KR20030009357A - 저전압 트랜스컨덕턴스 필터 - Google Patents

저전압 트랜스컨덕턴스 필터 Download PDF

Info

Publication number
KR20030009357A
KR20030009357A KR1020027010276A KR20027010276A KR20030009357A KR 20030009357 A KR20030009357 A KR 20030009357A KR 1020027010276 A KR1020027010276 A KR 1020027010276A KR 20027010276 A KR20027010276 A KR 20027010276A KR 20030009357 A KR20030009357 A KR 20030009357A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
transconductance
differential
output
current
inverting
Prior art date
Application number
KR1020027010276A
Other languages
English (en)
Inventor
발티뉴플로린
체리제임스에이
Original Assignee
필사 세미콘덕터 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 필사 세미콘덕터 인코포레이티드 filed Critical 필사 세미콘덕터 인코포레이티드
Publication of KR20030009357A publication Critical patent/KR20030009357A/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45098—PI types
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3211—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
    • H03F3/45484—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with bipolar transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45488—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with bipolar transistors as the active amplifying circuit by using feedback means
    • H03F3/45493—Measuring at the loading circuit of the differential amplifier
    • H03F3/45502—Controlling the common emitter circuit of the differential amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H2011/0494—Complex filters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)

Abstract

무선 통신 장치는 넓은 범위의 가용 신호 레벨을 처리하여야 하며 또한 근접 주파수들에서의 큰 간섭신호에 견딜 수 있어야 한다. 주로, 그들은 증폭과 필터링 양쪽에서 우수한 특성을 나타내는 트랜스컨덕턴스 증폭기/필터를 구성 블록으로서 사용한다. 개시한 트랜스컨덕턴스 셀은 신호 변환을 갖는 않는 피드백 신호를 사용한다. 그결과, 셀들은 고선형성을 갖고 또한 저전압에서 동작할 수 있다.

