 변환율의 값(gm)은 gm1로 정의되고, 제 2 단 위상회전기의 전압-전류 변환기(2)의 전압-전류 변환율의 값(gm)은 gm2로서 정의되고, 전압-전류 변환기(5)의 전압-전류 변환율의 값(gm)은 gm10으로 정의되며, gm1, gm2 및 gm3은 각각 아래식으로 주어진다.

gm1 = 1/R1 --- (20)

gm2 = 1/R2 --- (21)

gm3 = 1/R3 --- (22)

트랜지스터에 흐르는 전류를 줄여서, 반비례하는 에미터저항값을 증가시키는 것이 가능하다. 그에 의하여, 저항(27, 28 또는 29)을 무시하지 않는 영역에서 각 전압-전류 변환기의 전류변환율을 다르게 하는 것도 가능하다.

이상적인 전압-전류 변환기를 실현하는데 필요한 조건은, 각 트랜지스터의 베이스전류에 대한 컬렉터전류의 비인 전류증폭율 h_FE이 무한대이고, 또한 트랜지스터의 컬렉터전압와 컬렉터전류의 값을 종속적으로 결정하는 얼리효과에 의한 영향이 동작에 대하여 무시해도 좋을 만큼 작은 것이 요구된다. 그러나, 트랜지스터의 전류증폭율(h_FE)이 유한할 때, 트랜지스터의 컬렉터에 접속된 전류원의 전류값과, 동일한 트랜지스터의 베이스전류의 전류값의 합이 동일 트랜지스터의 에미터에 접속된 전류원의 전류값으로 설정되는 것이 필요하다. 또한, 얼리효과의 영향이 존재하는 경우에, 얼리효과는 비교적 미세한 신호를 처리하여 최소화될 수 있다. 그러나, 종종 이상적인 전압-전류 변환기는 온도 특성등에서의 변화에 의하여 실현될 수 없는 경우가 많다. 그런 경우에, 직류전압 및 직류전류를 고려한 피이드백루프를 준비함으로써 발진동작을 피할 수 있다. 특히, 양의 특성의 임피던스를 가지는 신호원이 신호단자(11, 12)의 외부에 접속될 때, 한 신호단자로부터 다른 신호단자에 공급되는 직류전압에 대하여, 이 다른쪽의 신호단자로부터 주파수의존 저항기로 흐르는 직류전류가 유입되도록 음의 피이드백루프를 형성한다. 그렇게 함으로써, 동작전압이 변동되는 경우에서도 직류 전압 및 직류 전류에서 안정된 동작을 얻을 수 있다. 여기서, 외부 신호원의 특성에 일치하는 양의 특성의 저항을 가지는 주파수의존 저항기를 얻기 위하여는, 이후에 제 25 도에서 나탠 바와 같이, 위상회전기의 수가 4의 정수배로 설정되는 것이 필요하다. 반면에, 신호단자(11) 또는 (12)에 음의 특성의 임피던스를 가지는 신호원이 접속될 때, 위상회전기의 수는 4의 정수배에서 2를 뺀 수로 설정되는 것이 요구된다.

캐패시터를 충전/방전하기 위한 전류원의 직류 전류값이 캐패시터값에 대하여 상대적으로 작을 때, 충전/방전에 요구되는 시간에 의하여 새로운 위상지연이 생긴다. 이 위상지연이 피이드백전류에 가해질 때 발진조건은 영향을 받는다. 발진주파수는, 종속으로 접속된 위상회전기의 수가 증가되는 비교적 낮은 주파수로 나타난다. 각 전류원의 직류 전류값을 높게 설정하는 것이 또한 요구된다.

각 캐패시터(7, 8)의 일단 및 트랜지스터(24, 26)의 베이스에 고정전압을 공급할 때, 트랜지스터(21, 23)의 컬렉터에는 전압원(142)으로부터 전류가 공급된다. 또한, 전류원(331, 333)으로부터 전류를 공급하는 것은 필요하지 않다.

제 3 도에서 나타낸 회로동작은 아래에서 설명한다.

신호단자(11, 12) 사이에 전압이 공급되므로, 전류가 캐패시터(7)에 공급되어서, 신호단자쌍에 공급되는 전압으로부터 위상이 90도 차이가 나는 전압이 캐패시터(7)의 양단에 발생된다. 캐패시터(7)의 양단에 발생되는 전압은 트랜지스터923, 24)의 베이스에 공급되고, 전류는 캐패시터(8)에 공급된다. 또한, 캐패시터(7)의 양단에 발생되는 전압으로부터 위상이 90도 차이가 나는 전압이 캐패시터(8)의 양단에 발생된다. 이 결과로서, 신호단자쌍에 공급되는 전압으로부터 위상이 180도 차이가 나는 전압이 캐패시터(8)의 양단에 발생된다. 캐패시터(8)의 양단에 발생되는 전압이 트랜지스터(25, 26)의 베이스에 공급되어서, 각각 트랜지스터(25, 26)의 컬렉터로부터 신호단자(11, 12)에 전류가 공급된다. 신호단자(12)를 기준으로 하여 신호단자(11)에 공급되는 전압에 대하여, 동일위상의 전류가 신호단자(11)로부터 주파수 의존 저항기로 흐른다. 그 전류는 신호단자(12)를 향하여 흘러나간다. 따라서, 양의 저항특성이 신호단자쌍에서 얻어진다.

또한, 신호단자(11, 12)에 공급되는 전압의 직류전위 또는 평균전위를 대략 같이 설정함으로써 동작의 균형이 취해지고, 넓은 다이나믹 레인지에서 동작하는 주파수 의존 저항기를 실현하는 것이 가능하다.

《실시예 4》

본 발명에 따른 다른 주파수 의존 저항기는 제 4 도 및 제 5 도를 참조하여 설명한다.

제 4 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와, 캐패시터97, 8)와, 전류증폭기(34)와, 전압원(142), 및 신호단자(11, 36)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변화기(1)의 출력단자쌍에 접속된 캐패시터(7)는 제 1 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자쌍에 접속된 캐패시터(8)는 제 2 단 위상회전기를 형성한다.

전류증폭기(34)는, 신호단자936)로부터 입력되는 신호에 따라서 전압-전류 변환기(5)로부터 공급되는 전류를 증폭하고, 신호단자(11)에 증폭된 전류를 공급한다. 전류증폭기(34)의 전류증폭율은, 외부 신호원(37)에서 신호단자(36)로 공급되는 신호에 의하여 변화한다. 외부에서 신호단자(36)로 공급되는 신호에는, 교류 전기신호, 검파된 전기신호, 직류 전압 또는 직류 전류가 제공된다. 예를 들어, 신호단자(36)에 교류 전기신호가 공급될 때, 전류증폭율이 교류 전기신호의 위상 또는 진폭에 의하여 결정된다. 다른 구성요소는 각각 제 1 도를 참조하여 설명된 것들에 적용되므로, 중복기술은 생략한다.

신호단자(11)로부터 내부를 본 임피던스는, 신호단자(11)에 공급되는 전압과 신호단자(11)로부터 내부로 흐르는 전류간의 비에 의하여 결정된다. 이 전류는 신호단자(36)에 공급되는 신호에 의하여 변화가능하며, 또한, 신호단자(11)로부터 내부를 본 따라서 변화될 수 있다.

반도체 집적회로장치로 주파수 의존 저항기가 제작될 때, 확산공정의 조건을 설정하는 오차에 의하여 저항값 및 캐패시터값이 변화된다. 온도에 의한 저항값의 변화가 이 주파수 의존 저항기의 저항값의 편차를 야기시킨다. 이 신호오차를 흡수하기 위하여 외부로부터 신호를 공급할 것이 때때로 요구되는 경우가 있다. 여기서, 측정된 저항값에 따라 신호단자936)에 직류 전압 등을 공급하는 방법 및 전기적으로 저항값 및 캐패시턴스값의 곱을 자동적으로 검출하여 검출된 값에 따라서 신호단자(36)에 직류 전압 등을 공급하는 방법에 의하여 소정의 값으로 저항을 일정하게 할 수 있다. 전자의 방법으로, 비교 및 판단의 기능이 컴류터에 의하여 이루어진다. 후자의 방법은 위상비교회로를 조립시킨 피이드백회로에 의하여 실현된다. 이러한 기숭에 대하여는, 일본국 특허 제 2517048 호 "필터링된 주파수제어장치"를 참조한다. 구체적으로는, 비디오신호가 공급되는 일단을 가진 저항과, 저항을 직렬로 접속한 인덕턴스성 부하 및 용량성 부하와, 인덕턴스성 부하의 접속점의 신호의 위상과 비디오신호의 위상을 비교하기 위한 검파회로 및 비디오신호의 주기와 일치하는 펄스신호입력에 응답하는 직렬 공진회로의 캐패시턴스성 부하를 포함하는 제 1 및 제 2 직렬공진회로 및 두 신호간의 위상차를 검출하고, 검파회로의 오차출력을 완화하는 평활회로 및 평활회로의 출력신호에 응답하는 제 1 및 제 2 직렬공진회로용 인덕턴스성 부하 또는 캐패시턴스성 부하를 변화하기 위한 제어회로를 포함하여 구성하며, 소정의 위상차를 이루기 위하여 검출회로에 의하여 검출된 위상차를 제어한다. 평활회로로부터 생성되는 출력신호는 자이레이터회로의 인덕턴스성 부하를 구성함에 의하여 저항값 및 캐패시턴스성 부하를 사용하여 표현될 수 있다. 제 2 직렬공진회로 대신 신호단자(36)에 이 출력신호를 공급하여, 주파수 의존 저항기의 저항값은 버스터신호의 주파수에 응답하는 소정의 값에 가까워질 수 있다.

