JP2003523124A - 低電圧トランスコンダクタンス増幅器／フィルタ - Google Patents
低電圧トランスコンダクタンス増幅器／フィルタInfo
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Abstract
(57)【要約】
ワイヤレス通信装置は、広いレンジの有効信号レベルを処理するとともに、近い周波数における多くの干渉信号に対処しなければならない。トランスコンダクタンス増幅器／フィルタが増幅およびフィルタ処理の両方において良好な特性を呈するので、ワイヤレス通信装置はしばしばビルディングブロックとしてトランスコンダクタンス増幅器／フィルタを用いる。本明細書に記載のトランスコンダクタンスセルは、信号変換を伴わないフィードバックを利用する。結果として、セルは線形性に優れ、しかも低電圧で動作することができる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多様な信号を処理することを必要とされるワイヤレス通信デバイス
およびシステムの分野に関する。特に、本発明は、ワイヤレス信号を増幅／フィ
ルタ処理するためのトランスコンダクタンスセルに関する。当該セルは、広帯域
にわたって信号レベルに高い線形性を有するとともに、動作電圧が低いことを必
要とする。 【０００２】 【従来の技術】 一般的な適用例において、ワイヤレス受信機は、多くの干渉信号に対するとと
もに、広帯域の信号レベルに対して動作しなければならない。この干渉信号は、
近隣チャネルのユーザから放射されるとともに、周波数としては比較的離れてい
る場合もあるが、送信パワーが大きい送信源からも放出される。周波数ｆ１およ
びｆ２（ここで、ｆ１およびｆ２は、所望の信号周波数に近いものとする）に２
つの干渉信号が存在する場合、非線形な増幅作用のために、周波数２ｆ２−ｆ１
および２ｆ１−ｆ２に相互変調積が生成される。これらは、所望の信号周波数付
近の周波数で降下する。結果として、干渉により、デジタル通信システムにおけ
るビットエラーレート（ＢＥＲ）が測定可能な程度になってしまう。回路の大信
号処理能力は、回路の線形性の尺度となる第３次インターセプトポイント（ＩＰ
３）によって特徴付けられる。多くの受信機の場合、信号フィルタ処理回路およ
び可変利得制御回路は、送信された情報を復号する信号処理において本質的な部
分である。これらの回路は、ビルディングブロックとして、条件を十分に満足す
るトランスコンダクタンス増幅器／フィルタを使用する。トランスコンダクタン
ス増幅器／フィルタは、差動増幅器の形態とすることも、また単なる差動増幅器
とすることもできる。 【０００３】 以下の文献は、ワイヤレス通信受信機の要件を詳細に記述しているとともに、
トランスコンダクタンス増幅器／フィルタの設計原理を教示している。 【０００４】 [1]フェンク ジェイおよびシェリング ピー「低ノイズ、低パワーのワイヤ
レス通信用ＩＦ利得制御増幅器」アナログ回路設計、ヒュイジシング ジェイ
エッチ等、１９９６年クルワーアカデミック出版、２７−４４ページ（Fenk J.
and Sehrig P.:“Low-noise, low-voltage, low-power IF gain controlled amp
lifiers for wireless communications,” in Analog Circuit Design, Huijsi
ng J.H. et al. (eds), 1996 Kluwer Academic Publishers, pp. 27-44） [2]クロルス ジェイ、ステイアート エムによる１９９８年３月の「完全集
積化受信機のハイパフォーマンス・アナログ・フロントエンドのための低ＩＦト
ポロジー」Vol.45、No.3の269-282ページ（Crols J., Steyart M.: “Low-IF To
pologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Rece
ivers,” “IEEE Transactions on circuits and systems-II: Analog and digi
tal signal processing,” Vol. 45, No. 3, March 1998, pp. 269-282） しかし、これらの信号フィルタ処理および可変利得制御回路に関しては他にも
要件がある。すなわち、極めて低電圧で動作しなければならないことである。 【０００５】 以下の文献は、トランスコンダクタンス増幅器を低電圧で動作可能にするカス
ケード接続された電流ミラー回路を記載している。 【０００６】 [3]クラウレイ ピー ジェイ、ロバート ジー ダブリュによる１９９３年
５月、イリノイ州シカゴで行われた「低電圧動作を行う作動トランスコンダクタ
ンス増幅器の設計」「回路およびシステムに関するIEEE国際シンポジウム」1455
-1458ページ（Crawley P. J., Roberts G. W.: “Designing Operational Trans
conductance Amplifiers For Low Voltage Operation” “IEEE International
Symposium on Circuits and systems” Chicago, Illinois, May 1993, pp. 145
5-1458） 以下の米国特許明細書：米国特許No.5,444,414（１９９５年８月２２日、デラ
ノ）、米国特許No.5,451,901（１９９５年９月１９日、ウェランド）および米国
特許No.5,844,442（１９９８年１２月１日、ブレーマー）は、様々なトランスコ
ンダクタンス増幅器に関して記載している。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】 しかしながら、上記従来技術にもかかわらず、高い線形性を有しつつ、低供給
電圧で動作可能なトランスコンダクタンス増幅器／フィルタを開発することが必
要とされている。 【０００８】 【課題を解決するための手段】 本発明の幾つかの実施形態は、共通モードフィードバック回路を備え、トラン
スコンダクタンス増幅器および／または可変利得回路をバイアスして、種々の利
得設定で動作できるように使用する。 【０００９】 他の実施形態では、複素フィルタセルが、４つのＧｍトランスコンダクタンス
セルを備え、複素ポールフィルタを実現する。カスケード接続された複素Ｇｍセ
ルを用いることによって、より多くのポールを実現することができる。このよう
なフィルタを備えるワイヤレス通信受信機に関しても記載している。 【００１０】 当該明細書は、バイポーラトランジスタを使用する回路に関して本発明および
その利点を十分に記載している。しかし、例えばＭＯＳなどの任意のアクティブ
素子を用いて本発明を実施して前記利点を発揮できることに留意すべきである。 【００１１】 本発明の一態様によれば、トランジスタセルが、低電圧で動作するとともに高
い線形性を有する。当該セルは、差動入力および差動出力用のトランスコンダク
タンスコアと；当該トランスコンダクタンスコアに動作電流を供給する電流源と
