JPH06164314A - アクティブフィルタ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 第１の電圧制御電流源と、前記第１の電圧制
御電流源と利得の異なる第２の電圧制御電流源と、複数
の容量とを用いて構成することにより、各電圧制御電流
源の入力信号振幅を調整することを特徴とするアクティ
ブフィルタ回路。 【効果】 本発明によればフィルタ回路のＳ／Ｎ比を改
善し、また入力換算雑音を抑制することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は能動素子を用いて構成さ
れるアクティブフィルタ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】能動素子を用いて構成される集積回路の
分野においては、ＩＣ内部にインダクタ（Ｌ）を構成す
ることが困難であることから、単位回路（ジャイレー
タ）と容量（Ｃ）を組み合わせることによりインダクタ
（誘導性）動作を行う回路を構成し、そのインダクタ回
路と容量（Ｃ）とでフィルタを構成してきた。

【０００３】例えば、抵抗（Ｒ）、インダクタ（Ｌ）、
容量（Ｃ）で構成される両端終端ラダー型の５次の楕円
型ローパスフィルタの構成を図１５に示す。ここでＬ1
、Ｌ2 はそれぞれインダクタであり、それぞれＬを単
位回路（ジャイレータ）と容量とを用いて置き換える際
の構成を図１６に示す。この図１６はインダクタ動作を
行う回路を２つの単位回路（ジャイレータ）と一つの容
量で構成できることを示している。図１７はその単位回
路（ジャイレータ）を構成する電圧制御電流源（ＶＣＣ
Ｓ）の具体的な構成例を示したものである。

【０００４】ここで抵抗（Ｒ）も前記電圧制御電流源
（ＶＣＣＳ）を用いて置き換えることが可能であり、こ
の結果電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）と容量（Ｃ）とで構
成した５次の楕円型のアクティブフィルタの構成を図１
８に示す。（詳細は文献:D.W.H. Calder 「Audio Freq
uency Gyrator Filters for an Integrated Radio Pagi
ng Receiver 」 IEE Conference, York, England, 10-1
3th September 1984. を参照。）さらに各素子の節点で
重複する信号経路を省略することにより、電圧制御電流
源（ＶＣＣＳ）の数を低減したアクティブフィルタの構
成を図１９に示す。

【０００５】このようなアクティブフィルタは抵抗
（Ｒ）、インダクタ（Ｌ）が同一の電圧制御電流源（Ｖ
ＣＣＳ）を用いて構成され、各ＶＣＣＳの絶対精度が変
動した場合にもそれぞれが同様の特性変動となるため、
Ｒ、Ｌ、Ｃを独立の部品で構成した場合と比較して、各
素子のパラメータ変動に強く相対精度の高い等の特徴を
有する。

【０００６】ここで一般にフィルタの出力特性を考える
と、ノイズレベルが一定で有ればフィルタの入力信号の
振幅を大きくするほど出力信号のＳ／Ｎ比が改善される
ので、フィルタに入力される信号の振幅は大きい方がよ
い。

【０００７】しかし回路の動作電圧や能動素子の特性限
界により、信号を歪みなく増幅することができる入力範
囲は有限であるため、フィルタの入力信号の振幅を無制
限に大きくすることはできない。

【０００８】例えば、図１９に示すアクティブフィルタ
では、フィルタを構成する電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）
１００１〜１００７に線形入力電圧範囲よりも過大な振
幅の信号を入力すると歪みが生ずるため、全てのＶＣＣ
Ｓの入力信号の振幅が一定レベル（線形入力電圧範囲）
以下となるように、フィルタ回路に入力される信号の振
幅を制限しなければならない。

【０００９】ところが一般に各ＶＣＣＳの入力信号の最
大振幅は各入力端子毎にまちまちである。例えば、遮断
周波数９ｋＨｚ、回路のインピーダンスを４００ｋΩと
した場合の、図１９に示すアクティブフィルタにおける
各ＶＣＣＳ１００１〜１００７の入力端子ａ〜ｆの信号
の振幅を図２０、図２１に示す。ここで図２０は各ノー
ドａ〜ｆの２０ｋＨｚまでの周波数特性を相対振幅（ｄ
Ｂ）で表示しており、図２１は各ノードａ〜ｆの信号振
幅を１０ｋＨｚの範囲で拡大表示するとともに、入力振
幅１．０Ｖに対してノードの振幅をリニアで表示したも
のである。

【００１０】図２０によれば、各ＶＣＣＳの入力電圧振
幅は入力信号に対して、最大−６ｄＢ〜＋３ｄＢの振幅
値のばらつきがあるので、全ての電圧制御電流源で歪み
を生ずることなく信号を伝達させるには、最も振幅値が
大きい入力端子の信号振幅をＶＣＣＳの線形入力電圧範
囲内に制限する必要がある。

【００１１】しかし、この場合にはその他のノードでは
ＶＣＣＳの線形入力電圧の最大値よりも小さな信号が、
常に入力されることとなる。これはＶＣＣＳ本来のダイ
ナミックレンジをの一部のみを活用するに過ぎず、フィ
ルタのＳ／Ｎ比を劣化させることとなる。