다음은, 제 4 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기의 구체적인 회로구성을 제 5 도를 참조하여 설명한다.

주파수 의존 저항기는 트랜지스터(21, 22, 25, 38, 39, 40, 41, 42, 43, 46, 47)와, 캐패시터(7, 8)와, 저항927, 28, 29, 48, 49)과 전류원(301, 302, 303, 304, 305, 306, 321, 322, 331, 334)과, 전압원(32, 33, 143), 및 신호단자(11, 36)를 포함하여 구성한다.

트랜지스터(21, 22)와 트랜지스터(21)와 트랜지스터(22)의 에미터 사이에 접속된 저항(27)과, 트랜지스터(21)의 에미터와 접지 사이에 접속된 전류원(301)과, 트랜지스터(22)의 에미터와 접지 사이에 접속된 전류원(302), 및 트랜지스터922)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 접속된 전류원(331)을 포함하여 구성하는 차동증폭회로에 의하여 전압-전류 변환기91)를 구성한다. 이 전압-전류 변환기(1) 및 트랜지스터(220의 컬렉터에 접속된 캐패시터(7)가 제 1 단 위상회전기를 형성한다. 제 1 단 위상회전기의 트랜지스터(21)의 베이스는 신호단자(11)에 연결되어 있다. 트랜지스터(46, 47)와, 트랜지스터(46)와 트랜지스터(47)의 에미터 사이에 접속된 저항(28)과, 트랜지스터(46)의 에미터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(303)과, 트랜지스터(47)의 에미터와 전압원(143) 사이에 접속된 전류원9304)과, 트랜지스터(47)의 컬렉터와 접지 사이에 접속된 전류원(334) 및 트랜지스터(47)의 베이스에 접속된 전압원(33)을 포함하여 구성하는 차동증폭회로에 의하여 전압-전류 변환기(2)가 구성된다. 또한, 트랜지스터(25, 26)와, 트랜지스터(25)와 트랜지스터(26)의 에미터 간에 접속된 저항(29)과, 트랜지스터(25)의 에미터와 접지 간에 접속된 전류원(305) 및 트랜지스터(26)의 에미터와 접지 간에 접속된 전류원(306)을 포함하여 구성하는 차동증폭회로에 의하여 전압-전류 변환기(5)가 된다. 트랜지스터(38, 39, 40, 41, 42, 43)가 전류증폭기(34)를 형성한다. 트랜지스터(38, 39)의 에미터를 트랜지스터(26)의 컬렉터에 공통접속하여, 트랜지스터940, 41)의 에미터는 전류원(321)의 인단을 공통접속된다. 전류원9321)의 다른 일단은 접지에 접속된다.

트랜지스터(38, 41)의 베이스전압을 기준으로 해서 트랜지스터(39, 40)의 베이스에 연결되는 신호단자(36)에 전압을 공급한다. 신호단자(36)에 공급되는 전압에 따라서, 전압-전류 변환기(5)의 트랜지스터(26)의 컬렉터로부터 공급되는 전류와 전류원(321)에서 공급되는 전류 사이의 혼합비가 신호단자(36)에 공급되는 전압에 따라서 변화한다. 트랜지스터(39, 40)의 컬렉터전류는 트랜지스터(43, 42)에 의하여 신호단자(11)에 전달된다. 또한, 신호단자(36)에 공급되는 신호는 주파수 의존 저항기의 임피던스를 제어되도록 수행한다. 전류원9305, 306, 321, 322)은 대략 동일값의 전류를 공급한다고 추정된다.

《실시예 5》

양의 저항특성을 가지는 주파수 의존 저항기는 제 1 도 내지 제 5 도를 참조하여 설명하였다. 그러나, 주파수의존 저항기는, 어떠한 경우에는 양의 저항 특성을 가지고, 다른 경우에는 음의 저항특성을 가지므로, 이하에서는, 양의 저항특성을 가지는 주파수의존 저항기 및 음의 저항 특성을 가지는 주파수의존 저항기의 순으로 설명한다.

양의 저항특성을 가지는 주파수 의존 저항기는 제 1 도 내지 제 5 도에서 나타내었고, 전압의 위상의 변화에 대하여는 실시예 3에서 제 3 도를 근거하여 이미 설명하였으므로 그 설명은 생략한다.

다음으로, 음의 저항특성을 가지는 주파수 의존 저항기는 제 6 도를 참조하여 설명한다.

제 6 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 캐패시터(7, 8)와, 트랜지스터(21, 22, 23, 24, 25, 26)와, 저항(27, 28, 29)과 전류원(301, 302, 303, 304, 305, 306, 307, 308, 309, 310)과, 전압원(142, 143), 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다.

제 3 도와 제 6 도의 구성의 차이는, 트랜지스터(25, 26)의 각 컬렉터가 상호간에 역으로 신호단자(11, 12)에 접속되어 있는 점에 있다.

신호단자(12)를 기준으로 신호단자(11)에 전압을 공급하면, 이 결과, 트랜지스터(24)의 컬렉터와 캐패시터(8) 사이의 접속점에는 전압이 발생되며, 이 전압은 신호단자(11, 12)의 양단에 공급되는 전압에 대하여 위상이 180도 차이가 난다. 이 전압이 트랜지스터(25)의 베이스에 공급되면, 트랜지스터(25)의 베이스에 공급되는 전압에 반대위상인 전류, 즉, 신호단자(11, 12)에 공급되는 전압에 대하여 동위상의 전류가 트랜지스터(25)의 컬렉터와 전류원(309)간의 접속점으로부터 신호단자(11)에 공급된다. 한편, 트랜지스터(25)의 베이스에 공급되는 전압에 대하여 동위상인 전류, 즉 신호단자쌍에 공급되는 전압에 역위상인 전류가 트랜지스터(26)의 컬렉터와 전류원(310) 간의 접속점으로부터 신호단자(12)에 공급된다. 또한, 음의 저항특성이 신호단자(11, 12)에서 얻어진다.

《실시예 6》

이상은 리액턴스성 부하로서 사용되는 캐패시터를 예로 들어 설명하였다. 그러나, 리액턴스성 부하는, 캐패시터의 외에, 패캐시터와 코일의 병렬회로, 캐패시터와 코일의 직렬회로등의 조합시킨 것도 있으므로, 이들을 사용하는 주파수의존 저항기를 이하에서 설명한다.

먼저, 리액턴스성 부하로서 캐패시터가 사용되는 경우는 제 1 도 내지 제 6 도에서 나타낸다. 제 1 도를 참조하여 상기 이 경우에 대하여 설명한다. 제 1 도의 구성 및 동작이 이미 설명되었으므로, 전압-전류 변환기(5)로부터 전류가 피이드백되고, 전압-전류 변환기(6)로부터는 전류가 피이드백되지 않는 가정된 경우의 설명만으로 한정한다.

캐패시터(7, 8)의 캐패시턴스값이 각각 C1, 및 C2로서 정의되는 경우에, 캐패시터(7, 8)의 임피던스 ZC1, ZC2는 각각 아래 식으로 주어진다.

ZC1 = 1/(j×ω×Cl) --- (23)

ZC2 = 1/(j×ω×C2) --- (24)

신호단자(11)에서 내부를 본 임피던스 Zin는 아래 식으로 주어진다.

Zin =ω ²×C1 ×C2/(gm1 ×gm2 ×gm10) --- (25)

따라서 주파수 의존 저항기는,ω의 제곱과, 캐패시턴스값(C1) 및 캐패시턴스값(C2)에 비례하고, 전류변환율(gm1, gm2m, gm10)의 곱에 반비례하는 저항터 사이에 접속된 캐패시턴스소자를 포함하는 제 1 차동증폭회로와, 이 제 1 차동증폭회로의 출력단자 간에 접속된 저항 부하 및 한 쌍의 입력단자와 한 쌍의 출력단자를 포함하는 제 2 차동증폭회로를 가진다. 제 1 차동증폭회로의 한 쌍의 출력단자는 제 2 차동증폭회로의 한 쌍의 입력단자와 접속되어 있다. 제 2 차동증폭회로의 한 쌍의 출력단자는 제 1 차동증폭회로의 한 쌍의 입력단자와 접속되어 있다. 이러한 방법으로, 이 캐패시턴스 소자의 캐패시턴스값에 비례하는 캐패시턴스특성이 제 1 차동증폭회로의 한 쌍의 입력단자 사이에서 얻는다.

다음으로, 리액턴스성 부하로서 코일을 사용하는 주파수 의존 저항기는 제 7 도를 참조하여 설명한다.

제 7 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와, 코일(50, 51), 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변환기91)의 출력단자에 접속된 코일(50)은 제 1 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자쌍에 접속된 코일(51)은 제 2 단 위상회전기를 형성한다.

코일(50, 51)의 인덕턴스값이 각각 L1, L2로서 정의될 때, 코일(50, 51)의 인덕턴스 ZL1, ZL2가 각각 아래 식에 의하여 주어진다.

ZL1 = j ×ω×Ll --- (26)

ZL2 = j ×ω×L2 --- (27)

다른 구성요소에 대하여는, 제 1 도의 설명이 적용되고, 중복되는 설명은 생략한다.