；前記トランスコンダクタンスコアに接続され、前記電流源に供給される一対の
反射フィードバック電流を生成する電流ミラー回路と；を備える。 【００１２】 本発明の他の態様によれば、差動信号の複素フィルタが、少なくとも４つのト
ランスコンダクタンスセルを備えている。各トランスコンダクタンスセルは、差
動入力および差動出力用のトランスコンダクタンスコアと；当該トランスコンダ
クタンスコアに動作電流を供給する電流源と；前記電流源に戻される一対の反射
フィードバック電流を生成する電流ミラー回路と；前記トランスコンダクタンス
コアの動作点を設定するバイアス回路と；当該バイアス回路に供給されるバイア
ス電流を生成する共通モードフィードバック回路と、を有している。第１トラン
スコンダクタンスセルは、第１差動入力としての差動信号を有し、第１差動出力
を生成する。第２トランスコンダクタンスセルは、第２差動入力として、前記差
動信号と９０度位相がずれている位相推移した差動信号を有し、第２差動出力を
生成する。第３トランスコンダクタンスセルは、前記第１トランスコンダクタン
スセルと並列に接続され、当該第１トランスコンダクタンスセルと相まって、前
記第２差動出力に応答して第１差動出力を生成する。最後に、第４トランスコン
ダクタンスセルは、前記第２トランスコンダクタンスセルと並列に接続され、当
該第２トランスコンダクタンスセルと相まって、前記第１差動出力に応答して第
２差動出力を生成する。 【００１３】 【発明の実施の形態】 図１は、従来より知られているトランスコンダクタンスセルを示す。当該セル
は、２つのトランジスタＱ１およびＱ２からなるトランスコンダクタンスコアを
備える。前記２つのトランジスタＱ１およびＱ２は、差動入力In＋およびIn−に
結合されている。縮退抵抗ReはトランジスタＱ１およびＱ２のエミッタを電流源
Io1およびIo2に結合する。この縮退抵抗によって、前記セルの第３次インターセ
プトポイントIP3を改善することができる。ワイヤレス通信装置の分野において
、入力信号は、無線周波数（RF）または中間周波数（IF）の信号とすることがで
きる。入力信号は、入力ポートIn＋およびIn−に差動（平衡）電圧信号として生
成する。当該差動電圧信号は、トランジスタＱ１およびＱ２を用いて、変換およ
び増幅されて、２つの差動電流Ic１およびIc2となる。増幅された電圧信号を生
成する前に、電圧信号を電流信号に変換して当該変換された信号を増幅する装置
をトランジスタセルと称する。抵抗Rc1およびRc2を用いて電流を電圧情報に変換
して、出力ポートOut−およびOut＋に、非反転および反転出力信号からなる差動
出力信号として前記電圧情報を生成する。 【００１４】 図２は、従来より知られている改良されたトランスコンダクタンスセルを示す
。当該トランスコンダクタンスセルは、トランジスタＱ１およびＱ２と、フィー
ドバックトランジスタＱ７およびＱ８とを備えている。縮退抵抗Reは、トランジ
スタＱ１およびＱ２のエミッタを結合し、図１の場合と同様に線形性を改善する
。これらのエミッタは、入力差動トランジスタ対Ｑ１およびＱ２の電流源として
動作するトランジスタＱ３およびＱ４のコレクタとも結合される。入力ポートVi
n＋およびVin−に生成される入力電圧信号は、Ｑ１およびＱ２によって形成され
る差動トランジスタ対によって、２つの電流Ic1およびIc2に変換され、増幅され
、トランジスタＱ７およびＱ８のベース間に発生する差動電圧信号に再び変換さ
れる。当該電圧は、トランジスタＱ７およびＱ８のベース・エミッタ結合を介し
て、抵抗Rb1およびRb2に生成される２つの電圧に変換される。抵抗Rb1およびRb2
における電圧信号は、トランジスタＱ３およびＱ４のベースに供給され、その後
、これらの信号は、入力トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタに供給される。
従って、当該回路はフィードバック通路を形成する。すなわち、前記入力は、Ｑ
１およびＱ２に供給され、Ｑ７およびＱ８を介してRb1およびRb2に供給され、Ｑ
３およびＱ４を介してＱ１およびＱ２に戻る。当該増幅された信号のフィードバ
ックは、トランスコンダクタンスセルの線形性をさらに改善する。出力信号はト
ランジスタＱ５およびＱ６に生成され、Ｑ３およびＱ４を用いて、抵抗Rb1およ
びRb2における電圧を検出し、出力電流情報を２つの出力電流Ic5およびIc6に変
換する。トランジスタRc1およびRc2は、出力電流情報を出力電圧情報に変換して
、当該情報を、非反転および反転出力信号からなる差動出力電圧信号として出力
ポートOut＋およびOut−に生成する。 【００１５】 先の図面および以下の図面において、同一または同様の参照記号は同一または
同様の構成要素を示すことに留意されたい。したがって、例えば図１および図２
において、トランジスタＱ１およびＱ２は、同様の機能を果たす構成要素である
。 【００１６】 図３は、デュアル・ゲインのエミッタ結合差動可変利得増幅器を示す。当該回
路において、縮退抵抗Re1を有する入力トランジスタ対Ｑ１およびＱ２、および
縮退抵抗Re2を有する入力トランジスタ対Ｑ９およびＱ１０は、図１に示す２つ
のトランスコンダクタンスコアとして機能する。２つのコアのそれぞれは、入力
信号を差動電流に変換する。利得選択ブロックＧＳは、トランジスタ対Ｑ１およ
びＱ２の電流源Io1およびIo2またはトランジスタ対Ｑ９およびＱ１０の電流源Io
3およびIo4のいずれかを起動することによって、どのトランスコンダクタンスコ
アを起動するかを制御する。抵抗Rc1およびRc2は、差動電流情報Ic1およびIc2を
、出力ポートOut＋およびOut−において、非反転および反転出力信号からなる差
動出力信号としての差動出力電圧に変換する。 【００１７】 図４に、本発明の一実施形態によるトランスコンダクタンスの実例を示す。こ
の実例は、図２に示す従来技術に優る少なくとも２つの顕著な利点がある。第１
に、図２において、中間電流Ic1およびIc2は、Rb1およびRb2を調整する電圧に変
換される。図４に示す新しいトランスコンダクタンスセルは、電流から電圧への
中間の変換がない。電流領域全体において信号を保持することによって、線形性
が改善される。第２に、図２の構成は、正の電源とグラウンドとの間で、Ｑ７お
よびＱ３において、２つの連続するベースエミッタ結合（または、バイポーラト
ランジスタの代わりにＭＯＳを用いて当該回路を作成する場合には２つのゲート
ソース結合）を有している。図４は、当該構成を備えておらず、当該回路をより
低い電圧源で使用することができる。 【００１８】 図４において、縮退抵抗Reを有する入力差動トランジスタ対Ｑ１およびＱ２は
、入力ポートVin＋およびVin−に生じる入力信号を、Ic1およびIc2によって示さ
れる差動電流に変換する。トランジスタ対Ｍ１−Ｍ３およびＭ２−Ｍ４は、電流
Ic1およびIc2からそれぞれ反射されるフィードバック電流Ic12およびIc11を生成
して、これらを各電流ミラートランジスタＱ１２およびＱ１１にフィードバック
する。その後、フィードバック電流Ic12およびIc11は、ダイオード接続された電
流ミラートランジスタ対Ｑ１２およびＱ１１によって反射され、トランジスタ対
Ｑ４およびＱ３にそれぞれ供給される。これらの後者のトランジスタ対は、入力