【００１２】図２１によれば、フィルタの入力振幅が
１．０Ｖである場合にも、各ＶＣＣＳの入力振幅は０．
５Ｖから最大１．４Ｖまでばらつきが生ずる。特にＶＣ
ＣＳ１００４の入力端子（端子Ｃ）において、信号振幅
は約１．４Ｖとなり、このＶＣＣＳで歪みが生じないよ
うに、フィルタ全体の入力信号振幅が制限されるため、
その他のＶＣＣＳ１００１〜１００３、１００５〜１０
０７では常に線形入力電圧範囲よりも小さな振幅の信号
しか入力せず、フィルタ全体としてＳ／Ｎ比が改善され
ないという欠点があった。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】従来用いられてきたア
クティブフィルタ回路では、使用される全てのＶＣＣＳ
で歪みを発生させないようにするため、各ＶＣＣＳの入
力信号振幅の中で最も振幅の大きい端子に合わせてフィ
ルタの入力を制限しなければならず、ＶＣＣＳの線形入
力範囲を十分に活用することができないという欠点があ
った。

【００１４】本発明においては各ＶＣＣＳの最大入力振
幅に合わせて入力信号の振幅を調整し、ＶＣＣＳでのＳ
／Ｎ比を改善することが可能なアクティブフィルタをを
提供する。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明においては、第１
の電圧制御電流源と、前記第１の電圧制御電流源と利得
の異なる第２の電圧制御電流源と、複数の容量とを用い
て構成されることを特徴とするアクティブフィルタ回路
を提供する。

【００１６】また本発明においては、前記第１の電圧制
御電流源と、前記第１の電圧制御電流源と利得の異なる
第２の電圧制御電流源と、容量とを用いて構成される誘
導性動作を行う回路を有することを特徴とするアクティ
ブフィルタ回路を提供する。

【００１７】また本発明においては、第１の電圧制御電
流源の入力端子と、第２の電圧制御電流源の入力端子と
を接続する容量と直列にバッファ回路を接続したことを
特徴とするアクティブフィルタ回路を提供する。

【００１８】また本発明においては、前記第１の電圧制
御電流源の入力端子と第２の電圧制御電流源の入力端子
とを接続する容量とその容量に直列に接続されるバッフ
ァ回路とで一方向性信号伝達回路を構成し、前記第１の
電圧制御電流源の入力端子と前記第２の電圧制御電流源
の入力端子との間に、前記一方向性信号伝達回路を互い
に逆方向に信号を伝達するように並列に配置したことを
特徴とするアクティブフィルタ回路を提供する。

【００１９】また本発明の第２の発明においては、一定
入力信号に対する第１の電圧制御電流源の入力端子にお
ける最大信号振幅と、第２の電圧制御電流源の入力端子
における最大信号振幅とをほぼ等しくするよう、各電圧
制御電流源の利得と各容量の容量値を決定したことを特
徴とするアクティブフィルタ回路を提供する。

【００２０】また本発明の第３の発明においては、一定
入力信号に対する第１の電圧制御電流源の入力端子にお
ける信号振幅の平均値と、第２の電圧制御電流源の入力
端子における信号振幅の平均値とをほぼ等しくするよ
う、各電圧制御電流源の利得と各容量の容量値を決定し
たことを特徴とするアクティブフィルタ回路を提供す
る。

【００２１】

【作用】本発明においては、各ＶＣＣＳで線形増幅可能
で、できる限り大きな振幅の信号をＶＣＣＳに入力する
ため、フィルタを構成する電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）
の利得と容量の値を変更して決定することを特徴とす
る。

【００２２】ＶＣＣＳの入力端子において最大信号振幅
が大きい場合には、そこで最大信号振幅を抑制するよう
に、また逆にＶＣＣＳの入力端子において、最大信号振
幅が線形増幅可能な入力信号振幅よりも小さい場合に
は、その端子で最大信号振幅を拡大するように、ＶＣＣ
Ｓの利得、容量値を調整する。

【００２３】このようにすれば、各ＶＣＣＳの線形入力
電圧範囲を十分に活用することができるので、ＶＣＣＳ
でのＳ／Ｎ比を改善することが可能となる。

【００２４】

【実施例】以下、発明の実施例を図面の参照しながら説
明する。

【００２５】図１は本発明を説明するための図である。
図１において１０１、１０２はフィルタの入力段の終端
抵抗部を構成するための電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）で
あり、１０３と１０４、１０５と１０６はそれぞれイン
ダクタ回路を構成するためのＶＣＣＳであり、１０７は
フィルタの出力段の終端抵抗部を構成するためのＶＣＣ
Ｓである。１１１〜１１５、１２１〜１２４は容量であ
り、１３１〜１３４は電圧バッファである。またａ〜ｆ
は各節点のノードを示している。

【００２６】従来例の図１９では、各ノードａ〜ｆにお
いて容量に電流が流れ込む積分回路になっている。従っ
て、フィルタに要求される特性を変化させることなく、
各ノードに接続された容量の容量値を小さくすれば、同
じ周波数におけるノードの信号振幅が大きくすることが
できる。逆に、容量の容量値を大きくすれば振幅は小さ
くすることができる。このように、フィルタ全体の特性
を保持したまま、容量の容量値を変更することにより、
各ＶＣＣＳの入力信号振幅を調整することができる。

【００２７】ここで、フィルタ全体の伝達特性を変化さ
せないためには、入力端子の信号振幅を大きくしたＶＣ
ＣＳの出力回路には減衰手段を付加し、逆に入力端子の
信号振幅を小さくしたＶＣＣＳの出力回路には増幅手段
を接続する必要がある。このような方法により、５次の
楕円型フィルタの改善例を以下説明する。