전압 v이 신호단자(12)에 대하여 신호단자(11)에 공급되고, 전압 v이 전압-전류 변환기(1)의 입력단자 사이에 공급된다고 가정한다. 전압-전류 변환기(1)에서는 전류변환율 gm1의 전류로 전압 v을 변환시킨다. 이 전류가 코일(50)에 공급된다. 또한, 아래 식에 의하여 표현된 전압 v1은 코일(50)의 양단에서 발생된다.

v1 = v ×gm1 ×j ×ω×L1 --- (28)

이 전압(v1)은 전압-전류 변환기92)의 입력단자 사이에 공급된다. 전압-전류 변환기(2)에서는 전류변환율 gm2의 전류로 전압 v1을 변환시킨다. 이 전류가 코일(51)에 공급된다. 따라서, 아래 식에 의하여 주어진 전압 v2이 코일(51)의 양단에서 발생된다.

v2 = v1 ×gm2 ×j ×ω×L2 --- (29)

이 전압 v2이 전압-전류 변환기(5)의 입력단자 사이에 공급되며, 아래 식에 의하여 표현되는 전류변환율 gm10의 전류로 공급전압 v2을 변환시키고, 그의 출력단자로부터 출력된다. 실수 i10는, 전압-전류 변환기(5)의 한 출력단자를 향하여 신호단자(11)로부터 흐르고, 다른 출력단자로부터 신호단자(11)를 향하여 흐르는, 전류이다.

i10 = gm10 ×v2 --- (30)

따라서, 제 7 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기에 있어서, 신호단자(11, 12)로부터 내부를 향하여 보이는 임피던스(Zin)는 아래 식으로 주어진다.

Zin = 1/(ω ²×gm1 ×gm2 ×gm10 ×L1 ×L2) --- (31)

이 식에서 보이는 바와 같이, 주파수의존 저항기는ω의 제곱, 캐패시턴스값(L1, L2), 및 전류변환율(gm1, gm2, gm10)의 곱에 반비례하는 저항특성을 가진다.

다음으로, 리액턴스성 부하로서 캐패시터와 코일을 포함하는 병렬회로를 사용하는 주파수 의존 저항기를 제 8 도를 참조하여 설명한다.

제 8 도에 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와, 캐패시터(7, 8)와, 코일(50, 51) 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변환기(1)의 출력단자쌍에 접속된 캐패시터(7) 및 코일(50)은 제 1 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기92)의 출력단자쌍에 접속된 코일(51) 및 캐패시터(8)는 제 2 단 위상회전기를 형성한다.

캐패시터(7, 8)의 캐패시턴스값은 각각 Cl1 및 C2이고, 코일(50, 51)의 인덕턴수값은 각각 L1, 및 L2이다. 캐패시터(7)와 코일(50)을 포함하는 회로 및 캐패시터(8)와 코일(51)을 포함하는 회로의 임피던스(ZLC1, ZLC2)는 각각 아래 식에 의하여 주어진다.

ZLC1 = -j×{ω×C1 - 1/(ω×L1)}^-1--- (32)

ZLC2 = -j×{ω×C2 - 1/(ω×L2)}^-1--- (33)

전압 v이 신호단자(12)에 대하여 신호단자(11)에 공급될 때, 전압 v은 전압-전류 변환기(1)의 입력단자 사이에 공급된다. 이 전압-전류 변환기(1)에서는 전류변환율 gm1의 전류로 이 전압 v을 변환시킨다. 이 전류가 캐패시터(7) 및 코일(50)을 포함하는 병렬회로에 공급된다. 또한, 아래 식으로 표현된 전압(v)이 병렬회로의 양단에 발생된다.

v1 = -v ×gm1 ×j ×{ω×C1 - 1/(ω×L1)}^-1--- (34)

이 전압 v1이 전압-전류 변환기(2)의 입력단자 사이에 공급된다. 전압-전류 변환기(2)에서는 전류변환율(gm2)의 전류로 전압(v1)을 변환시킨다. 이 전류가 캐패시터(8) 및 코일(51)을 포함하는 병렬회로에 공급된다. 따라서, 아래 식에 의하여 주어진 전압(v2)은 병렬회로의 양단에 발생된다.

v2 = -1v ×gm2 ×j ×{ω×C2 - 1/(ω×L2)}^-1--- (35)

이 전압(v2)이 전압-전류 변환기(5)의 입력단자 사이에 공급된다. 전압-전류 변환기(5)에서는 아래 식으로 표현되는 전류변환율(gm10)의 전류로 공급전압 v2을 변환시키고, 그 출력단자로부터 출력된다. 실수 i10는, 전압-전류 변환기(5)의 한 출력단자를 향하여 신호단자(11)로부터 흐르고, 다른 출력단자로부터 신호단자(12)를 향하여 흐르는 전류로서 정의된다.

-i10 = gm10 ×v2 --- (36)

따라서, 제 8 도에 나타낸 주파수 의존 저항기에 대하여, 신호단자(11, 12)로부터 내부를 향하여 보이는 임피던스 Zin는 아래 식에 의하여 주어진다.

Zin = {ω×Cl - 1/(ω×L1)}

×{ω×C2 - 1/(ω×L2)}/(gm1 ×gm2 ×gm10) --- (37)

이 식에서 보는 바와 같이, 임피던스 Zin는 (L1×C1)^-1/2또는 (L2×C2)^-1/2에 각주파수(ω)가 접근하면 제로에 근접한다.

또한, 리액턴스 부하로서 캐패시터 및 코일을 포함하는 직렬회로를 사용하는 주파수 의존 저항기는 제 9 도를 참조하여 설명한다.

제 9 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와, 캐패시터(7, 8)와, 코일(50, 51) 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변환기(1)의 출력단자쌍에 접속된 코일(50) 및 캐패시터(7)를 포함하는 직렬회로는 제 1 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자쌍에 접속된 코일(51) 및 캐패시터(8)를 포함하는 직렬회로는 제 2 단 위상회전기를 형성한다.

캐패시터(7, 8)의 캐패시턴스값은 각각 C1, 및 C2이고, 코일(50) 및 캐패시터(51)의 인덕턴스값은 각각 L1, 및 L2이다. 캐패시터(7)와 코일(50)로 구성된 회로의 임피던스 ZLC3 및 캐패시터(8)와 코일(51)로 구성된 회로의 임피던스 ZLX4는 각각 아래 식에 의하여 주어진다.

ZLC3 = j×{ω×L1 - 1/(ω×C1)} --- (38)

ZLC4 = j×{ω×L2 - 1/(ω×C2)} --- (39)

전압 v이 신호단자(12)에 대하여 신호단자(11)에 공급될 때, 전압 v은 전압-전류 변환기(1)의 입력단자 사이에 공급된다. 전압-전류 변환기(1)에서는 전류변환율 gm1의 전류로 전압 v을 변환시킨다. 이 전류가 캐패시터(7) 및 코일(5)을 포함하는 직렬회로에 공급된다. 또한, 아래 식으로 표현된 전압 v1은 직렬회로의 양단에서 발생된다.

v1 = v ×gm1 ×j ×{ω×L1 - (1/ω×C1)} --- (40)

이 전압 v1이 전압-전류 변환기(2)의 입력단자 사이에 공급된다. 전압-전류 변환기(2)에서는 전류변환율 gm2의 전류로 전압 v1을 변환시킨다. 이 전류가 캐패시터(8) 및 코일(51)을 포함하는 직렬회로에 공급된다. 아래 식에 의하여 주어진 전압 v2이 직렬회로의 양단에서 발생된다.

v2 = v1 ×gm2 ×j ×{ω×L2 - (1/ω×C2)} --- (41)

이 전압 v2이 전압-전류 변환기(5)의 입력단자 사이에 공급된다. 전압-전류 변환기(5)에서는 아래 식에 의하여 표현되는 전류변환율 gm10의 전류로 전압 v2을 변환시키며, 그의 출력단자로부터 출력된다. i10는, 신호단자(11)로부터 전압-전류 변환기(5)의 한 출력단자를 향하여 흐르고, 다른 출력단자로부터 신호단자(12)를 향하여 흐르는 전류이다.

-i10 = gm10 ×v2 --- (42)

또한, 제 9 도에서 나타낸 주파수의존 저항기에 대하여, 신호단자(11, 12)로부터 내부를 본 임피던스 Zin는 아래 식에 의하여 주어진다.

Zin = 1[gm1 ×gm2 ×gm10 ×{ω×L1 - 1/(ω×C1)}

×{ω×L2 - 1/(ω×C2)} --- (43)

이 식으로부터 보는 바와 같이, 임피던스 Zin는 (L1 ×C1)^-1/2및 (L2 ×C2)^-1/2에 각주파수(ω)가 근접하면 최대값에 도달한다.

《실시예 7》

본 발명에 따른 또다른 주파수 의존 저항기는 제 10 도를 참조하여 설명한다.

제 10 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, MOS 트랜지스터(61, 62, 63, 64, 65, 66, 67, 68, 69, 70, 71, 72, 73, 74, 75, 76, 77, 78, 79)와, 저항927, 28, 29)과, 캐패시터(7, 8)와, 전류원(80)과, 전압원(142, 143), 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다.