差動トランジスタ対の電流源として機能するとともに、トランスコンダクタンス
電流Ic1およびIc2の負のフィードバックトランジスタとしても機能する。途中で
電流から電圧への変換を行わない負のフィードバックを用いることによって、ト
ランスコンダクタンスセルの線形性を改善することができる。さらに、上記のよ
うに、図４の回路は、不必要な電圧降下を発生させる連続ベースエミッタ結合を
有していない。図４では、Ｑ３にただ一つのベースエミッタ結合が存在するのみ
であり、結果として、より低い供給電圧において動作可能である。図４は、差動
動作点を設定するトランスコンダクタンスコア用のバイアス回路も図示している
。図に示すように、４つの等価電流Ic1、Ic2、Ic11およびIc12を生成するＭ５お
よびＭ６によって、バイアスは供給される。バイアストランジスタＭ５およびＭ
６は、ポートＶbiasから共通してバイアスされる。トランジスタＱ５およびＱ６
は、Ic5およびIc6によって示される差動電流を検出し、当該検出された電流を、
Ic5およびIc6によって示される差動電流に増幅する。トランジスタRc1およびRc2
は、Ic5およびIc6によって示される差動電流を、出力ポートOut＋およびOut−に
おいて差動電圧に変換する。抵抗Rc1、Rc2およびReとともに、エミッタ領域比Ｑ
５／Ｑ１１およびＱ６／Ｑ１２が選択され、所望の利得値が得られる。 【００１９】 図５は、共通モードフィードバック回路の概略図である。当該回路は、図４に
示すトランスコンダクタンスセルのバイアス電圧を供給する。トランジスタＱ１
３およびＱ１４によって示される差動対は、ポートＶrefに生じる基準電圧を共
通モード電圧と比較する。共通モード電圧は、抵抗Rcm1およびRcm2を介して接続
されるポートOut＋およびOut−に生じる２つの電圧から得られる。抵抗Rcm1およ
びRcm2の中間点は、信号Out＋およびOut−の平均直流電圧を等しくする共通モー
ド電圧を示している。前記共通モード電圧と前記基準電圧との差は、差動対によ
って増幅され、トランジスタＭ７およびＭ８によって示される付加に供給される
。比較および増幅の工程から生じるバイアス電圧はポートＶbiasに生じる。 【００２０】 図６は、トランスコンダクタンスセル１０２および共通モードフィードバック
回路１０４を有する当該実施形態を示すＧｍセル１００のブロック図である。ト
ランスコンダクタンスセル１０２の出力ポートは、共通モードフィードバック回
路のポートOut＋およびOut−に接続され、共通モードフィードバック回路のＶbi
asポートは、トランスコンダクタンスセル１０２のＶbiasポートを駆動する。 【００２１】 本発明の他の好適実施形態を図７に示す。入力差動対トランジスタＱ１／Ｑ２
およびこれらの電流源トランジスタＱ３／Ｑ４および縮退抵抗Re1に加えて、第
２入力差動対Ｑ９／Ｑ１０を、Ｑ１／Ｑ２と並列に接続して、固有の独立した電
流源トランジスタＱ１５／Ｑ１６および縮退抵抗Re2を有している。さらに、４
つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を、各電流源トランジスタＱ３、Ｑ４
、Ｑ１５およびＱ１６のエミッタに配置している。これらのスイッチは、利得選
択ブロックＧＳによって対で制御される。一般的には、Ｓ３およびＳ４が開放の
場合にＳ１およびＳ２が閉じているか、またはＳ１およびＳ２が開放の場合にＳ
３およびＳ４が閉じている。閉じているスイッチに接続された電流源トランジス
タが使用可能にされ、開放されているスイッチに接続された電流源トランジスタ
が使用不能にされる。このように、順次、対応する入力差動対を使用可能または
使用不能にさせる。Re1並びにRe2の異なる値を選択すること、および電流源トラ
ンジスタＱ１５／Ｑ１６に対するＱ３／Ｑ４のエミッタ領域を変更すること、ま
たはその何れか一方を行うことによって、２つの異なる利得を実現することがで
きる。従って、利得選択ブロックはスイッチを開閉することによって、Ｇｍセル
全体の利得を制御する。当該セルの利得が変化するので、当該セルを可変利得Ｇ
ｍセルと称する。 【００２２】 上記２つの実施形態において、低電力、低電圧のワイヤレス受信機の中間周波
数（ＩＦ）処理段階を作成するのに、Ｇｍセルを使用することができる。電力消
費を小さくするために、可能か限り低いＩＦを選択することが有利である。ＩＦ
内の回路は当該低周波数で動作する。一般的に、低周波数で動作する回路は、高
周波数で動作する回路よりも消費電力が小さい。従来の技術において説明したよ
うに、信号フィルタ処理は、ＩＦ処理段階の１つの本質的な構成要素である。当
該フィルタ処理を実行する回路は、所望の信号周波数を中心とする周波数帯域を
通過させるとともに、当該帯域外の周波数を減衰させて、所望の信号を選択可能
にするバンドパス周波数応答を実現する。前記所望の信号が同相（Ｉ）成分と直
角位相（Ｑ）成分とを有する場合のワイヤレス受信機では、低ＩＦ受信機に以下
のような問題がある。図８は、１ＭＨｚで３ｄＢの帯域幅を有し、変換関数が 【００２３】 【数１】 であるバンドパスフィルタの振幅・位相応答を示している。ここで、ｓは信号の
複素周波数であり、ω0＝２π・１ＭＨｚである。当該フィルタは、ＩＦが１Ｍ
Ｈｚであるシステムにおいて有効と思われる。また、当該フィルタは、１ＭＨｚ
を中心とする周波数帯域を通過させる。しかし、当該フィルタは、−１ＭＨｚを
中心とする周波数帯域も通過させてしまう。前記ＩＦから２ＭＨｚしか離れてい
ないので、この帯域は干渉信号を有していると思われ、当該信号は減衰させずに
フィルタを通過させる。正および負の周波数において（位相反転を伴う）対称な
応答を有する実際のフィルタよりも、低ＩＦワイヤレス受信機は、正のＩＦ周波
数のみを通過させる複素バンドパスフィルタを必要とする。このようなフィルタ
は、ω0＝２π・５００ｋＨｚの場合で図９にプロットされているローパスフィ
ルタ関数： 【００２４】 【数２】で始めることによって構成される。新たな応答の中心周波数をωc＝２π・１Ｍ
Ｈｚとし、 ｊω→ｊω−ｊωc （３） の変換を適用することによって、図１０に示す変換関数： 【００２５】 【数３】 が得られる。ＨLPC(s)は所望の周波数応答を有する。帯域幅は１ＭＨｚを中心と
する１ＭＨｚである。−１ＭＨｚにおける干渉信号は、３ＭＨｚにおける干渉信
号と同量減衰させられる。図９を図１０と比較すると、単に、ローパス応答の中
心周波数が０Ｈｚ（実際のフィルタ）から１ＭＨｚ（複素フィルタ）にシフトし
たことが明らかとなる。 【００２６】 変換関数（４）は、複素入力信号ｘ＝ｘR＋ｊｘcおよび対応複素出力信号ｙ、
ＨLPC(s)＝ｙ／ｘと仮定している。当該原理の実施形態を図１１に示す。図１１
に示す例が本発明を用いる複素フィルタ段２００である。ここでは、フィードバ
ック構造において、４つのＧｍセル２０２を結合させている。複素信号は、差動
電圧としてＩおよびＱポートに生じる。In_I＋およびIn_I−はＩ経路用であり、
In_Q＋およびIn_Q−はＱ経路用である。参照番号Ｇｍ１が付されている２つのＧ
ｍセルは、これらの入力電圧を、出力ポートに接続されているコンデンサＣ２に