【００２８】まず、従来例の図１９での周波数特性でノ
ッチを形成する容量１１０１、１１０２は、素子の両端
で入力、出力の双方向に信号を伝達しているので、一方
の端子の振幅を変動させると他方の端子の振幅も影響を
受けてしまう等、両端子の利得を独立に変える事ができ
ない。

【００２９】そこで、図１に示すように、容量１２１、
１２３と並列に容量１２２、１２４のパスを設けて、そ
れぞれの容量の両端のパスに対し利得１の電圧バッファ
１３１〜１３４を挿入する。すると容量の両端で信号の
伝達が一方向性とすることができる。ここで並列に挿入
する容量１２２、１２４の値は、元の容量１２１、１２
３の値と僅かに異なった値になるが、１２１、１２３と
同じ値を用いてもほぼ同様の特性を得ることができる。
このように電圧バッファを挿入することによって、各節
点の信号振幅の調整の自由度を大きくすることができ
る。

【００３０】また従来用いられていた回路（図１９参
照）では、フィルタに入力された信号が容量１１０１、
１１０２を介して端子ｆに抜けてしまうため、フィルタ
の特性に悪影響を及ぼす恐れがあった。今回、図１のよ
うに電圧バッファ１３１〜１３４を挿入することにより
信号のフィードスルーが遮断されるので、フィルタの阻
止域での減衰量を改善することができる利点もある。よ
って１３１、１３２は共通のバッファ回路とすることに
より、回路を改善することも可能であるが（図２参
照）、バッファ回路を共用とせずに分離して複数個用い
るほうが改善効果がある。

【００３１】次に各ノードでの信号振幅の調整について
説明する。

【００３２】図１９の従来用いられてきたアクティブフ
ィルタでは、フィルタを構成する電圧制御電流源の入力
信号の振幅に変動があり、具体的には図２１から分かる
ように、各ノードの振幅レベルは、入力信号に対して
０．５倍から１．４倍まで変動があった。これらを等し
く揃えるために、例えばノードｂ、ｄ、ｆの信号振幅を
大きくし、ノードｃ、ｅの信号振幅を小さくすればよ
い。ノードｂ、ｄ、ｆの信号振幅を大きくするために
は、ノードｂ、ｄ、ｆに接続されている容量の値を小さ
くすればよい。これらの容量による積分時定数は小さく
なるので、各ノードｂ、ｄ、ｆの信号振幅を大きくする
ことが可能となる。

【００３３】例えば容量１０１１、１０１３、１０１５
の容量値をそれぞれ１／ｘ、１／ｚ、１／ｑ倍（容量２
１１、２１３、２１５）とし、容量１１０１、１１０２
をそれぞれ１／ｘ、１／ｚ倍（容量２２１、２２２）、
及び１／ｑ、１／ｚ倍（容量２２３、２２４）として並
列に配置する（図２参照）。

【００３４】ここで容量２２１を介してノードｄからノ
ードｂに加算される信号振幅もｘ倍にする必要があるの
で、容量２２１を含むパスに利得ｘの増幅回路２４１を
挿入する。同様に容量２２２、２２３、２２４のパスに
も、それぞれ利得ｚの増幅回路２４２、利得ｑの増幅回
路２４３、利得ｚの増幅回路２４４を挿入する。逆にノ
ードｃ、ｅでは信号振幅を小さくするために、容量値２
１２、２１４を大きくする。すなわち容量２１２、２１
４の容量値をそれぞれｙ倍、ｐ倍とする。

【００３５】ここで、フィルタ全体の伝達関数を変化さ
せてはならないので、信号振幅を大きくしたノードの出
力には減衰回路、振幅を小さくしたノードの出力には増
幅回路を入れて利得の調節を行う。すなわちノードｂに
は利得１／ｘの減衰回路２５０、２５１、２５２を挿入
し、ノードｃには利得ｙの増幅回路２５３、ノードｄに
は利得１／ｚの減衰回路２５４、ノードｅには利得ｐの
増幅回路２５５、ノードｆには利得１／ｑの減衰回路２
５６、２５７、ノードｇには利得１／ｚの減衰回路２５
８、２５９をそれぞれ挿入する。

【００３６】このように各容量値を調整し、増幅回路、
減衰回路を挿入することにより、フィルタの伝達関数を
変化させることなく、各ノードの信号振幅を調整するこ
とが可能となる。この結果、各ＶＣＣＳで歪みを生ずる
ことなく、フィルタ全体のＳ／Ｎ比を改善することがで
きる。逆に各ＶＣＣＳで線形入力電圧範囲を有効に活用
することが可能となる。

【００３７】ここで図２を整理して書き直すと、図３の
ような構成とすることも可能である。すなわち、増幅回
路２４１と減衰回路２５８、増幅回路２４２と減衰回路
２５２、増幅回路２４３と減衰回路２５９、増幅回路２
４４と減衰回路２５７をそれぞれまとめて、増幅回路
（または減衰回路）３０１、３０２、３０３、３０４に
置き換えた構成とすることもできる。