MOS 트랜지스터(61, 62, 63, 64, 65, 66) 및 MOS 트랜지스터(63, 64)의 소스사이에 접속된 저항(27)으로 전압-전류 변환기(1)를 형성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 MOS 트랜지스터(64)의 드레인에 접속된 캐패시터(7)로 제 1 단 위상회전기를 형성한다. MOS 트랜지스터(67, 68, 69, 70, 71, 72) 및 MOS 트랜지스터(69, 70)의 소스 사이에 접속된 저항(28)으로 전압-전류 변환기(2)를 형성한다. 전압-전류 변환기(2) 및 MOS 트랜지스터(70)의 드레인에 접속된 캐패시터(8)로 제 2 단 위상회전기를 형성한다. MOS 트랜지스터(73, 74, 75, 76, 77, 78) 및 MOS 트랜지스터(75, 76)의 소스 사이에 접속된 저항(29)은 전압-전류 변환기(5)를 형성한다. MOS 트랜지스터(63, 64) 및 저항(27)은 차동증폭회로를 형성하고, MOS 트랜지스터(69, 70) 및 저항(28)은 또한 차동증폭회로를 구성하며, MOS 트랜지스터975, 76) 및 저항(29)도 차동증폭회로를 형성한다. MOS 트랜지스터(61) 및 MOS 트랜지스터(62)는 전류밀러회로를 형성하고, MOS 트랜지스터(67) 및 MOS 트랜지스터(68)도 또한 전류밀러회로를 형성하며, MOS 트랜지스터(73) 및 MOS 트랜지스터(74)도 또한 전류밀러회로를 형성한다.

전류원(80)의 전류는 MOS 트랜지스터(65, 66, 71, 72, 77, 78, 79)에 의하여 전압-전류 변환기(5) 및 각 위상회전기에 동등하게 공급된다.

여기서, MOS 트랜지스터를 사용하는 장점은 그 게이트부가 높은 입력임피던스를 가지고 있어서, 위상회전기에 입력되는 전류는 최소치로 억제하는 것이 가능하고, 그에 의하여 장치의 설계가 쉬워진다. MOS 트랜지스터를 사용하면 동일펠릿상에 설치된 반도체 집적회로에 디지털신호처리동작의 일부로서 아날로그필터처리를 결합하는 것을 가능하게 한다. 다른 장점은, 본 발명의 주파수 의존 저항기에서는, 클럭신호를 사용하는 것이 필요없고, 또한, 클럭간섭을 받지 않는 필터가 실현될 수 있다.

《실시예 8》

하나의 리액턴스성 부하로 있는 인덕턴스성 부하가 자이레이터회로를 형성하는 경우에 대하여 제 11 도를 참조하여 설명한다.

제 11 도에 나타낸 주파수 의존 저항기에 있어서, 제 1 단 위상회전기용 인덕턴스성 부하를 얻는 자이레이터회로는, 트랜지스터(81, 82)와, 트랜지스터(81)의 콜렉터에 베이스가 연결되고, 트랜지스터(82)의 베이스에 컬렉터가 연결된 트랜지스터(83)와, 트랜지스터(82)의 컬렉터에 베이스가 연결되고, 트랜지스터(81)의 베이스에 컬렉터가 연결되는 트랜지스터(84)와, 트랜지스터(81)와 트랜지스터(82)의 에미터 사이에 접속된 저항(91)과, 트랜지스터(83)의 베이스와 전압원(141) 사이에 접속된 캐패시터(97)와, 트랜지스터(81)의 에미터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(101)과, 트랜지스터(82)의 에미터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(102)과, 트랜지스터(83)의 베이스와 접지 사이에 연결된 전류원(103)과, 트랜지스터(83)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(104), 및 트랜지스터(84)의 에미터와 접지사이에 연결된 전류원(105)으로 구성된다. 제 2 단 위상회전기용 인덕턴스성 부하를 얻는 자이레이터회로는, 트랜지스터(85, 86)와, 트랜지스터(86)의 컬렉터에 베이스가 연결되고, 트랜지스터(85)의 베이스에 컬렉터가 연결되는 트랜지스터(87)와, 트랜지스터(85)의 컬렉터에 베이스가 연결되고, 트랜지스터(86)의 베이스에 컬렉터가 연결되는 트랜지스터(88)와, 트랜지스터(85)와 트랜지스터(86)의 에미터 사이에 여녈되는 저항(93)과, 트랜지스터(87)와 트랜지스터(88)의 에미터 사이에 연결되는 저항(94)과, 트랜지스터(85)의 베이스와 전압원(142) 사이에 연결되는 캐패시터(98)와, 트랜지스터(85)의 베이스와 전압원(143) 사이에 연결되는 전류원(109)과, 트랜지스터(85)의 에미터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(110)과, 트랜지스터(86)의 에미터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(111)과, 트랜지스터(87)의 베이스와 접지 사이에 연결된 전류원(106)과, 트랜지스터(87)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(107), 및 트랜지스터(88)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(108)으로 구성된다.

제 1 단 위상회전기는 트랜지스터(81)와 트랜지스터(82)의 베이스 사이에서 인덕턴스를 얻기 위하여 캐패시터(7)와 병렬로 연결되고, 제 2 단 위상회전기는 트랜지스터(87)와 트랜지스터(88)의 베이스 사이의 인덕턴스를 얻기 위하여 캐패시터(8)와 병렬로 연결된다.

이러한 방법으로, 캐패시터와, 저항, 및 트랜지스터로부터 반도체 집적회로 상에 임피던스성 부하를 실현시킬 수 있다.

《실시예 9》

본 발명에 따른 또다른 주파수 의존 저항기는 제 12 도를 참조하여 설명한다.

제 12 도에 나타낸 주파수 의존 저항기는, 트랜지스터(21, 22, 23, 24, 25, 26, 121, 122, 123, 124, 125, 126)와, 캐패시터(7, 8)와, 저항(27, 28, 29)과, 전류원(301, 302, 302, 303, 304, 305, 306, 311, 312, 313, 314, 315, 316, 331, 332, 333, 334, 335, 336)과, 전압원(141, 143) 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다.

차동증폭회로를 가지는 전압-전류 변환기(1)는, 트랜지스터(21, 22)와, 트랜지스터(21)와 트랜지스터(22)의 에미터 사이에 연결된 저항(27)과, 트랜지스터(21)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(301)과, 트랜지스터(22)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(302)과, 트랜지스터(21)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(331)과, 트랜지스터(22)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(332)과, 트랜지스터(21)의 베이스에 컬렉터를 연결하는 트랜지스터(121)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(311), 및 트랜지스터(122)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(312)으로 구성된다. 이 전압-전류 변환기(1) 및 트랜지스터(21)와 트랜지스터(22)의 컬렉터 사이에 연결되는 캐패시터(7)는 제 1 단 위상회전기를 형성한다. 제 1 단 위상회전기의 트랜지스터(21)의 베이스가 신호단자(11)에 연결되고, 트랜지스터(22)의 베이스가 신호단자(12)에 연결된다. 차동증폭회로를 가지는 전압-전류 변환기(1)는, 트랜지스터(23, 24)와, 트랜지스터(23)와 트랜지스터(24)의 에미터 사이에 연결되는 저항(28)과, 트랜지스터(23)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(303)과, 트랜지스터(24)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(304)과 트랜지스터(23)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결되는 전류원(333)과, 트랜지스터(24)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결되는 전류원(334)과, 트랜지스터(23)의 베이스에 에미터가 연결되는 트랜지스터(123)와, 트랜지스터(24)의 베이스에 에미터가 연결되는 트랜지스터(124)와, 트랜지스터(123)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(313), 및 트랜지스터(124)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(314)으로 구성된다. 이 전압-전류 변환기(2) 및 트랜지스터(21)와 트랜지스터(22)의 컬렉터 사이에 연결되는 캐패시터(7)는 제 2 단 위상회전기를 형성한다. 차동증폭회로를 가지는 전압-전류 변환기(5)는, 트랜지스터925, 26)와, 트랜지스터925)와 트랜지스터(26)의 에미터 사이에 연결되는 저항(29)과, 트랜지스터(25)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(305), 트랜지스터(26)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(306), 트랜지스터(25)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결되는 전류원(336)과, 트랜지스터(25)의 베이스에 에미터가 연결되는 트랜지스터(125)와, 트랜지스터(26)의 베이스에 에미터가 연결되는 트랜지스터(126)와, 트랜지스터(125)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(315), 및 트랜지스터(126)의 에미터와 접지 사이에 연결되는 전류원(316)으로 구성된다. 트랜지스터(124, 126)의 베이스는 전압원(141)에 연결된다.

트랜지스터(121) 및 전류원(311)으로 형성되고, 또는 트랜지스터(122) 및 전류원(311)으로 형성되고, 또는 트랜지스터(122) 및 전류원(312)으로 형성되는 각 에미터폴로워 회로는, 각각, 트랜지스터(21, 22)의 베이스에 연결된다. 그러므로 제 1 단 위상회전기의 입력임피던스가 증가될 수 있다. 각 에미터-폴로워회로의 에미터의 임피던스는 작다. 예를 들면, 트랜지스터(21)의 컬렉터에 발생되는 신호가 트랜지스터(21)의 베이스에 결합되는 것을 방지하고, 트랜지스터(22)의 컬렉터에 발생되는 신호가 트랜지스터(22)의 베이스에 결합되는 것을 방지한다. 유사한 효과를 트랜지스터(123)와 전류원(313) 및 트랜지스터(124)와 전류원(314)으로 각 에미터폴로워 회로를 구성하며, 또한 트랜지스터(125)와 전류원(315) 및 트랜지스터(126)와 전류원(316)으로 각 에미터폴로원 회로를 형성하여, 동일한 효과를 얻을 수 있다.

《실시예 10》

본 발명에 따른 또다른 주파수 의존 저항기는 제 12 도와, 제 13 도 및 제 14 도를 참조하여 설명한다.

제 12 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기의 신호단자(11)에 저항(130)의 일단이 연결되어 있다. 전압원(140, 141)은 저항(130)의 다른 일단과 신호단자(12)사이에 연결되어 있다. 제 13 도는 제 12 도의 주파수의존 저항기의 회로구성을 나타내는 블록다이어그램이다.