印加する。Out_I＋およびOut_I−はＩ経路用であり、Out_Q＋およびOut_Q−はＱ
経路用である。参照番号Ｇｍ２が付されている２つのＧｍセルもコンデンサＣ２
を起動するが、その入力は逆の経路の出力から供給される。すなわち、Ｉ経路の
コンデンサＣ２を起動するＧｍ２セル自体は、Ｑ経路出力によって起動されると
ともに、逆に、Ｇｍ２セルはＱ経路のコンデンサＣ２を起動する。さらに、Ｉ経
路を起動するＧｍ２の入力において位相反転が起こる。すなわち、Out_Q−は当
該Ｇｍ２の正の入力ポートを起動し、Out_Q＋は負の入力ポートを起動する。Ｑ
経路を起動するＧｍ２の入力において位相反転は行われない。出力ポート電圧の
方程式は 【００２７】 【数４】 となる。ここで、ＣはＣ２コンデンサの値、Ｒはコレクタ抵抗値（図４のRc1お
よびRc2）、そしてg1およびg2はそれぞれＧｍ１セルおよびＧｍ２セルの実際の
トランスコンダクタンス値である。ｖIin＝１且つｖQin＝ｊの場合（すなわち、
慣例的なケースのように、Ｑ入力がＩ入力よりも９０度だけリードしている場合
）、g1、g2、ＲおよびＣを適切に選択することによって、ｖIout変換関数は図１
０に示すようになる。ｖQout変換関数は、ｖIout変換関数と同様であるが、ｖQo ut 変換関数の位相がｖIout変換関数の位相よりも９０度だけリードしている。 【００２８】 実際の低ＩＦワイヤレス受信機は、所望の信号を復調する前に干渉信号を十分
減衰させるために、しばしば２段以上のフィルタ処理を必要とする。図１２は、
７つのカスケード接続された複素フィルタ段３０２を有する多段複素フィルタ３
００の実施形態を示している。ある段におけるOut_I＋およびOut_I−出力ポート
は、次の段におけるIn_I＋およびIn_I−入力ポートに接続される。Ｑ経路のポー
トに関しても同様である。直角位相ＩおよびＱ経路入力に対するＩ経路フィルタ
出力のプロットの一例を図１３に示す。当該プロットにおいて、複素フィルタ段
パラメータは、実際の変換関数が２つの標準フィルタ（すなわち、（複素）中心
周波数が１ＭＨｚであり、３ｄＢ周波数が５００ｋＨｚである３ポールバッタワ
ースフィルタ、および同一の中心周波数および３ｄＢ周波数を有する４ポールバ
ッタワースフィルタ）のカスケード接続になるように選択される。さらに、幾つ
かのポールに加えて、実際の低ＩＦ受信機では、所望の信号の電力を容易に検出
可能なレベルにブーストして増幅しなければならない。図１２に示す実施形態で
は、図７に示す可変利得増幅器をフィルタポール間の適切なところに配置するこ
とによって、このような増幅を行うことができる。 【００２９】 最後に、図１４は、本発明の一実施形態における実現し得る通信システム４０
０を示すブロック図である。当該図示する実施形態において、入力無線周波数（
ＲＦ）信号はアンテナによって受信され、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）によって増
幅される。平衡ミキサMixer(ミキサ)_IおよびMixer(ミキサ)_Qは、電圧制御発信
器（VCO）からの信号を用いて、当該信号をＬＮＡからの信号と混合する。Mixer
(ミキサ)_IとVCOとの間に９０度移相器PhSを配置し、２つのミキサが直交位相の
２つのVCO信号によって起動される。ミキサからの最終的な出力信号In_IおよびI
n_Qは、複素フィルタ段４０２に供給され、不要な信号をフィルタ処理するとと
もに（多くの場合、可変利得増幅器を用いて所望の信号を増幅して）、ポートOu
t_IおよびOut_Qに出力信号を生成する。 【図面の簡単な説明】 【図１】 図１は、基本的なトランスコンダクタンスセルの概略図である。 【図２】 図２は、フィードバックトランスコンダクタンスセルの概略図である。 【図３】 図３は、可変利得トランスコンダクタンスセルの概略図である。 【図４】 図４は、実際のトランスコンダクタンスセルの概略図である。 【図５】 図５は、本発明の一実施形態における共通モードフィードバック回路の概略図
である。 【図６】 図６は、Ｇｍセルのブロック図である。 【図７】 図７は、可変利得Ｇｍセルを示す概略図である。 【図８】 図８は、実際のバンドパスフィルタの周波数応答を示すグラフである。 【図９】 図９は、実際のローパスフィルタの周波数応答を示すグラフである。 【図１０】 図１０は、複素バンドパスフィルタの周波数応答を示すグラフである。 【図１１】 図１１は、単一の複素ポールフィルタを示すブロック図である。 【図１２】 図１２は、カスケード構造の複素７ポールフィルタのブロック図である。 【図１３】 図１３は、複素７ポールフィルタのＡＣ応答である。 【図１４】 図１４は、本発明の一実施形態における通信システムを示すブロック図である
。 【符号の説明】 １００ Ｇｍセル（トランスコンダクタンスフィルタ） １０２ トランスコンダクタンスセル １０４ 共通モードフィードバック回路 ＧＳ 利得選択ブロック Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ ２００ 複素フィルタ段 ２０２ Ｇｍセル ３００ 多段複素フィルタ ３０２ 複素フィルタ段 ４００ 通信システム ４０２ 複素フィルタ段
およびシステムの分野に関する。特に、本発明は、ワイヤレス信号を増幅／フィ
ルタ処理するためのトランスコンダクタンスセルに関する。当該セルは、広帯域
にわたって信号レベルに高い線形性を有するとともに、動作電圧が低いことを必
要とする。 【０００２】 【従来の技術】 一般的な適用例において、ワイヤレス受信機は、多くの干渉信号に対するとと
もに、広帯域の信号レベルに対して動作しなければならない。この干渉信号は、
近隣チャネルのユーザから放射されるとともに、周波数としては比較的離れてい
る場合もあるが、送信パワーが大きい送信源からも放出される。周波数ｆ１およ
びｆ２（ここで、ｆ１およびｆ２は、所望の信号周波数に近いものとする）に２
つの干渉信号が存在する場合、非線形な増幅作用のために、周波数２ｆ２−ｆ１
および２ｆ１−ｆ２に相互変調積が生成される。これらは、所望の信号周波数付
近の周波数で降下する。結果として、干渉により、デジタル通信システムにおけ
るビットエラーレート（ＢＥＲ）が測定可能な程度になってしまう。回路の大信
号処理能力は、回路の線形性の尺度となる第３次インターセプトポイント（ＩＰ
３）によって特徴付けられる。多くの受信機の場合、信号フィルタ処理回路およ
び可変利得制御回路は、送信された情報を復号する信号処理において本質的な部
分である。これらの回路は、ビルディングブロックとして、条件を十分に満足す
るトランスコンダクタンス増幅器／フィルタを使用する。トランスコンダクタン
ス増幅器／フィルタは、差動増幅器の形態とすることも、また単なる差動増幅器
とすることもできる。 【０００３】 以下の文献は、ワイヤレス通信受信機の要件を詳細に記述しているとともに、
トランスコンダクタンス増幅器／フィルタの設計原理を教示している。 【０００４】 [1]フェンク ジェイおよびシェリング ピー「低ノイズ、低パワーのワイヤ
レス通信用ＩＦ利得制御増幅器」アナログ回路設計、ヒュイジシング ジェイ
エッチ等、１９９６年クルワーアカデミック出版、２７−４４ページ（Fenk J.