【００３８】ここで、さらに容量の容量値を変化させる
ことにより、増幅回路（または減衰回路）３０１〜３０
４を省略することが可能なフィルタの構成を説明する。

【００３９】例えば増幅回路（または減衰回路）３０１
を省略するために、容量３１１、３２１の比を変更す
る。ここでノードｂにおける容量３１１と３２１との合
成容量を変化させてはならないので、容量３１１、３２
１の容量値をＣ1 ／ｘ、Ｃ6A（＝Ｃ6 ／ｘ）として、変
更後の容量値をそれぞれＣ1'、Ｃ6A' とすると Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6A＝Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 ／ｘ＝Ｃ1'＋Ｃ6A' …（１） ここでノードｇからノードｂへの利得をｘ／ｚ倍にする
ためには、次式を満たす必要がある。

【００４０】 （ｘ／ｚ）（Ｃ6 ／ｘ）（Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 ／ｘ） ＝Ｃ6A' ／（Ｃ1'＋Ｃ6A' ） …（２） （１）式を（２）式に代入してＣ6A' を求めると、 Ｃ6A' ＝Ｃ6 ／ｚ …（３） （３）式を（１）式に代入して Ｃ1'を求める。

【００４１】 Ｃ1'＝Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 ／ｘ−Ｃ6A' ＝Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 ／ｘ−Ｃ6 ／ｚ ＝Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 （１／ｘ−１／ｚ） …（４） このように容量値を変更すると、増幅回路（または減衰
回路）３０１の利得を１とすることができるので、これ
を不要とすることが可能となる。

【００４２】同様の方法で容量３１３、３２２、３２４
の容量値を変更する。容量３１３、３２２、３２４の容
量値をそれぞれＣ3 ／ｚ、Ｃ6B、Ｃ7B、変更後の容量値
をそれぞれＣ3'、Ｃ6B' 、Ｃ7B' とすると、ノードｄに
おける合成容量の総和を等しくするためには、次式を満
たす必要がある。

【００４３】 Ｃ3'＋Ｃ6B' ＋Ｃ7B'=Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 ／ｚ＋Ｃ7 ／ｚ …（５） ノードｂからノードｇへの利得をｘ／ｚ倍にするための
条件を次式に示す。

【００４４】 Ｃ6B' ／( Ｃ3' ＋Ｃ6B' ＋Ｃ7B' ） ＝( ｚ／ｘ）（Ｃ6 ／ｚ）／（Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 ／ｚ＋Ｃ7 ／ｚ） …（６） またノードｆからノードｇへの利得をｘ／ｚ倍にするた
めのには、条件を次式に示す。

【００４５】 Ｃ7B' ／（Ｃ3' ＋Ｃ6B' ＋Ｃ7B' ） ＝（ｚ／ｑ）（Ｃ7 ／ｚ）／（Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 ／ｚ＋Ｃ7 ／ｚ） …（７） 以上（５）（６）（７）式から連立方程式を解くと、 Ｃ6B' ＝（ｚ／ｘ）／（Ｃ6 ／ｚ）＝（Ｃ6 ／ｘ） …（８） Ｃ7B' ＝（ｚ／ｑ）／（Ｃ6 ／ｚ）＝（Ｃ7 ／ｑ） …（９） Ｃ3'＝Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 ／ｚ＋Ｃ7 ／ｚ−Ｃ6 ／ｘ−Ｃ7 ／ｑ ＝Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 （１／ｚ−１／ｘ）＋Ｃ7 （１／ｚ−１／ｑ）…（10） 同様に Ｃ7A' ＝（ｑ／ｚ）／（Ｃ7 ／ｑ）＝（Ｃ7 ／ｚ） …（１１） Ｃ5' ＝Ｃ6 ／ｑ＋Ｃ7 （１／ｑ−１／ｚ） …（１２） 以上のように、容量値を変更することにより、増幅回路
（または減衰回路）３０１〜３０４を不要として、より
簡略化した構成とすることが可能となる。この結果を図
１にまとめる。

【００４６】ここでアクティブフィルタを構成する複数
の電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）の入力信号振幅の最大値
を等しくするためには、図１９の従来例のフィルタ構成
における各ノードの信号振幅（入力信号との相対値）か
ら、振幅をどれだけ拡大、縮小するかを決定し、各容量
の容量値を決定すればよい。

【００４７】具体的には、図２１に従来例のフィルタの
各ノードの信号振幅が示されている。これによると、リ
ニアスケールでの各ノードの信号振幅はそれぞれ、ノー
ドａで１．０Ｖ（入力信号振幅）、ノードｂで０．７５
Ｖ、ノードＣで１．３８Ｖ、ノードｄで０．８Ｖ、ノー
ドｅで１．２７Ｖ、ノードｆで０．５Ｖである。

【００４８】したがってこれらのノードにおける信号振
幅値の最大値を等しくするためには、例えば ｘ＝１／０．７５＝１．３３ ｙ＝１．３８ ｚ＝１／０．８＝１．２３ ｐ＝１．２７ ｑ＝１／０．５＝２．０ とすればよい。

【００４９】ここで、従来例の図１９に示す５次のロー
パスフィルタの場合、例えば遮断周波数９ｋＨｚのと
き、以下のような素子構成となる。

【００５０】 容量１０１１ …９１．９ｐＦ 容量１０１２ …４６．４３ｐＦ 容量１０１３ …１２４．２５ｐＦ 容量１０１４ …４３．３ｐＦ 容量１０１５ …８７．５５ｐＦ 容量１１０１ …２．８５ｐＦ 容量１１０２ …７．５７ｐＦ ＶＣＣＳ１００１〜１００７のＧｍ …２．５×１０
^−９Ｓ したがって、本実施例において、各容量の容量値と各電
圧制御電流源（ＶＣＣＳ）のトランスコンダクタンスの
値：Ｇｍの例を以下に示す。