제 14 도는 제 12 도의 주파수 의존 저항의 신호단자(11)에서 얻어진 고역통과필터 특성의 시뮬레이션결과를 타나낸다. 제 12 도 내지 제 26 도의 시뮬레이션이 다음의 정의 및 정수에 기초를 둔다.

전류원(301, 302, 303, 304, 305, 306, 331, 332, 333, 334, 335, 336)의 각 직류 전류값은 100㎂이고, 전류원(311, 312, 313, 314, 315, 316)의 각 직류 전류값은 20㎂이고, 캐패시터(7, 8)의 각 캐패시턴스값은 100㎊이고, 저항(27, 28, 29, 130)의 각 저항값은 10㏀이고, 파워서플라이(143)의 전압값은 5V이며, 전압원(140, 141)의 각 직류 전압값은 2.5V이다. 전압원(140)은 교류 신호입력원이다. 입력신호는 0도에 무한히 가까운 값을 가지기 위하여 임의로 가정되는 0도의 위상 및 진폭을 가지는 단위신호이다. 시뮬레이션결과의 출력진폭은 입력신호와 출력신호의 진폭의 대수값보다 20배이상 커지는 값을 가진다. 음의 값은 감쇠치를 의미하고, 반면에 양의 값은 증폭치를 의미한다. 또한, 각 다이어그램에서 출력위상은 입력위상을 기준으로 하여, 음의 값은 위상지연을 의미하며, 반면에 양의 값은 위상앞섬을 의미한다. 시뮬레이션에 있어서, 군멜-푼(Gunmel-Poon) 트랜지스터 모델이 사용된다. 동작온도는 300K로, 전류증폭율(h_FE)은 150으로, 컬렉터-접지기생캐패시턴스는 0.1㎊으로, 컬렉터-베이스 기생캐패시턴스는 0.02㎊으로, 얼리전압이 92V로 설정한다.

제 12 도 및 제 13 도의 신호단자(11)에는 주파수의 제곱으로 진폭이 변하는 고역통과필터 특성을 제공한다. 제 14 도로부터 보이는 바와 같이, 출력신호의 위상변화는 10㎑에서 10MHz의 주파수대역 내에 2도이내에 있다. 이러한 방법으로, 우수한 위상특성을 가지는 고역통과필터가 신호단자(11)로부터 얻어진다.

트랜지스터(26)의 컬렉터의 기생캐패시턴스 및 저항(13)은 신호단자(11)에서 고주파의 저역통과필터를 발생시킨다. 저역통과필터의 위상은 그 컷오프 주파수의 십분의 일의 주파수로부터 고주파대역에서 여러 변화를 겪는다. 그 예방책으로서, 위상변화가 발생되는 주파수는 다시 낮은 단계로 저항(13)값을 설정함에 의하여 고주파대역에서 전환될 수 있다.

《실시예 11》

본 발명에 따른 또다른 주파수 의존 저항기는 제 15 도 및 제 16 도를 참조하여 설명한다.

제 15 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와 캐패시터(52, 53)와, 코일950, 51), 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변환기(1)의 출력단자 사이에 연결된 코일(50) 및 캐패시터(52)는 제 1 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자쌍에 연결된 코일(51) 및 캐패시터(53)는 제 2 단 위상회전기를 형성한다. 코일(50) 및 캐패시터(53)를 포함하는 병렬회로도 또한 리액턴스성 부하를 형성한다. 주파수 의존 저항기의 신호단자(11)는 저항(130)의 일단에 연결되고, 저항(13)의 다른 일단에는 교류 신호원을 가지는 전압원(140)에 연결된다. 신호단자(12)가 전압원(141)에 연결되어 있다.

이 구성은 신호단자(11)에 대역소거필터 특성을 얻을 수 있다. 리액턴스성 부하의 공진주파수는 대역소거주파수의 중심주파수를 나타낸다. 그 결과로서, 여러 대역소거주파수를 가지는 대역소거필터 특성은 각 리액턴스성 부하의 공진주파수를 미분함으로서 실현될 수 있다.

제 16 도는 제 15 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기의 신호단자(11)에서 얻어진 대역소거필터 특성의 시뮬레이션결과를 나타낸다. 이 시뮬레이션은 이하 설명될 값과, 추가된 상기 언급된 값을 사용하여 수행된다. 캐패시터(52, 53)의 각 캐패시턴스값이 10㎊이고, 코일(50, 51)의 각 값은 0.01H이다. 이러한 값들은 이하에서 기술될 각 시뮬레이션에 공통적으로 쓰인다.

제 16 도에서 나타낸 바와 같이, 위상변화는 약 2MHz 이하의 주파수에 대하여 약 0도이지만, 중심주파수 부근에서 중심주파수 및 주파수대역은 그렇지 않다. 따라서 우수한 위상특성을 가지는 대역소거필터는 단지 중심주파수 및 그 근처에서 얻어질 수 있다.

《실시예 12》

본 발명에 따른 또다른 주파수 의존 저항기는 제 17 도 및 제 18도를 참조하여 설명한다.

제 17 도에 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와, 캐패시터(7, 8)와, 코일(50, 51), 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변환기(1)의 출력단자 사이에 연결되는 코일(50)과 캐패시터(7)를 포함하는 직렬회로는 제 1 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자 사이에 연결되는 코일(51)과 캐패시터(8)플 포함하는 직렬회로는 제 2 단 위상회전기를 형성한다. 코일(50)과 캐패시터(7)를 포함하는 직렬회로는 리액턴스성 부하를 형성하고, 코일(51)과 캐패시터(8)를 포함하는 직렬회로도 또한 리액턴스성 부하를 구성한다. 주파수의존 저항기의 신호단자(11)는 저항(130)의 일단에 연결되어 있고, 저항(13)의 다른 일단은 교류 신호원을 가지는 전압원(140)에 연결되어 있다. 신호단자(12)가 전압원(141)에 연결되어 있다.

이 구성은 신호단자(11)에서 대역통과필터 특성을 얻을 수 있다. 리액턴스성 부하의 공진주파수는 대역통과필터의 중심주파수를 제공한다. 각 리액턴스성 부하의 공진주파수를 미분함으로써, 또한, 여러 대역주파수를 가지는 애역통과필터가 실현될 수 있다.

제 18 도는 제 17 도의 주파수 의존 저항기의 신호단자(11)에서 얻어진 대역통과필터 특성의 시뮬레이션결과를 나타낸다.

제 18 도에 나타낸 바와 같이, 대역주파수의 중심주파수 및 그 근처의 주파수대역에서 위상변화가 실질적으로 제로이다. 따라서 우수한 위상특성이 중심 주파수 근처에서 주파수대역 및 중심주파수에서 얻어진다.

9 MHz 근처에서 급준한 대역금지필터 특성이 나타나고, 대역통과필터 특성을 보다 급준한 것으로 만든다. 그러나, 이 특성은, 각 리액턴스성 부하에 병렬로 트랜지스터의 기생캐패시턴스를 추가하게 만드는 결과를 초래한다. 기생 캐패시턴스에서 파동에 대하여 안정된 대역소거주파수의 값은, 실시예 13을 참조하여 설명한 바와 같이, 트랜지스터의 기생캐패시턴스와 비교하므로써 비교적 큰 캐패시턴스값을 가지는 캐패시터(52, 53)를 추가함으로써 얻어진다.

《실시예 13》

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기는 제 19 도 및 제 20 도를 참조하여 설명한다.

제 19 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와, 캐패시터(7, 8, 52, 53)와, 코일(50, 51), 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 제 1 단 위상회전기는, 전압-전류 변환기(1)와, 전압-전류 변환기(1)의 출력단자사이에 연결되고, 코일(50)과 매패시터(7)를 포함하는 직렬회로, 및 이 직렬회로와 병렬로 연결된 캐패시터(52)로 형성한다. 제 2 단 위상회전기는, 전압-전류 변환기(2)와, 코일(51)과 캐패시터(8)를 포함하고, 전압-전류 변환기(2)의 출력단자 사이에 연결된 직렬회로, 및 이 직렬회로에 병렬로 연결된 캐패시터(53)로 형성한다. 주파수의존 저항기의 신호단자(11)는 저항(130)의 한 일단에 연결되어 있다. 저항(130)의 다른 일단은 교류 신호원을 가지는 전압원(140)에 연결되어 있다. 신호단자(12)는 전압원(141)에 연결되어 있다.

이 구성은 신호단자(11)에 대역통과필터 특성을 생성할 수 있다. 리액턴스성 부하의 직렬공진주파수는 대역통과필터의 중심주파수를 나타내며, 그 병렬공진주파수는 대역금지필터의 중심주파수를 나타낸다. 따라서, 각 리액턴스성 부하의 공진주파수를 미분함으로써, 여러 개의 대역 주파수를 가지는 대역통과필터 특성이 실현될 수 있다. 특히, 대역통과필터특성의 고주파범위의 하강구간은 캐패시터(52, 53)의 다른 캐패시턴스값으로 미분될 수 있다. 대역통과필터특성의 고주파범위의 하강구간은 캐패시터(52 또는 53)의 캐패시턴스값을 증가시킴에 의하여 더 급준하게 된다. 이는 특히 선형스케일상으로 대칭주파수특성을 생성하는데 효과적이다. 전압-전류 변환기(1, 2)의 출력부에는 기생캐패시턴스가 부하된다. 이 기생캐패시턴스에 의해 결정된 대역금지주파수는, 캐패시터(52, 53)의 값이 제로인 경우에 출현하는 것임은, 실시예 12를 참조하여 기술되었다.

제 20 도는 제 19 도의 주파수 의존 저항기의 신호단자(11)에서 얻어진 대역통과필터특성의 시뮬레이션결과를 나타낸다.