and Sehrig P.:“Low-noise, low-voltage, low-power IF gain controlled amp
lifiers for wireless communications,” in Analog Circuit Design, Huijsi
ng J.H. et al. (eds), 1996 Kluwer Academic Publishers, pp. 27-44） [2]クロルス ジェイ、ステイアート エムによる１９９８年３月の「完全集
積化受信機のハイパフォーマンス・アナログ・フロントエンドのための低ＩＦト
ポロジー」Vol.45、No.3の269-282ページ（Crols J., Steyart M.: “Low-IF To
pologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Rece
ivers,” “IEEE Transactions on circuits and systems-II: Analog and digi
tal signal processing,” Vol. 45, No. 3, March 1998, pp. 269-282） しかし、これらの信号フィルタ処理および可変利得制御回路に関しては他にも
要件がある。すなわち、極めて低電圧で動作しなければならないことである。 【０００５】 以下の文献は、トランスコンダクタンス増幅器を低電圧で動作可能にするカス
ケード接続された電流ミラー回路を記載している。 【０００６】 [3]クラウレイ ピー ジェイ、ロバート ジー ダブリュによる１９９３年
５月、イリノイ州シカゴで行われた「低電圧動作を行う作動トランスコンダクタ
ンス増幅器の設計」「回路およびシステムに関するIEEE国際シンポジウム」1455
-1458ページ（Crawley P. J., Roberts G. W.: “Designing Operational Trans
conductance Amplifiers For Low Voltage Operation” “IEEE International
Symposium on Circuits and systems” Chicago, Illinois, May 1993, pp. 145
5-1458） 以下の米国特許明細書：米国特許No.5,444,414（１９９５年８月２２日、デラ
ノ）、米国特許No.5,451,901（１９９５年９月１９日、ウェランド）および米国
特許No.5,844,442（１９９８年１２月１日、ブレーマー）は、様々なトランスコ
ンダクタンス増幅器に関して記載している。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】 しかしながら、上記従来技術にもかかわらず、高い線形性を有しつつ、低供給
電圧で動作可能なトランスコンダクタンス増幅器／フィルタを開発することが必
要とされている。 【０００８】 【課題を解決するための手段】 本発明の幾つかの実施形態は、共通モードフィードバック回路を備え、トラン
スコンダクタンス増幅器および／または可変利得回路をバイアスして、種々の利
得設定で動作できるように使用する。 【０００９】 他の実施形態では、複素フィルタセルが、４つのＧｍトランスコンダクタンス
セルを備え、複素ポールフィルタを実現する。カスケード接続された複素Ｇｍセ
ルを用いることによって、より多くのポールを実現することができる。このよう
なフィルタを備えるワイヤレス通信受信機に関しても記載している。 【００１０】 当該明細書は、バイポーラトランジスタを使用する回路に関して本発明および
その利点を十分に記載している。しかし、例えばＭＯＳなどの任意のアクティブ
素子を用いて本発明を実施して前記利点を発揮できることに留意すべきである。 【００１１】 本発明の一態様によれば、トランジスタセルが、低電圧で動作するとともに高
い線形性を有する。当該セルは、差動入力および差動出力用のトランスコンダク
タンスコアと；当該トランスコンダクタンスコアに動作電流を供給する電流源と
；前記トランスコンダクタンスコアに接続され、前記電流源に供給される一対の
反射フィードバック電流を生成する電流ミラー回路と；を備える。 【００１２】 本発明の他の態様によれば、差動信号の複素フィルタが、少なくとも４つのト
ランスコンダクタンスセルを備えている。各トランスコンダクタンスセルは、差
動入力および差動出力用のトランスコンダクタンスコアと；当該トランスコンダ
クタンスコアに動作電流を供給する電流源と；前記電流源に戻される一対の反射
フィードバック電流を生成する電流ミラー回路と；前記トランスコンダクタンス
コアの動作点を設定するバイアス回路と；当該バイアス回路に供給されるバイア
ス電流を生成する共通モードフィードバック回路と、を有している。第１トラン
スコンダクタンスセルは、第１差動入力としての差動信号を有し、第１差動出力
を生成する。第２トランスコンダクタンスセルは、第２差動入力として、前記差
動信号と９０度位相がずれている位相推移した差動信号を有し、第２差動出力を
生成する。第３トランスコンダクタンスセルは、前記第１トランスコンダクタン
スセルと並列に接続され、当該第１トランスコンダクタンスセルと相まって、前
記第２差動出力に応答して第１差動出力を生成する。最後に、第４トランスコン
ダクタンスセルは、前記第２トランスコンダクタンスセルと並列に接続され、当
該第２トランスコンダクタンスセルと相まって、前記第１差動出力に応答して第
２差動出力を生成する。 【００１３】 【発明の実施の形態】 図１は、従来より知られているトランスコンダクタンスセルを示す。当該セル
は、２つのトランジスタＱ１およびＱ２からなるトランスコンダクタンスコアを
備える。前記２つのトランジスタＱ１およびＱ２は、差動入力In＋およびIn−に
結合されている。縮退抵抗ReはトランジスタＱ１およびＱ２のエミッタを電流源
Io1およびIo2に結合する。この縮退抵抗によって、前記セルの第３次インターセ
プトポイントIP3を改善することができる。ワイヤレス通信装置の分野において
、入力信号は、無線周波数（RF）または中間周波数（IF）の信号とすることがで
きる。入力信号は、入力ポートIn＋およびIn−に差動（平衡）電圧信号として生
成する。当該差動電圧信号は、トランジスタＱ１およびＱ２を用いて、変換およ
び増幅されて、２つの差動電流Ic１およびIc2となる。増幅された電圧信号を生
成する前に、電圧信号を電流信号に変換して当該変換された信号を増幅する装置