【００５１】 容量１１１… ６８．７ｐＦ（＝９１．９／１．３３） 容量１１２… ６４．７ｐＦ（＝４６．４３×１．３
８） 容量１１３…１０３．２ｐＦ（＝１２４．２５／１．２
３） 容量１１４… ５５．０ｐＦ（＝４３．４×１．２７） 容量１１５… ４１．４ｐＦ（＝８７．５５／２．０） 容量１２１… ２．３ｐＦ（＝２．８５／１．２３） 容量１２２… ２．１ｐＦ（＝２．８５／１．３３） 容量１２３… ６．１ｐＦ（＝７．５７／１．２３） 容量１２４… ３．８ｐＦ（＝７．５７／２．０） ＶＣＣＳ１０１…１．０Ｓ（＝１） ＶＣＣＳ１０２…０．７５Ｓ（＝１／ｘ） ＶＣＣＳ１０３…０．７５Ｓ（＝１／ｘ） ＶＣＣＳ１０４…１．３８Ｓ（＝ｙ） ＶＣＣＳ１０５…０．８１Ｓ（＝１／ｚ） ＶＣＣＳ１０６…１．２７Ｓ（＝ｐ） ＶＣＣＳ１０７…０．５Ｓ（＝１／ｑ） これを図１９のように構成されるアクティブフィルタと
比較すると、容量値の大きい値ものが小さくなるよう修
正され、逆に容量値の小さい値のものが大きくなるよう
修正され、各容量の容量値の広がりの幅は縮小してい
る。

【００５２】容量、ＶＣＣＳのトランスコンダクタンス
を調整した場合の、各ＶＣＣＳの入力端子の信号振幅特
性を図４に示す。各端子ａ（入力端子）〜ｆまでの信号
振幅の最大値は９ｋＨｚを中心にほぼ大きさが等しくな
っている。この図４では１０ｋＨｚまでの信号振幅特性
のみ示しているが、この構成例は遮断周波数が９ｋＨｚ
なので、これよりも高い周波数領域では振幅は小さくな
ると考えられる。従って、全てのＶＣＣＳの入力端子に
おいて信号振幅を等しくすることが可能となり、全ての
ＶＣＣＳの線形入力範囲を十分に活用することが可能と
なり、フィルタ全体のＳ／Ｎを改善することができる。

【００５３】さらにフィルタ全体のインピーダンスを等
しくした場合に、従来例のフィルタにおける容量値の合
計は４０３ｐＦであるのに対して、本実施例の構成では
３４８ｐＦと１６％小さくなる。容量値が大きいもの
は、占有面積が大きくなるので集積化に適さない。した
がって本発明はより集積度の高い、小型化が可能なアク
ティブフィルタとなる。

【００５４】ここで電圧制御電流源を２つ組み合わせた
単位回路（ジャイレータ）について考えると、図１６の
インダクタ動作を行う回路は２つのジャイレータと１つ
の容量で構成されており、ジャイレータを４端子網で考
えた場合に入力電圧ｖ1 、入力電流ｉ1 、出力電圧ｖ2
、出力電流ｉ2 とすると、従来用いられているジャイ
レータは入出力において以下の関係を有する。

【００５５】 ｖ1 ＝ｋ・ｉ2 、ｖ2 ＝−ｋ・ｉ1 （但しｋ：定数） 本発明の実施例では、ＶＣＣＳの入力端子の信号振幅を
調整するために各容量と各ＶＣＣＳの利得を積極的に変
化させているため、入出力電流、電圧が上式の関係を必
ずしも成立しなくなる。この意味から本発明は非対象な
ジャイレータを用いてアクティブフィルタを構成するこ
とを特徴としているということもできる。

【００５６】ここで本実施例のアクティブフィルタに電
圧制御電流源（ＶＣＣＳ）として図５の差動増幅回路を
用い、電圧バッファ回路にコレクタ電流５００ｎＡのエ
ミッタフォロワ回路を用いた場合の雑音電圧を従来例と
比較する。

【００５７】図５の差動増幅回路は、図１７に示される
線形化手法を拡張したもので、面積比の異なる４個のエ
ミッタカップルドペアの出力を合成することで線形化す
る。例えば図５においてａ＝２．０３、ｂ＝１３．４、
ｃ＝１．８３とすることにより、差動入力の線形範囲を
拡大することができる。その詳細については、文献「Re
alization of a 1V Active Filter Using a Linializat
ion Technique Employing Plurality of Emitter−Coup
led Paiers」 IEEE JSSCC VOL.26 NO.7 JULY1991 pp.9
37 −945 に述べられている。

【００５８】図３の構成のフィルタの出力雑音電圧は６
３．４μＶｒｍｓであり、図１９の回路（３４μＶｒｍ
ｓ）と比較すると値自体は大きくなっているが、図３の
構成は利得が高い（０ｄＢ）ので、入力換算値では８％
小さくなる。さらに同じ容量値に換算して比較した入力
換算雑音電圧（Ｖnosaとする）は１．４ｄＢ改善され、
Ｓ／Ｎ比（最大振幅と雑音電圧の比）で比較した場合で
は、４．１ｄＢ改善できる。