제 20 도에서 나타낸 바와 같이, 대역통과주파수의 중심주파수 및 근처주파수대역에서 위상변화가 실질적으로 제로이다. 이러한 방법으로, 그 중심주파수 및 그의 근처에서의 주파수대역에서 우수한 위상특성을 가지는 대역통과필터가 얻어진다.

《실시예 14》

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기는 제 21 도 및 제 22 도를 참조하여 설명한다.

제 21 도에 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와, 캐패시터(7, 8), 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변환기의 출력단자 사이에 연결된 캐패시터(7)는 제 1 단 위상회전기를 형성한다. 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자 사이에 연결된 캐패시터(8)는 제 2 단 위상회전기를 형성한다. 이 주파수의존 저항기의 신호단자(12)에는 저항(130)의 일단이 연결되어 있다. 저항(130)의 다른 일단에는 전압원(141)이 연결되어 있다. 신호단자(11)가 교류 신호원을 가지는 전압원(140)에 연결되어 있다. 전압-전류 변환기(2, 5)의 마이너스 단자 및 각각의 캐패시터97, 8)의 일단에 전압원(142)을 연결한다.

이 구성은 신호단자(12)에 저역통과필터 특성을 얻을 수 있다.

제 22 도는 제 21 도의 주파수 의존 저항기의 신호단자(12)에서 얻어진 저역통과필터특성의 시뮬레이션결과를 나타낸다.

제 22 도에서 나타낸 바와 같이, 1kHz에서 1MHz까지의 주파수대역에서 위상변화가 실질적으로 0도이다. 이 방법으로, 저역통과필터는 1kHz에서 1MHz까지의 주파수대역에서 우수한 위상특성을 얻는다.

실시예 14에서, 위상변화가 1MHz보다 높은 주파수를 증가시킨다. 위상변화의 이 현상은 이후에 기술될 실시예 15에서 신호단자(11, 12) 사이에 저항(131)을 첨가하므로써 감소될 수 있다.

《실시예 15》

본 발명에 따른 다른 주파수 의존 저항기는 제 23 도와, 제 24 도 및 제 25 도를 참조하여 설명한다.

제 23 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와, 캐패시터(7, 8) 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변환기(1)의 출력단자 사이에 연결되는 캐패시터(7)는 제 1 단 위상회전기를 형성하며, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자사이에 연결된 캐패시터(8)는 제 2 단 위상회전기를 형성한다. 이 주파수의존 저항기의 신호단자(12)에 각각의 저항(131, 132)이 연결되어 있다. 저항(132)의 다른 일단에는 전압원(141)이 연결되어 있다. 저항(131)의 다른 일단 및 신호단자(110에 교류 신호원을 가지는 전압원(14)이 연결되어 있다. 전압-전류 변환기(2, 5)의 각 마이너스 단자 및 각 캐패시터(7, 8)의 일단에 전압원(142)이 연결되어 있다.

이 구성은 신호단자(12)에 저역통과필터 특성을 생성할 수 있다. 주파수의존 저항기의 저항값은 주파수를 변화시키고, 저항(131)의 저항값과 비교한 바와 같이 주파수의존 저항기의 저항값이 작을 경우에는, 저항(131) 및 주파수의존 저항기를 포함하는 병렬회로의 합성저항의 저항값은 주파수의존 저항기의 저항값의 제어하에서 결정된다. 반면에, 주파수의존 저항기의 저항값이 큰 경우에, 병렬회로의 합성저항의 저항값이 저항(131)의 값을 제어하여 결정된다. 교류 신호원을 가지는 전압원(140, 141)의 전압은 이 방법으로 결정된 합성저항의 저항값 및 저항(132)의 저항값에 의하여 분할된다. 통상적으로, 전압원(140, 141)의 직류전압은 동일값으로 설정된다. 신호단자(12)로부터 생성된 전압출력신호는 저역통과필터 특성을 나타내지만, 그 진폭감쇠는 고주파범위에서 저항(132, 131)의 저항값의 비에 응답하여 결정된다.

제 24 도는 제 23 도의 주파수 의존 저항기의 신호단자(12)에서 얻어진 저역통과필터 특성의 시뮬레이션결과를 나타낸다. 저항(131)의 저항값은 10㏀으로 설정되고, 저항(132)의 저항값은 1㏀으로 설정된다.

제 24 도에서 나타낸 바와 같이, 1㎑에서 100㎒까지의 광대역 주파수범위내에서 위상변화는 실질적으로 0도이다. 이 방법으로, 우수한 위상특성을 가지는 저역통과필터는 1㎑에서 100㎒의 넓은 주파수대역 내에서 얻어진다.

제 25 도는, 제 23 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기와 비교하여, 신호단자(12)에 부가된 4개의 위상회전기 및 파형정형회로를 가지는 주파수의존 저항기의 구성을 나타낸다. 또한, 제 23 도의 전압원(141, 142)은 제 25 도에서의 전압원(144)으로 치환하게 된다. 에미터-폴로워 회로는 도시되지 않았다.

제 25 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 트랜지스터(21, 22, 23, 24, 25, 26, 521, 522, 523, 524, 631, 632, 633, 634)와, 캐패시터97, 8, 9, 10)와, 저항(27, 28, 29, 527, 528, 635, 636)과, 전류원(301, 302, 303, 304, 305, 306, 331, 333, 335, 336, 501, 502, 503, 504, 531, 533)과, 전압원(143, 144, 145) 및 신호단자(11, 12, 16, 17)를 포함하여 구성한다.

배교기는, 트랜지스터(631, 632)와, 트랜지스터(631)의 컬렉터에 컬렉터가 연결되는 트랜지스터(633)와, 트랜지스터(633)의 베이스에 베이스가 연결되는 트랜지스터(634)와, 트랜지스터(631)와 트랜지스터(632)의 에미터 사이에 연결된 저항(635) 및 트랜지스터(634)의 컬렉터에 연결된 저항(636)으로 구성된다. 이 비교기 및 전압원(145)은 전압원(145)에서의 전압과 같은 기준전압인 파형정형회로를 형성한다.

비교적 고주파인 노이즈를 함유하는 펄스신호가 신호단자(11)에 공급되는 경우에, 노이즈를 제거하는 저역통과필터의 출력신호가 신호단자(16)에서 출력된다. 또한, 신호단자(16)에서 신호로부터 구형파로 변화된 신호는 신호단자(17)로부터 출력된다. 신호단자(11)의 입력펄스신호에 대하여 매우 작은 위상변화가 있는 출력신호는 신호단자(16, 17)에서 나온다. 신호단자(11)에서 신호의 고주파성분은 저항(131, 132)의 분할비에 응답하여 감쇠된다. 신호단자(16)로부터 출력된 신호는, 신호단자(11)의 입력신호를 형성하는 고주파성분을 유지할 수 있다.

비록, 제 25 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기가 바이폴러 트랜지스터를 사용하므로써 형성되고, 제 10 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기와 같이 MOS 트랜지스터를 사용하므로써 또한 설계될 수도 있다.

《실시예 16》

또 다른 주파수 의존 저항기는 제 26 도 및 제 27 도를 참조하여 설명한다.

제 26 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 전압-전류 변환기(1, 2, 5)와, 캐패시터(7, 8) 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다. 전압-전류 변환기(1) 및 전압-전류 변환기(1)의 출력단자 사이에 연결된 캐패시터(7)는 제 1 단 위상회전기를 형성하고, 전압-전류 변환기(2) 및 전압-전류 변환기(2)의 출력단자 사이에 연결된 캐패시터(8)는 제 2 단 위상회전기를 형성한다. 이 주파수의존 저항기의 신호단자(12)가 저항(132)의 일단에 연결되고, 저항(132)의 다른 일단에 전압원(141)이 연결된다. 신호단자(11)가 저항(130)의 일단에 연결되고, 저항의 다른 일단은 시호원을 가지는 전압원(140)에 연결된다. 각각의 전압-전류 변환기(2, 5)의 마이너스 단자 및 각각의 캐패시터(7, 8)의 일단에는 전압원(142)이 연결된다.

이 구성은 신호단자(11)에 고역통과필터 특성을 생성할 수 있다.

주파수 의존 저항기의 저항값은, 주파수가 증가되면 커지므로, 신호단자(11)에 출력되는 신호는 전압원(140)의 전압값에 이른다. 반면에, 주파수가 감소할 때, 주파수의존 저항기의 저항값이 제로에 이르므로, 신호단자(11)에 출력되는 신호는 저항(130, 132) 사이의 저항값의 비에 의하여 분할된 전압원(140)의 전압값에 이른다.

제 27 도는 제 26 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기의 신호단자(11)에 얻어진 고역통과필터 특성의 시뮬레이션결과를 나타낸다.

제 27 도에서 나타낸 바와 같이, 1kHz에서 10MHz까지의 주파수 대역 내에서 위상변화가 2도보다 작다. 이 방법으로, 우수한 위상특성을 가지는 고역통과 필터는 1kHz에서 10MHz 까지의 주파수범위에서 얻어진다.

《실시예 17》

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기는 제 28 도를 참조하여 설명한다.

제 28 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 트랜지스터(21, 22, 23, 24, 25, 26)와, 캐패시터(7, 8)와, 저항(27, 28, 29)과, 전류원(301, 302, 303, 304, 305, 306, 331, 332, 333, 334, 335, 336)과, 전압원(142, 143) 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다.