をトランジスタセルと称する。抵抗Rc1およびRc2を用いて電流を電圧情報に変換
して、出力ポートOut−およびOut＋に、非反転および反転出力信号からなる差動
出力信号として前記電圧情報を生成する。 【００１４】 図２は、従来より知られている改良されたトランスコンダクタンスセルを示す
。当該トランスコンダクタンスセルは、トランジスタＱ１およびＱ２と、フィー
ドバックトランジスタＱ７およびＱ８とを備えている。縮退抵抗Reは、トランジ
スタＱ１およびＱ２のエミッタを結合し、図１の場合と同様に線形性を改善する
。これらのエミッタは、入力差動トランジスタ対Ｑ１およびＱ２の電流源として
動作するトランジスタＱ３およびＱ４のコレクタとも結合される。入力ポートVi
n＋およびVin−に生成される入力電圧信号は、Ｑ１およびＱ２によって形成され
る差動トランジスタ対によって、２つの電流Ic1およびIc2に変換され、増幅され
、トランジスタＱ７およびＱ８のベース間に発生する差動電圧信号に再び変換さ
れる。当該電圧は、トランジスタＱ７およびＱ８のベース・エミッタ結合を介し
て、抵抗Rb1およびRb2に生成される２つの電圧に変換される。抵抗Rb1およびRb2
における電圧信号は、トランジスタＱ３およびＱ４のベースに供給され、その後
、これらの信号は、入力トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタに供給される。
従って、当該回路はフィードバック通路を形成する。すなわち、前記入力は、Ｑ
１およびＱ２に供給され、Ｑ７およびＱ８を介してRb1およびRb2に供給され、Ｑ
３およびＱ４を介してＱ１およびＱ２に戻る。当該増幅された信号のフィードバ
ックは、トランスコンダクタンスセルの線形性をさらに改善する。出力信号はト
ランジスタＱ５およびＱ６に生成され、Ｑ３およびＱ４を用いて、抵抗Rb1およ
びRb2における電圧を検出し、出力電流情報を２つの出力電流Ic5およびIc6に変
換する。トランジスタRc1およびRc2は、出力電流情報を出力電圧情報に変換して
、当該情報を、非反転および反転出力信号からなる差動出力電圧信号として出力
ポートOut＋およびOut−に生成する。 【００１５】 先の図面および以下の図面において、同一または同様の参照記号は同一または
同様の構成要素を示すことに留意されたい。したがって、例えば図１および図２
において、トランジスタＱ１およびＱ２は、同様の機能を果たす構成要素である
。 【００１６】 図３は、デュアル・ゲインのエミッタ結合差動可変利得増幅器を示す。当該回
路において、縮退抵抗Re1を有する入力トランジスタ対Ｑ１およびＱ２、および
縮退抵抗Re2を有する入力トランジスタ対Ｑ９およびＱ１０は、図１に示す２つ
のトランスコンダクタンスコアとして機能する。２つのコアのそれぞれは、入力
信号を差動電流に変換する。利得選択ブロックＧＳは、トランジスタ対Ｑ１およ
びＱ２の電流源Io1およびIo2またはトランジスタ対Ｑ９およびＱ１０の電流源Io
3およびIo4のいずれかを起動することによって、どのトランスコンダクタンスコ
アを起動するかを制御する。抵抗Rc1およびRc2は、差動電流情報Ic1およびIc2を
、出力ポートOut＋およびOut−において、非反転および反転出力信号からなる差
動出力信号としての差動出力電圧に変換する。 【００１７】 図４に、本発明の一実施形態によるトランスコンダクタンスの実例を示す。こ
の実例は、図２に示す従来技術に優る少なくとも２つの顕著な利点がある。第１
に、図２において、中間電流Ic1およびIc2は、Rb1およびRb2を調整する電圧に変
換される。図４に示す新しいトランスコンダクタンスセルは、電流から電圧への
中間の変換がない。電流領域全体において信号を保持することによって、線形性
が改善される。第２に、図２の構成は、正の電源とグラウンドとの間で、Ｑ７お
よびＱ３において、２つの連続するベースエミッタ結合（または、バイポーラト
ランジスタの代わりにＭＯＳを用いて当該回路を作成する場合には２つのゲート
ソース結合）を有している。図４は、当該構成を備えておらず、当該回路をより
低い電圧源で使用することができる。 【００１８】 図４において、縮退抵抗Reを有する入力差動トランジスタ対Ｑ１およびＱ２は
、入力ポートVin＋およびVin−に生じる入力信号を、Ic1およびIc2によって示さ
れる差動電流に変換する。トランジスタ対Ｍ１−Ｍ３およびＭ２−Ｍ４は、電流
Ic1およびIc2からそれぞれ反射されるフィードバック電流Ic12およびIc11を生成
して、これらを各電流ミラートランジスタＱ１２およびＱ１１にフィードバック
する。その後、フィードバック電流Ic12およびIc11は、ダイオード接続された電
流ミラートランジスタ対Ｑ１２およびＱ１１によって反射され、トランジスタ対
Ｑ４およびＱ３にそれぞれ供給される。これらの後者のトランジスタ対は、入力
差動トランジスタ対の電流源として機能するとともに、トランスコンダクタンス
電流Ic1およびIc2の負のフィードバックトランジスタとしても機能する。途中で
電流から電圧への変換を行わない負のフィードバックを用いることによって、ト
ランスコンダクタンスセルの線形性を改善することができる。さらに、上記のよ
うに、図４の回路は、不必要な電圧降下を発生させる連続ベースエミッタ結合を
有していない。図４では、Ｑ３にただ一つのベースエミッタ結合が存在するのみ
であり、結果として、より低い供給電圧において動作可能である。図４は、差動
動作点を設定するトランスコンダクタンスコア用のバイアス回路も図示している
。図に示すように、４つの等価電流Ic1、Ic2、Ic11およびIc12を生成するＭ５お
よびＭ６によって、バイアスは供給される。バイアストランジスタＭ５およびＭ
６は、ポートＶbiasから共通してバイアスされる。トランジスタＱ５およびＱ６
は、Ic5およびIc6によって示される差動電流を検出し、当該検出された電流を、
Ic5およびIc6によって示される差動電流に増幅する。トランジスタRc1およびRc2
は、Ic5およびIc6によって示される差動電流を、出力ポートOut＋およびOut−に
おいて差動電圧に変換する。抵抗Rc1、Rc2およびReとともに、エミッタ領域比Ｑ
５／Ｑ１１およびＱ６／Ｑ１２が選択され、所望の利得値が得られる。 【００１９】 図５は、共通モードフィードバック回路の概略図である。当該回路は、図４に
示すトランスコンダクタンスセルのバイアス電圧を供給する。トランジスタＱ１
３およびＱ１４によって示される差動対は、ポートＶrefに生じる基準電圧を共