【００５９】一般に雑音電圧は容量値の１／２乗の逆数
に反比例するので、雑音電圧を小さくするためには容量
を大きくした方がよい。容量を大きくするためには占有
面積を大きくと必要があり、これは小型化、大規模集積
化の要請に反する。しかし本発明においては、上述した
ように、回路全体に占める容量値を小さくするととも
に、雑音電圧を小さくするすることが可能となるという
利点もある。

【００６０】次にページャーなどの通信機器に用いた場
合では、入力信号のレベルがと回路の線形範囲より遥か
に小さい場合がある。この場合は、振幅値の最大値を揃
えても、信号振幅に対して回路の線形範囲が十分広いの
であまり効果的ではない場合がある。図４で各ノードの
信号の最大振幅を等しくするような検討を加えたが、各
ノードでの信号振幅の平均値を考慮する方法について検
討する。

【００６１】図４の結果を見ると、端子ａ（入力端子）
と端子ｆに表れる信号振幅の平均値が、それぞれ他の端
子（ｂ、ｃ、ｄ、ｅ）と比較して約１．５倍程度大きい
ので、図１のフィルタ構成において、電圧制御電流源
（ＶＣＣＳ）１０１の利得を１．５倍とし、ＶＣＣＳ１
０７の利得を１／１．５倍とする。すなわちＶＣＣＳ１
０１のトランスコンダクタンスを１．５［Ｓ］とし、Ｖ
ＣＣＳのトランスコンダクタンスを０．７５［Ｓ］とす
る。ここで先に求めたようにＶＣＣＳ１０７のトランス
コンダクタンスは１／ｑなる関係があるため、ＶＣＣＳ
１０７のトランスコンダクタンスを変更することに伴
い、容量１１３、１１５、１２４の容量値がそれぞれ以
下のように変化する。

【００６２】 容量１１３ …１０１．２６５ｐＦ 容量１１５ …６５．２ｐＦ 容量１２４ …５．６８ｐＦ この構成のフィルタにおける各ノードの信号振幅特性を
図６に示す。図４の信号振幅特性と同様遮断周波数９ｋ
Ｈｚ付近で各端子の信号振幅の最大値がほぼ等しい特性
を示しており、さらに各ノードの信号振幅の通過域での
平均値がほぼ等しいことが分かる。

【００６３】この構成例では出力雑音電圧が４３μＶｒ
ｍｓとなり、容量値の合計は３７１ｐＦであるので、Ｖ
nosaは図１のフィルタ回路に対して４．４ｄＢ小さくな
る。したがって各ノードの信号振幅の最大値を揃える方
法よりも雑音電圧の絶対値の改善効果が大きい。

【００６４】またここで説明した方法によると、各ノー
ドの信号振幅の平均値がほぼ等しくなるようにＶＣＣＳ
のトランスコンダクタンスと容量値を再修正し、初段と
終段のＶＣＣＳのトランスコンダクタンスを１．５倍と
し、端子ａと端子ｆの利得ａを１／１．５倍に下げるも
のである。さらに端子ａ、ｆの信号振幅を変更し、利得
ａの値を小さくすると入力換算雑音をより改善できる。

【００６５】たとえば端子ａ、ｆの利得を１／１．７倍
とすると、ＶＣＣＳ、容量の素子値は以下のように変更
される。

【００６６】 ＶＣＣＳ１０１ …１．７Ｓ ＶＣＣＳ１０７ …０．８５Ｓ 容量１１３ …１００．５１ｐＦ 容量１１５ …７４．１ｐＦ 容量１２４ …６．４３５ｐＦ 容量値の合計 …３８０ｐＦ 出力雑音電圧 …４０μＶｒｍｓ このときの各ノードの信号振幅特性を図７に示す。

【００６７】同様に端子ａ、ｆの利得を１／１．８倍と
した場合には、 ＶＣＣＳ１０１ …１．８Ｓ ＶＣＣＳ１０７ …０．９Ｓ 容量１１３ …１００．１３ｐＦ 容量１１５ …７８．１１ｐＦ 容量１２４ …６．８１３ｐＦ 容量値の合計 …３８４．１ｐＦ 出力雑音電圧 …３８．２μＶｒｍｓ このときの各ノードの信号振幅特性を図８に示す。

【００６８】同様に端子ａ、ｆの利得を１／１．９倍と
した場合には、 ＶＣＣＳ１０１ …１．９Ｓ ＶＣＣＳ１０７ …０．９５Ｓ 容量１１３ …９９．１５ｐＦ 容量１１５ …８４．２３ｐＦ 容量１２４ …７．１９ｐＦ 容量値の合計 …３９０．２ｐＦ 出力雑音電圧 …３６．４μＶｒｍｓ このときの各ノードの信号振幅特性を図９に示す。

【００６９】同様に端子ａ、ｆの利得を１／２．０倍と
した場合には、 ＶＣＣＳ１０１ …２．０Ｓ ＶＣＣＳ１０７ …１．０Ｓ 容量１１３ …９９．３７ｐＦ 容量１１５ …８９．０ｐＦ 容量１２４ …７．５７ｐＦ 容量値の合計 …３９５ｐＦ 出力雑音電圧 …３４．８６μＶｒｍｓ このときの各ノードの信号振幅特性を図１０に示す。