이 실시예에서는, 리액턴스성 전류를 발생시키므로써 주파수 의존 저항기가 구성된다. 특히, 리액턴스성 전류를 발생하기 위한 전압-전류 변환기(1)는, 트랜지스터(21, 22)와, 트랜지스터(21)와 트랜지스터(22)의 에미터 사이에 연결된 캐패시터(7)와, 트랜지스터(21)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(301)과, 트랜지스터(22)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(302)과, 트랜지스터(21)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(331) 및 트랜지스터(22)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(332)으로 구성된다. 전압-전류 변환기(1) 및 트랜지스터(21, 22)의 컬렉터 사이에 연결된 저항(27)은 제 1 단 위상회전기를 형성한다. 제 1 단 위상회전기의 트랜지스터(21)의 베이스에 신호단자(11)가 연결되고, 트랜지스터(22)의 베이스에 신호단자(12)가 연결된다. 리액턴스성 전류를 발생하기 위한 전압-전류 변환기(2)는, 트랜지스터(23, 24)와, 트랜지스터(23)와 트랜지스터(24)의 에미터 사이에 연결된 캐패시터(8)와, 트랜지스터(23)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(303)과, 트랜지스터(24)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(304)과, 트랜지스터(23)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(3330 및 트랜지스터(24)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(334)으로 구성된다. 이 전압-전류 변환기(2) 및 트랜지스터(23)와 트랜지스터(24)의 컬렉터 사이에 연결된 저항(28)은 제 2 단 위상회전기를 형성한다. 전압-전류 변환기(5)는, 트랜지스터(25, 26)와, 트랜지스터(25)와 트랜지스터(26)의 이메터 사이에 연결된 저항(29)과, 트랜지스터(26)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(305)과, 트랜지스터(26)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(306)과, 트랜지스터(25)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(335) 및 트랜지스터(26)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(336)으로 구성된다.

전압-전류 변환기(1, 2)의 각 전류변환율은 합의 역수로 주어지고, 트랜지스터의 에미터자항값 및 트랜지스터의 에미터 사이에 연결된 캐패시터(7, 8)의 임피던스값이다. 1㎃의 전류가 트랜지스터에 흐를 때, 이미커저항값은 약 26Ω이고, 통상적으로, 트랜지스터의 에미터 사이에 연결된 캐패시터의 임피던스값과 비교하여 충분히 작다. 이 방법으로, 전류변환율은 각 에미터 사이에 연결된 캐패시터의 상호 임피던스값의 역수로 접근될 수 있다. 차동증폭회로가 구성되고, 차동증폭회로의 비반전출력단자에서의 전압이 반전입력단자에 공급될 때, 에미터-폴로워회로를 통해, 각 전압-전류 변환기에서의 각 차동증폭회로의 각 트랜지스터가 트랜지스터회로에 의하여 대신하여 에미터저항이 감소될 수 있다. 그 베이스는 비반전입력단자이고, 에미터는 반전입력단이며, 컬렉터는 에미터-폴로워회로의 컬렉터이다. 캐패시터(7, 8)의 캐패시턴스값을 각각 C1 및 C2로, 전압-전류 변환기(1, 2)의 전류변환율을 각각 gm1 및 gm2로 정의하므로써, gm1 및 gm2는 아래 식에 의하여 주어진다.

gm1 = j ×ω×C1 --- (44)

gm2 = j ×ω×C2 --- (45)

또한, 전압-전류 변환기(5)의 전류변환율은 gm10으로 정의된다.

신호단자(12)에 대하여 신호단자에 공급되는 전압이 v일 때, 아래 식으로 표현된 전압 v1은 저항(27)의 양단 사이에서 발생된다.

v1 = v ×gm1 ×R1 --- (46)

이 전압 v1 이 제 2 단 위상회전기에 공급되고, 아래 표현에서 주어진 전압 v2은 저항(28)의 양단 사이에서 발생된다.

v2 = v1 ×gm2 ×R2 --- (47)

이 전압 v2이 전압-전류 변환기(5)에 공급되며, 전류변환율이 gm10인 전류로 공급전압을 변환하여, 출력된다.

-i10 = gm10 ×v2 --- (48)

신호단자(11, 12)로부터 내부를 본 임피던스 Zin는 아래 식에 의하여 주어진다.

Zin = 1/(ω ²×gm10 ×C1 ×C2 ×R1 ×R2) --- (49)

주파수 의존 저항기에서,ω의 제곱, 캐패시터값(C1, C2), 저항값(R1, R2), 및 전류변환율(gm10)의 곱에 반비례하는 저항특성을 얻는 것이 가능하다.

《실시예 18》

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기는 제 29 도를 참조하여 설명한다.

제 29 도에서 나타낸 주파수 의존 저항기는, 트랜지스터(21, 22, 23, 24)와, 캐패시터(7, 8)와, 저항(27)과, 전류원(301, 302, 303, 304, 331, 332, 333, 334)과, 전압원(142, 143) 및 신호단자(11, 12)를 포함하여 구성한다.

리액턴스성 전류를 발생하기 위한 전압-전류 변환기(1)는, 트랜지스터(21, 22)와, 트랜지스터(21)와 트랜지스터(22)의 각 에미터 사이에 연결된 캐패시터(7)와, 트랜지스터(21)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(301)과, 트랜지스터(22)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(302)과, 트랜지스터(21)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(331) 및 트랜지스터(22)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(333)을 가진다. 이 전압-전류 변환기(1) 및 트랜지스터(21, 22)의 컬렉터 사이에 연결된 저항(27)은 제 1 단 위상회전기를 형성한다. 제 1 단 위상회전기의 트랜지스터(21)의 베이스에는 신호단자(11)가 연결되어 있고, 트랜지스터(22)의 베이스에는 신호단자(12)가 연결되어 있다. 리액턴스성 전류를 발생하기 위한 전압-전류 변환기(2)는 트랜지스터(23, 24)와, 트랜지스터(23)와 트랜지스터924)의 에미터 사이에 ㅇ연결된 캐패시터(8)와, 트랜지스터(23)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(303)과, 트랜지스터(24)의 에미터와 접지 사이에 연결된 전류원(304)과, 트랜지스터(23)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원(333) 및 트랜지스터(24)의 컬렉터와 전압원(143) 사이에 연결된 전류원을 가진다.

제 28 도의 경우에서와 같이, 전압-전류 변환기(1, 2)의 전류변환율(gm1, gm2)은, 각각 식(44)와 (45)에 의하여 주어진다.

신호단자(12)에 대하여 신호단자(11)에 공급되는 전압이 v일 때, 아래 식으로 표현된 전압 v1은 저항(27)의 양단에서 발생된다.

v1 = v ×gm1 ×R1 --- (50)

이 전압 v1 이 전압-전류 변환기(2)에 공급된다. 이 공급전압 v1은 전류변환율이 gm2인 전류로 변환되고, 이 전류가 출력된다.

-i10 = gm2 ×v1 --- (51)

신호단자(11, 12)로부터 내부를 본 임피던스 Zin는 아래 식에 의하여 주어진다.

Zin = 1/(ω ²×gm10 ×C1 ×C2 ×R1) --- (52)

이 주파수 의존 저항기는ω의 제곱, 캐패시턴스값(C1, C2) 및 저항값(R1)의 곱에 반비례하는 저항특성을 얻을 수 있다.

본 발명은 언급된 실시예에 대하여 좀 더 상세하게 설명했다. 물론, 이러한 실시예의 공개내용이 상세하게 구성의 내용을 변형할 것이다. 이하 특허청구의 범위로서 본 발명의 범위 및 이상으로부터 분리됨 없이 재현될 수 있다는 것을 알 것이다.

본 발명에 따른 주파수 의존 저항기는, 임피던스에 허수부가 없으며, 주파수의 짝수승으로 변화하는 저항특성을 가진다. 그에 의하여 위상변화가 작은 필터를 만들 수 있다. 따라서, 본 발명은 TV 또는 VTR 응용장치에서 영상신호처리필터를 사용하는 커다란 기술적 장점을 가지며, 일예로, 복합영상신호로부터 색신호를 취하는 대역통과필터, 또다른 하나의 예는, 오디오용 회로에서 주파수 및 진폭을 제어하는 이퀄라이저증폭기에 사용되고, BS 튜너응용장치에서 IQ 신호를 검출하는 필터에 사용되며, 디지털신호처리회로에서 펄스신호의 어떠한 노이즈성분을 제거하는 회로에 사용되며, 색신호의 복조 후에 어떠한 고주파를 제거하는 저역통과필터에 사용할 수 있다.