通モード電圧と比較する。共通モード電圧は、抵抗Rcm1およびRcm2を介して接続
されるポートOut＋およびOut−に生じる２つの電圧から得られる。抵抗Rcm1およ
びRcm2の中間点は、信号Out＋およびOut−の平均直流電圧を等しくする共通モー
ド電圧を示している。前記共通モード電圧と前記基準電圧との差は、差動対によ
って増幅され、トランジスタＭ７およびＭ８によって示される付加に供給される
。比較および増幅の工程から生じるバイアス電圧はポートＶbiasに生じる。 【００２０】 図６は、トランスコンダクタンスセル１０２および共通モードフィードバック
回路１０４を有する当該実施形態を示すＧｍセル１００のブロック図である。ト
ランスコンダクタンスセル１０２の出力ポートは、共通モードフィードバック回
路のポートOut＋およびOut−に接続され、共通モードフィードバック回路のＶbi
asポートは、トランスコンダクタンスセル１０２のＶbiasポートを駆動する。 【００２１】 本発明の他の好適実施形態を図７に示す。入力差動対トランジスタＱ１／Ｑ２
およびこれらの電流源トランジスタＱ３／Ｑ４および縮退抵抗Re1に加えて、第
２入力差動対Ｑ９／Ｑ１０を、Ｑ１／Ｑ２と並列に接続して、固有の独立した電
流源トランジスタＱ１５／Ｑ１６および縮退抵抗Re2を有している。さらに、４
つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を、各電流源トランジスタＱ３、Ｑ４
、Ｑ１５およびＱ１６のエミッタに配置している。これらのスイッチは、利得選
択ブロックＧＳによって対で制御される。一般的には、Ｓ３およびＳ４が開放の
場合にＳ１およびＳ２が閉じているか、またはＳ１およびＳ２が開放の場合にＳ
３およびＳ４が閉じている。閉じているスイッチに接続された電流源トランジス
タが使用可能にされ、開放されているスイッチに接続された電流源トランジスタ
が使用不能にされる。このように、順次、対応する入力差動対を使用可能または
使用不能にさせる。Re1並びにRe2の異なる値を選択すること、および電流源トラ
ンジスタＱ１５／Ｑ１６に対するＱ３／Ｑ４のエミッタ領域を変更すること、ま
たはその何れか一方を行うことによって、２つの異なる利得を実現することがで
きる。従って、利得選択ブロックはスイッチを開閉することによって、Ｇｍセル
全体の利得を制御する。当該セルの利得が変化するので、当該セルを可変利得Ｇ
ｍセルと称する。 【００２２】 上記２つの実施形態において、低電力、低電圧のワイヤレス受信機の中間周波
数（ＩＦ）処理段階を作成するのに、Ｇｍセルを使用することができる。電力消
費を小さくするために、可能か限り低いＩＦを選択することが有利である。ＩＦ
内の回路は当該低周波数で動作する。一般的に、低周波数で動作する回路は、高
周波数で動作する回路よりも消費電力が小さい。従来の技術において説明したよ
うに、信号フィルタ処理は、ＩＦ処理段階の１つの本質的な構成要素である。当
該フィルタ処理を実行する回路は、所望の信号周波数を中心とする周波数帯域を
通過させるとともに、当該帯域外の周波数を減衰させて、所望の信号を選択可能
にするバンドパス周波数応答を実現する。前記所望の信号が同相（Ｉ）成分と直
角位相（Ｑ）成分とを有する場合のワイヤレス受信機では、低ＩＦ受信機に以下
のような問題がある。図８は、１ＭＨｚで３ｄＢの帯域幅を有し、変換関数が 【００２３】 【数１】 であるバンドパスフィルタの振幅・位相応答を示している。ここで、ｓは信号の
複素周波数であり、ω0＝２π・１ＭＨｚである。当該フィルタは、ＩＦが１Ｍ
Ｈｚであるシステムにおいて有効と思われる。また、当該フィルタは、１ＭＨｚ
を中心とする周波数帯域を通過させる。しかし、当該フィルタは、−１ＭＨｚを
中心とする周波数帯域も通過させてしまう。前記ＩＦから２ＭＨｚしか離れてい
ないので、この帯域は干渉信号を有していると思われ、当該信号は減衰させずに
フィルタを通過させる。正および負の周波数において（位相反転を伴う）対称な
応答を有する実際のフィルタよりも、低ＩＦワイヤレス受信機は、正のＩＦ周波
数のみを通過させる複素バンドパスフィルタを必要とする。このようなフィルタ
は、ω0＝２π・５００ｋＨｚの場合で図９にプロットされているローパスフィ
ルタ関数： 【００２４】 【数２】で始めることによって構成される。新たな応答の中心周波数をωc＝２π・１Ｍ
Ｈｚとし、 ｊω→ｊω−ｊωc （３） の変換を適用することによって、図１０に示す変換関数： 【００２５】 【数３】 が得られる。ＨLPC(s)は所望の周波数応答を有する。帯域幅は１ＭＨｚを中心と
する１ＭＨｚである。−１ＭＨｚにおける干渉信号は、３ＭＨｚにおける干渉信
号と同量減衰させられる。図９を図１０と比較すると、単に、ローパス応答の中
心周波数が０Ｈｚ（実際のフィルタ）から１ＭＨｚ（複素フィルタ）にシフトし
たことが明らかとなる。 【００２６】 変換関数（４）は、複素入力信号ｘ＝ｘR＋ｊｘcおよび対応複素出力信号ｙ、
ＨLPC(s)＝ｙ／ｘと仮定している。当該原理の実施形態を図１１に示す。図１１
に示す例が本発明を用いる複素フィルタ段２００である。ここでは、フィードバ
ック構造において、４つのＧｍセル２０２を結合させている。複素信号は、差動
電圧としてＩおよびＱポートに生じる。In_I＋およびIn_I−はＩ経路用であり、
In_Q＋およびIn_Q−はＱ経路用である。参照番号Ｇｍ１が付されている２つのＧ
ｍセルは、これらの入力電圧を、出力ポートに接続されているコンデンサＣ２に
印加する。Out_I＋およびOut_I−はＩ経路用であり、Out_Q＋およびOut_Q−はＱ
経路用である。参照番号Ｇｍ２が付されている２つのＧｍセルもコンデンサＣ２
を起動するが、その入力は逆の経路の出力から供給される。すなわち、Ｉ経路の
コンデンサＣ２を起動するＧｍ２セル自体は、Ｑ経路出力によって起動されると
ともに、逆に、Ｇｍ２セルはＱ経路のコンデンサＣ２を起動する。さらに、Ｉ経
路を起動するＧｍ２の入力において位相反転が起こる。すなわち、Out_Q−は当
該Ｇｍ２の正の入力ポートを起動し、Out_Q＋は負の入力ポートを起動する。Ｑ
経路を起動するＧｍ２の入力において位相反転は行われない。出力ポート電圧の
方程式は 【００２７】 【数４】 となる。ここで、ＣはＣ２コンデンサの値、Ｒはコレクタ抵抗値（図４のRc1お
よびRc2）、そしてg1およびg2はそれぞれＧｍ１セルおよびＧｍ２セルの実際の
トランスコンダクタンス値である。ｖIin＝１且つｖQin＝ｊの場合（すなわち、