【００７０】図７〜図１０の特性を比較すると、端子
ａ、ｆの利得が１／２．０倍の時に、ノードｆの信号振
幅の平均値と他のノードの信号振幅の平均値との差が大
きくなるものの、出力雑音電圧が最も小さくなり、Ｖno
saは図１の構成の回路に対して６ｄＢ小さくなる。

【００７１】さてこれまで説明した方法では、図１９の
従来回路と比較して４個の電圧バッファ回路と容量を２
個追加する必要があったが、電圧バッファを改善する方
法を考える。

【００７２】図１に示したフィルタの構成においてｘ＝
ｚ＝ｑとなるようにすれば、図２に示すようにＣ6AとＣ
6B、Ｃ7AとＣ7Bとが等しくなるので、バッファ回路１３
１〜１３４が不要とすることができる。

【００７３】すなわち図１でｘ＝１．３３、ｙ＝１．３
８２、ｚ＝１．２３４、ｐ＝１．２７、ｑ＝１．３３と
し、さらに端子ａの利得を１／１．５倍とすると、電圧
バッファを省略可能となり、４つの容量Ｃ6AとＣ6B、Ｃ
7AとＣ7Bとを合成して２つの容量で構成可能となる。こ
の回路構成は見かけ上、図１９の回路と同様となるが、
ＶＣＣＳ、容量の素子値は以下の通りとなる。

【００７４】 容量１０１１ …６８．９３ｐＦ 容量１０１２ …６４．１ｐＦ 容量１０１３ …９３．４２ｐＦ 容量１０１４ …５５ｐＦ 容量１０１５ …６５．８３ｐＦ 容量１１０１ …２．１４ｐＦ 容量１１０２ …５．６８ｐＦ ＶＣＣＳ１００１ …１．５Ｓ ＶＣＣＳ１００２ …０．７５Ｓ ＶＣＣＳ１００３ …０．７５Ｓ ＶＣＣＳ１００４ …１．３８Ｓ ＶＣＣＳ１００５ …０．７５Ｓ ＶＣＣＳ１００６ …１．２７Ｓ ＶＣＣＳ１００７ …０．７５Ｓ このフィルタ構成では容量値の合計が３５５．１ｐＦ、
出力雑音電圧が４４μＶｒｍｓとなる。また各ノードの
信号振幅特性を図１１に示す。これにより従来型の図１
９に示す回路構成で各ＶＣＣＳの利得を変化させること
により、Ｖnosaが４．４ｄＢ低下することが可能とな
り、また各ノードの信号振幅の最大値の変動を著しく小
さくすることが可能となるとともに、各ノードの信号振
幅の平均値のばらつきを抑制することが可能となる。し
たがって各ＶＣＣＳでの入力信号の最大振幅範囲を拡大
することが可能となり、フィルタ回路全体のＳ／Ｎ改善
につながる。

【００７５】以上楕円型のフィルタについて述べたがバ
ターワースフィルタやチェビシェフフィルタの場合も全
く同様の方法で信号振幅の調整を図ることが可能とな
り、ノッチ、零点を作るための容量Ｃ６、Ｃ７がないの
で、これまでよりもフィルタの設計が容易になるという
利点もある。

【００７６】以上の説明では、フィルタを構成する容
量、ＶＣＣＳの素子値についてそれぞれ具体的数値を用
いて説明したが、これらの値はいずれも相対的に決定さ
れるものであるので、絶対的な数値の大きさに限定され
るものではなく、素子間の値の比率は適宜決定すること
は可能である。

【００７７】また５次以外の３次、４次、６次以上のフ
ィルタに対しても、同様の手法によって振幅調整が可能
となる。

【００７８】一例として３次のバターワースフィルタに
ついて解析を行った例を示す。図１２に両側終端ラダー
型の３次バターワースフィルタの構成例を示す。これは
３次のＬＣローパスフィルタのインダクタ（Ｌ）をジャ
イレータと容量に置き換えたものである（図１６参
照）。ここで例えば遮断周波数２００ｋＨｚの場合の各
容量、ＶＣＣＳの素子値の例を示す。

【００７９】 容量５１１ …１６．５７ｐＦ 容量５１２ …３３．１３ｐＦ 容量５１３ …１６．５７ｐＦ ＶＣＣＳ５０１〜５０５ …２０μＳ この回路構成における各ノードａ〜ｄの信号振幅特性を
図１３に示す。ノードｂ〜ｄの間で信号振幅の最大値は
０．５〜０．８Ｖにばらついている。これを本発明の振
幅調整によりフィルタを構成すると、ＶＣＣＳ５０２の
Ｇｍを０．７９２倍、ＶＣＣＳ５０３のＧｍを０．７９
２倍、ＶＣＣＳ５０４のＧｍを０．５７７倍、ＶＣＣＳ
５０５のＧｍを０．５倍、容量５１１を０．７９２倍、
容量５１２を０．５７７倍、容量５１３をを０．５倍と
なり、この結果、容量、ＶＣＣＳの素子値は以下のよう
に修正される。