Claims (24)

1. 입력단자쌍에 공급된 교류전압에 따라서 출력단자 쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 출력하는 전압-전류 변환기와 임피던스의 허수부에 의해서 그 특성이 지배된 리액턴스성 부하를 가지고, 상기 전압-전류변환기의 출력단자쌍에 상기 리액턴스성 부하를 접속하여 발생한 전압을 상기 출력단자쌍으로부터 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속한 종속접속회로,

   상기 종속접속회로의 제 1 단 위상회전기가 구비된 전압-전류변환기의 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍,

   상기 종속접속회로의 제 1 단 위상회전기를 포함하여 카운트한 짝수단째의 위상회전기의 출력전압를 입력하여 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 출력하는 적어도 하나의 전압-전류 변환기 및

   상기 짝수단째의 위상회전기의 출력전압을 입력한 전압-전류변환기의 상기 출력단자쌍의 교류전류를 상기 신호입력단자쌍에 공급한 적어도 하나의 전류 전달수단을 구비하고,

   상기 신호입력단자쌍으로부터 주파수에 따라서 값이 다른 임피던스를 얻음과 함께 이 임피던스의 실수부에 의해서 그 임피던스의 특성이 지배되는 주파수의존 저항기.
2. 입력단자쌍으로부터 공급되는 전압에 따라서 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 전류를 출력하는 차동증폭회로와 임피던스의 허수부에 의해서 그 특성이 지배된 리액턴스성 부하를 가지고, 상기 차동증폭회로의 출력단자쌍에 상기 리액턴스성 부하를 접속하여 발생한 전압을 상기 출력단자쌍으로부터 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속한 종속접속회로와,

   상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기가 구비하는 차동증폭회로의 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍,

   상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트된 짝수단째의 위상회전기의 출력전압을 입력하여 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 출력하는 적어도 한 개의 차동증폭회로 및

   상기 짝수단째의 위상회전기의 출력전압을 입력한 차동증폭회로의 상기 출력단자쌍의 교류전류를 상기 신호입력단자쌍에 공급한 적어도 하나의 전류전달수단을 구비하고,

   상기 신호입력단자쌍으로부터 주파수에 따라서 값이 다른 임피던스를 얻음과 함께 이 임피던스의 실수부에 의해서 그 임피던스의 특성이 지배되는 주파수 의존 저항기.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 입력단자쌍의 한쪽 또는 상기 출력단자쌍의 한쪽에 고정전압이 부여되는 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
4. 제 1 항에 있어서, 외부로부터 공급되는 제어신호에 따라서 전류의 전달계수가 다른 적어도 하나의 전류-전류 변환기를 더욱 구비하는 주파수 의존 저항기.
5. 제 1 항 또는 제 4 항 있어서, 상기 신호입력단자 또는 상기 신호입력 단자쌍에 피이드백되는 전류와 상기 신호입력단자 또는 상기 신호입력단자쌍에 공급되는 전압이 역위상으로 되는 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
6. 제 1 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 신호입력단자 또는 신호입력단자쌍에 피이드백되는 전류와 상기 신호입력단자 또는 신호입력단자쌍에 공급되는 전압이 동위상으로 되도록 구성한 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
7. 제 1 항 또는 제 4 항 에 있어서, 상기 리액턴스성 부하가 캐패시턴스 소자인 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
8. 제 1 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 리액턴스성 부하가 인덕턴스 소자인 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
9. 제 1 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 리액턴스성 부하가 캐패시턴스 소자 및 인덕턴스 소자의 병렬회로인 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
10. 제 1 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 리액턴스성 부하가 캐패시턴스 소자 및 인덕턴스 소자의 직렬회로인 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
11. 제 2 항에 있어서, 상기 차동증폭회로 또는 전압-전류 변환기를 복수의 MOS 트랜지스터를 사용하여 구성한 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
12. 제 1 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 리액턴스성 부하를 자이레이터회로로 구성한 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
13. 제 2 항에 있어서, 상기 차동증폭회로의 입력단자쌍에 각각 접속된 버퍼회로를 통하여 상기 차동증폭회로의 주요부를 구성하는 바이폴러 트랜지스터의 베이스에 신호가 공급되록 한 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
14. 입력단자쌍에 공급되는 교류전압에 따라서 출려단자쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 출력하는 전압-전류 변환기와 상기 전압-전류변환기의 출력단자쌍에 접속되는 리액턴스성 부하를 구비하고, 상기 입력단자쌍에 공급되는 전압에 따라서 상기 리앤턴스성 부하에 발생하는 전압을 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속하여 이루어지는 종속접속회로와, 상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기의 상기 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍 및 상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트된 짝수단째의 위상회전기의 출력전압이 적어도 한쪽의 입력단자쌍에 공급되고, 이 공급된 전압에 따라서 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 상기 신호입력단자쌍으로 출력하는 적어도 하나의 전압-전류변환기를 가지는 제 1 저항기와,

    상기 제 1 저항기의 신호입력단자쌍 중 하나에 일단이 접속되어 있는 제 2 저항기를 구비하며,

    상기 제 1 저항기의 다른 신호입력단자쌍의 다른 쪽과 상기 제 2 저항기의 다른 일단에 신호가 입력되고, 상기 제 1 저항기의 신호입력단자쌍 또는 제 2 저항기의 적어도 일단으로부터 출력신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 주파수의존 저항기.
15. 제 14 항에 있어서, 상기 제 1 저항기의 상기 신호입력단자쌍에 접속된 제 3 저항기를 더욱 구비하는 주파수 의존 저항기.
16. 제 14 항 또는 제 15 항에 있어서, 상기 신호입력단자쌍의 일단에 접소된 펄스파형 정형회로를 더욱 구비하는 주파수 의존 저항기.
17. 입력단자쌍에 공급되는 전압에 따라서 출력단자쌍으로부터 리액턴스성전류를 출력하는 전압-전류변환기와 상기 전압-전류변환기의 출력단자쌍에 접속되는 저항성 부하를 구비하고, 상기 입력단자쌍에 공급되는 전압에 따라서 상기 저항성 부하에 발생하는 전압을 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속하여 이루어지는 종속접소고회로와,

    상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기의 상기 전압-전류 변환기의 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍, 및

    상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트한 짝수번째단의 위상회전기의 출력전압에 따라서 전류를 상기 신호입력단자쌍에 출력하는 적어도 한 개의 전압-전류 변환기를 구비하는 주파수 의존 저항기.
18. 입력단자쌍에 공급되는 전압에 따라서 출력단자쌍으로부터 리액턴스성 전류를 출력하는 전압-전류변환기와 임피던스의 실수부에 의해서 그 특성이 지배된 저항성 부하를 가지고, 상기 전압-전류변환기의 출력단자쌍에 상기 저항성 부하를 접속하여 발생한 전압을 상기 출력단자쌍으로부터 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속한 종속접숙회로,

    상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기가 구비하는 상기 전압-전류변환기의 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍 및

    상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트한 짝수번째단의 위상회전기가 구비하는 전압-전류변환기의 출력전류를 상기 신호입력단자쌍에 공급하도록 한 전류전달수단을 구비하고,

    상기 신호입력단자상으로부터 주파수에 따라서 값이 다른 임피던스를 얻음과 함께 이 임피던스의 실수부에 의해서 그 임피던스의 특성이 지배되는 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
19. 제 17 항에 있어서, 고정전압이 상기 입력단자쌍 또는 상기 출력단자쌍의 일단에 공급되는 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.
20. 입력단자에 공급되는 교류 전압의 값에 비례함과 동시에 상기 교류 전압의 위상과 직교하며, 또한 상기 교류전압의 주파수에 따라서 값이 다른 ㅛ류 전압을 출력단자로부터 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속하여 이루어지는 종속접속회로와,

    상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기의 입력단자에 접속되는 신호입력단자, 및

    상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트된 짝수번째단의 위상회전기의 출력전압을 입력하여 이 입력된 전압값에 따라서 이 출력단자로부터 전류를 상기 신호입력단자에 출력하는 적어도 하나의 전압-전류 변환기를 구비하는 주파수 의존 저항기.
21. 입력단자쌍에 공급된 교류전압의 값에 비례함과 함께 상기 교류전압의 위상과 직교하고, 또한 상기 교류전압의 주파수에 따라서 값이 다른 교류전압을 출력단자쌍으로부터 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속한 종속접속회로,

    상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기가 구비하는 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍,

    상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트한 짝수단째의 위상회전기의 출력전압을 입력하여 이 입력된 전압값에 따른 쌍방향의 교류전류를 출력단자쌍으로부터 출력하는 적어도 하나의 전압-전류 변환기, 및

    상기 짝수단째의 위상회전기의 출력전압을 입력한 전압-전류변환기의 상기 출력단자쌍의 교류전류를 상기 신호입력단자쌍에 공급하는 적어도 하나의 전류전달수단을 구비하고,

    상기 신호입력단자쌍으로부터 주파수에 따라서 값이 다른 임피던스를 얻음과 함께 이 임피던스의 실수부에 의해서 그 임피던스의 특성이 지배되는 주파수 의존 저항기.
22. 입력단자쌍에 공급되는 교류전압의 값에 비례함과 함께 상기 교류 전압의 위상과 직교하며, 또한 상기 교류전압의 주파수에 따라서 값이 다른 교류 전압을 출력단자쌍으로부터 출력하는 위상회전기를 복수개 종속접속하여 이루어지는 종속접속회로와, 상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기의 입력단자쌍에 접속되는 신호입력단자쌍, 및 상기 종속접속회로의 제 1 단의 위상회전기를 포함하여 카운트돈 짝수단째의 위상회전기의 출력전압이 적어도 한쪽의 입력단자에 공급되며, 이 공급된 전압값에 따라서 출력단자쌍으로부터 쌍방향의 교류전류를 상기 신호입력단자쌍에 출력하는 적어도 하나의 전압-전류 변환기를 가지는 제 1 저항기와,

    상기 제 1 저항기의 신호입력단자쌍의 한쪽에 일단이 접속되는 제 2 저항기를 구비하고,

    상기 제 1 저항기의 신호입력단자쌍의 다른 쪽과 상기 제 2 저항기의 다른 일단의 사이로 신호를 입력하며, 상기 제 1 저항기의 신호입력단자쌍 또는 상기 제 2 저항기 양단으로부터 출력신호를 취출하는 것을 특징으로 하는 주파수의존 저항기.
23. 제 22 항에 있어서, 상기 제 1 저항기의 신호입력단자쌍에 접속된 제 3 저항기를 더욱 구비하는 주파수 의존 저항기.
24. 제 18 항에 있어서, 고정전압이 상기 입력단자쌍 또는 상기 출력단자쌍의 일단에 공급되는 것을 특징으로 하는 주파수 의존 저항기.

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