慣例的なケースのように、Ｑ入力がＩ入力よりも９０度だけリードしている場合
）、g1、g2、ＲおよびＣを適切に選択することによって、ｖIout変換関数は図１
０に示すようになる。ｖQout変換関数は、ｖIout変換関数と同様であるが、ｖQo ut 変換関数の位相がｖIout変換関数の位相よりも９０度だけリードしている。 【００２８】 実際の低ＩＦワイヤレス受信機は、所望の信号を復調する前に干渉信号を十分
減衰させるために、しばしば２段以上のフィルタ処理を必要とする。図１２は、
７つのカスケード接続された複素フィルタ段３０２を有する多段複素フィルタ３
００の実施形態を示している。ある段におけるOut_I＋およびOut_I−出力ポート
は、次の段におけるIn_I＋およびIn_I−入力ポートに接続される。Ｑ経路のポー
トに関しても同様である。直角位相ＩおよびＱ経路入力に対するＩ経路フィルタ
出力のプロットの一例を図１３に示す。当該プロットにおいて、複素フィルタ段
パラメータは、実際の変換関数が２つの標準フィルタ（すなわち、（複素）中心
周波数が１ＭＨｚであり、３ｄＢ周波数が５００ｋＨｚである３ポールバッタワ
ースフィルタ、および同一の中心周波数および３ｄＢ周波数を有する４ポールバ
ッタワースフィルタ）のカスケード接続になるように選択される。さらに、幾つ
かのポールに加えて、実際の低ＩＦ受信機では、所望の信号の電力を容易に検出
可能なレベルにブーストして増幅しなければならない。図１２に示す実施形態で
は、図７に示す可変利得増幅器をフィルタポール間の適切なところに配置するこ
とによって、このような増幅を行うことができる。 【００２９】 最後に、図１４は、本発明の一実施形態における実現し得る通信システム４０
０を示すブロック図である。当該図示する実施形態において、入力無線周波数（
ＲＦ）信号はアンテナによって受信され、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）によって増
幅される。平衡ミキサMixer(ミキサ)_IおよびMixer(ミキサ)_Qは、電圧制御発信
器（VCO）からの信号を用いて、当該信号をＬＮＡからの信号と混合する。Mixer
(ミキサ)_IとVCOとの間に９０度移相器PhSを配置し、２つのミキサが直交位相の
２つのVCO信号によって起動される。ミキサからの最終的な出力信号In_IおよびI
n_Qは、複素フィルタ段４０２に供給され、不要な信号をフィルタ処理するとと
もに（多くの場合、可変利得増幅器を用いて所望の信号を増幅して）、ポートOu
t_IおよびOut_Qに出力信号を生成する。 【図面の簡単な説明】 【図１】 図１は、基本的なトランスコンダクタンスセルの概略図である。 【図２】 図２は、フィードバックトランスコンダクタンスセルの概略図である。 【図３】 図３は、可変利得トランスコンダクタンスセルの概略図である。 【図４】 図４は、実際のトランスコンダクタンスセルの概略図である。 【図５】 図５は、本発明の一実施形態における共通モードフィードバック回路の概略図
である。 【図６】 図６は、Ｇｍセルのブロック図である。 【図７】 図７は、可変利得Ｇｍセルを示す概略図である。 【図８】 図８は、実際のバンドパスフィルタの周波数応答を示すグラフである。 【図９】 図９は、実際のローパスフィルタの周波数応答を示すグラフである。 【図１０】 図１０は、複素バンドパスフィルタの周波数応答を示すグラフである。 【図１１】 図１１は、単一の複素ポールフィルタを示すブロック図である。 【図１２】 図１２は、カスケード構造の複素７ポールフィルタのブロック図である。 【図１３】 図１３は、複素７ポールフィルタのＡＣ応答である。 【図１４】 図１４は、本発明の一実施形態における通信システムを示すブロック図である
。 【符号の説明】 １００ Ｇｍセル（トランスコンダクタンスフィルタ） １０２ トランスコンダクタンスセル １０４ 共通モードフィードバック回路 ＧＳ 利得選択ブロック Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ ２００ 複素フィルタ段 ２０２ Ｇｍセル ３００ 多段複素フィルタ ３０２ 複素フィルタ段 ４００ 通信システム ４０２ 複素フィルタ段
─────────────────────────────────────────────────────
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(72)発明者 バルテーヌ， フローリン
カナダ国 ケー１ヴィ ０ダブリュー７
オンタリオ州、 オタワ、 キンバーウィ
ック クレッセント 69
(72)発明者 チェリー， ジェームス， エー．
カナダ国 ケー１エス １ズィー８ オン
タリオ州、 オタワ、 レンフルー アベ
ニュー 136
Ｆターム(参考） 5J066 AA01 AA12 CA21 CA37 FA17
HA02 HA09 HA18 HA25 HA29
HA38 KA00 KA05 KA09 KA32
KA41 MA11 MA21 ND01 ND12
ND23 PD02 SA13 TA01 TA03
5J098 AB02 AB03 AC05 AC09 AC14
AD23 AD24 CA05 CB05
5J500 AA01 AA12 AC21 AC37 AF17
AH02 AH09 AH18 AH25 AH29
AH38 AK00 AK05 AK09 AK32
AK41 AM11 AM21 AS13 AT01
AT03 DN01 DN12 DN23 DP02
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 高い線形性を有する低電圧トランスコンダクタンスフィルタ
（１００）であって、 （Ａ）入力信号を増幅するとともにフィルタ処理し、差動信号を出力するトラン
スコンダクタンスセル（１０２）であって、 （ａ）前記入力信号に基づき差動増幅を行うトランスコンダクタンスセル（Ｑ
１，Ｑ２）、および （ｂ）バイアス信号の入力によって、前記トランスコンダクタンスセルの動作
点を設定するバイアス回路（Ｍ５，Ｍ６） を有するトランスコンダクタンスセル（１０２）と、 （Ｂ）前記出力された差動信号および基準信号を用いて前記バイアス信号を生成
する共通モードフィードバック回路（１０４）と、 を備える低電圧トランスコンダクタンスフィルタ。
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20080513 |