【００８０】 容量５１１ …１３．１２ｐＦ 容量５１２ …１９．１３ｐＦ 容量５１３ …８．２９ｐＦ ＶＣＣＳ５０１ …２０μＳ ＶＣＣＳ５０２ …１５．８μＳ ＶＣＣＳ５０３ …１５．８μＳ ＶＣＣＳ５０４ …１１．６μＳ ＶＣＣＳ５０５ …１０μＳ この回路構成における各ノードの信号振幅特性を図１４
に示す。入力信号振幅に対して全てのノードの信号振幅
の最大値が等しくなっていることがわかる。本実施例に
おいて振幅調整を行うと、容量値の総和を小さくフィル
タを構成可能となり、しかも各ＶＣＣＳでＳ／Ｎ特性の
よい信号伝達を行うことができる。この場合にはＳ／Ｎ
非が３ｄＢ程度改善することができる。

【００８１】このように本発明を用いれば、フィルタを
構成するＶＣＣＳ等の制御電流源の利得、及び容量の値
を変更することにより、Ｓ／Ｎ比やフィルタの入力換算
雑音を改善することが可能である。

【００８２】なお本発明はフィルタを構成するＶＣＣＳ
の線形入力範囲に合わせて、ＶＣＣＳに入力する信号振
幅を調整することにより、歪みを発生させることなくフ
ィルタのＳ／Ｎ比を改善することが可能となるものであ
るが、Ｓ／Ｎ比を改善するためにノイズの発生を抑制す
ることも構成を採用することもできる。

【００８３】すなわち最大入力信号振幅が相対的に小さ
いノードでのＶＣＣＳの線形入力範囲を小さくするよう
回路の動作電圧を下げる、バイアス電流を小さくする等
によりＶＣＣＳの線形入力範囲を小さくすることが可能
となり、そのような構成を採用するとノイズの発生を抑
えてＳ／Ｎを改善することが可能となる。例えばゲイン
セル型のＶＣＣＳのＧｍは抵抗値、バイアス電流により
決定されるが、バイアス電流を小さくすることによりＶ
ＣＣＳのＧｍを変化させることなく、入力端子の線形入
力範囲を小さく変更することができる。

【００８４】

【発明の効果】本発明によればフィルタ回路のＳ／Ｎ比
を改善し、また入力換算雑音を抑制することが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の基本構成を示す図。

【図２】 本発明の実施例を説明するための回路図。

【図３】 本発明の実施例を説明するための回路図。

【図４】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。

【図５】 本発明の実施例に用いるＶＣＣＳの構成例を
示す回路図。

【図６】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。

【図７】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。

【図８】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。

【図９】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。

【図１０】 本発明の実施例の効果を説明するための振
幅特性図。

【図１１】 本発明の実施例の効果を説明するための振
幅特性図。

【図１２】 本発明の別の構成を示す図。

【図１３】 従来例の特性を説明するための振幅特性
図。

【図１４】 本発明の実施例の効果を説明するための振
幅特性図。

【図１５】 従来技術を説明するための回路図。

【図１６】 従来技術を説明するための回路図。

【図１７】 従来技術、本発明に用いるＶＣＣＳの構成
例を示す回路図。

【図１８】 従来技術を説明するための回路図。

【図１９】 従来技術を説明するための回路図。

【図２０】 従来例の特性を説明するための振幅特性
図。

【図２１】 従来例の特性を説明するための振幅特性
図。

【符号の説明】

１０１〜１０７ 電圧制御電流源 １１１〜１１５、１２１〜１２４ 容量 １３１〜１３４ バッファ回路

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数の電圧制御電流源と複数の容量とを組
   み合わせて構成されるアクティブフィルタ回路におい
   て、第１の電圧制御電流源と第２の電圧制御電流源とは
   互いに利得が異なることを特徴とするアクティブフィル
   タ回路。
2. 【請求項２】前記第１の電圧制御電流源と第２の電圧制
   御電流源と容量とで構成される誘導性動作を行う回路を
   有することを特徴とする請求項１記載のアクティブフィ
   ルタ回路。
3. 【請求項３】第１の電圧制御電流源の入力端子と第２の
   電圧制御電流源の入力端子とを接続する容量と直列にバ
   ッファ回路を接続したことを特徴とする請求項１記載の
   アクティブフィルタ回路。
4. 【請求項４】前記第１の電圧制御電流源の入力端子と第
   ２の電圧制御電流源の入力端子とを接続する容量とその
   容量に直列に接続されるバッファ回路とで一方向性信号
   伝達回路を構成し、前記第１の電圧制御電流源の入力端
   子と前記第２の電圧制御電流源の入力端子との間に、前
   記一方向性信号伝達回路を互いに逆方向に信号を伝達す
   るように並列に配置したことを特徴とする請求項３記載
   のアクティブフィルタ回路。
5. 【請求項５】複数の電圧制御電流源と複数の容量とを組
   み合わせて構成されるアクティブフィルタ回路におい
   て、第１の電圧制御電流源の入力端子における最大信号
   振幅と、第２の電圧制御電流源の入力端子における最大
   信号振幅とをほぼ等しくするよう、各電圧制御電流源の
   利得と各容量の容量値を決定したことを特徴とするアク
   ティブフィルタ回路。
6. 【請求項６】複数の電圧制御電流源と複数の容量とを組
   み合わせて構成されるアクティブフィルタ回路におい
   て、第１の電圧制御電流源の入力端子における信号振幅
   の平均値と、第２の電圧制御電流源の入力端子における
   信号振幅の平均値とをほぼ等しくするよう、各電圧制御
   電流源の利得と各容量の容量値を決定したことを特徴と
   するアクティブフィルタ回路。