Description

저전압 트랜스컨덕턴스 증폭기/필터{LOW-VOLTAGE TRANSCONDUCTANCE AMPLIFIER/FILTERS}
일반적인 응용에서, 무선 수신기는 큰 간섭신호 뿐만 아니라 넓은 범위의 신호들에 대하여 동작할 수 있어야 한다. 간섭신호들은 주파수가 상대적으로 많이 이격되고 큰 송신 전력을 가질 수 있는 송신 소스로부터 뿐만아니라 인접 채널의 사용자로부터도 발생할 수 있다. 주파수가 f1 과 f2 (여기서, f1 과 f2 는 희망 신호 주파수에 근접하다) 인 2 개의 간섭신호가 존재하는 경우, 그들은 증폭기의 비선형성으로 인하여 주파수가 2f1-f1 과 2f1-f2 인 상호변조 신호를 발생시킨다. 이들은 희망 신호 주파수에 근접한 주파수가 될 수 있다. 이로 인한 간섭은 디지털 통신 시스템에서 비트 에러 레이트 (BER) 에 중대한 저하를 유발한다.
많은 신호를 처리하는 회로능은 회로 선형성의 측정값인 3차 인터셉트 포인트 (IP3; third-order intercept point) 에 의하여 특징지워진다. 대부분의 수신기에서는, 신호 필터링 회로와 가변이득 제어회로가 송신된 정보를 디코딩하는 필수적인 신호처리 부품이다. 이들 회로는, 필요사항을 잘 충족시키기 때문에, 주로 트랜스컨덕턴스 증폭기/필터를 구성 블록으로서 사용한다. 트랜스 컨덕턴스 증폭기/필터는 차동 증폭기 (differential amplifier) 구조로서, 간단하게 차동 증폭기라고도 한다.
다음 논문들은 무선 통신 수신기에 대하여 상세하게 개시하고 있으며, 트랜스컨덕턴스 증폭기/필터의 일부 설계 원리를 제안하고 있다.
[1] Fenk J. and Sehrig P.: "Low-noise, low-voltage, low-power IF gain controlled amplifiers for wireless communications" in Analog Circuit Design, Huijsing J.H. et al. (eds), 1996 Kluwer Academic Publisher, pp. 27-44.
[2] Crols J., Steyart M.: "Low-IF Topologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers", "IEEE Transaction on circuits and systems-II: Analog and digital signal processing", Vol. 45, No. 3, March 1998, pp. 269-282.
이들 신호 필터링 및 가변이득 제어회로에는 다른 필요사항을 갖는 데, 그것은 그들이 매우 낮은 전압으로 동작해야만 한다는 것이다.
다음 논문은 트랜스컨덕턴스 증폭기의 저전압 동작을 가능하게 하는 캐스케이드 전류 미러 회로를 개시하고 있다.
[3] Crawley P.J., Roberts G.W.: "Designing Operational TransconductanceAmplifier For Low Voltage Operation", "IEEE International Symposium on Circuits and systems" Chicago, Illinois, May 1993, pp. 1455-1458.
다음 미국 특허들은 다양한 트랜스컨덕턴스 증폭기를 개시하고 있다: 미국특허번호 제5,444,414호 (1995년 8월 22일, Delano), 제5,451,901호 (1995년 9월 19일, Welland), 및 제5,844,442호 (1998년 12월 1일, Brehmer).
상술한 선행기술이 있지만, 낮은 공급 전압에서 동작할 수 있고 높은 선형성을 갖는 트랜스컨덕턴스 증폭기/필터에 대한 필요성이 크다. 본 발명의 일부실시형태는 트랜스컨덕턴스 증폭기 및/또는 가변이득 제어회로를 바이어스시키기 위해 사용하는 공통모드 피드백회로를 구비함으로써 서로 다른 이득 세팅 (gain setting) 에서 동작하는 것을 가능하게 한다.
다른 실시형태에서는, 복소 필터 셀이 4 개의 Gm 트랜스컨덕턴스 셀을 구비하여 복소 폴 필터 (complex pole filter) 를 구현할 수 있다. 캐스케이드 복소 Gm 셀을 사용하여 그보다 많은 폴들을 구현할 수도 있다. 이들 필터를 구비하는 무선 통신 수신기에 대해서도 설명한다.
본 명세서에서는 본 발명과 그 이점을 바이폴라 트랜지스터를 사용하는 회로와 관련하여 자세하게 설명한다. 그러나, 본 발명의 이점을 구현할 수 있도록 본 발명을 실시하기 위해서, 예를들어 MOS 등을 구비하는 임의의 활성소자도 사용할 수 있다.
본 발명은 다양한 신호들을 처리할 필요가 있는 무선 통신 장치 및 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 넓은 범위의 신호 레벨들에 대하여 높은 선형성을 갖고 낮은 동작 전압을 요구하는 무선 신호 증폭/필터링용 트랜스컨덕턴스 셀에 관한 것이다.
도 1 은 기본 트랜스컨덕턴스 셀의 개략도.
도 2 는 피드백 트랜스컨덕턴스 셀의 개략도.
도 3 은 가변이득 트랜스컨덕턴스 셀의 개략도.
도 4 는 본 발명의 일실시형태에 따른 실제 트랜스컨덕턴스 셀의 구현예을 나타내는 개략도.
도 5 는 본 발명의 일실시형태에 따른 공통 모드 피드백 회로의 개략도.
도 6 은 Gm 셀의 블록도.
도 7 은 가변 이득 Gm 셀을 나타내는 개략도.
도 8 은 실수 밴드패스필터의 주파수 응답을 나타내는 그래프.
도 9 는 실수 로우패스필터의 주파수 응답을 나타내는 그래프.
도 10 은 복소 밴드패스필터의 주파수 응답을 나타내는 그래프.
도 11 은 단일 복소 폴 필터를 나타내는 블록도.
도 12 는 캐스케이드 구조의 복소 7-폴 필터의 블록도.
도 13 은 복소 7-폴 필터의 AC 응답을 나타내는 도면.
도 14 는 본 발명의 일실시형태에 따른 통신 시스템을 나타내는 블록도.
본 발명의 일양태에 따르면, 본 발명은 낮은 공급전압에서 동작하고 높은 선형성을 갖는 트랜스컨덕턴스 셀에 관한 것이다. 이 셀은 차동 입력들과 차동 출력들에 대한 트랜스컨덕턴스 코어; 이 트랜스컨덕턴스 코어용 동작 전류를 제공하는 전류 소스들; 및 이 전류 소스들로 피드백되는 미러처리된 피드백 전류쌍을 발생시키며 트랜스컨덕티브 코어에 접속된 전류 미러 회로들을 구비한다.
다른 양태에 따르면, 차동 신호용의 복소 필터는 4 개 이상의 트랜스컨덕턴스 셀을 구비한다. 각각의 트랜스컨덕턴스 셀은 차동 입력들과 차동 출력들을 위한 트랜스컨덕턴스 코어, 그 트랜스컨덕턴스 코어용 동작 전류를 제공하는 전류 소스들, 이 전류 소스들로 피드백되는 미러처리된 피드백 전류쌍을 발생시키며 트랜스컨덕티브 코어에 접속되는 전류 미러 회로들; 트랜스컨덕턴스 코어의 동작점을 설정하는 바이어스 회로; 및 그 바이어스 회로에 인가되는 바이어스 신호를 발생시키는 공통모드 피드백회로를 구비한다. 제 1 컨덕턴스 셀은 제 1 차동 출력을 발생시키는 제 1 차동입력인 차동 신호를 가지며, 제 2 트랜스컨덕턴스 셀은 상기 차동신호와 90 °의 위상차를 갖는 제 2 차동 출력을 발생시키는 제 2 차동입력인 위상 시프트 차동 신호를 갖는다. 제 3 트랜스컨덕턴스 셀은 제 1 트랜스컨덕턴스 셀에 병렬로 접속되어 그와 함께 제 2 차동 출력에 응답하여 제 1 차동 출력을 발생시킨다. 마지막으로, 제 4 트랜스컨덕턴스 셀은 제 2 트랜스컨덕턴스셀과 병렬로 접속되어 그와 함께 제 1 차동 출력에 응답하여 제 2 차동 출력을 발생시킨다.
도 1 은 당해기술분야에서 공지된 트랜스컨덕턴스 셀을 나타낸다. 셀은 차동 입력 In+ 와 In- 에 연결되는 2 개의 트랜지스터 Q1, Q2 로 이루어진 트랜스컨덕턴스 코어를 구비한다. 디제너레이션 저항 (degeneration resister) Re 는 트랜지스터 Q1 과 Q2 의 에미터를 전류 소스 Io1 과 Io2 에 연결시킨다. 이 디제너레이션 저항은 셀의 3 차 인터셉트 포인트 IP 를 향상시킨다. 무선 통신장치 분야에서, 인입 신호는 무선 주파수 (RF) 또는 중간 주파수 (IF) 신호일 수 있다. 인입 신호는 입력 포트인 In+ 와 In- 에 차동 (평형) 전압 신호로서 존재한다. 차동 신호는 비반전 및 반전 신호로 이루어진다. 차동 전압 신호는 트랜지스터 Q1 과 Q2 를 사용하여 두 개의 차동 전류 Ic1 과 Ic2 로 변환 및 증폭된다. 증폭된 신호를 갖기 전에 전압 신호를 전류신호로 변환하고 이 신호를 증폭하는 장치를 트랜스컨덕턴스 셀이라고 한다. 저항 Rc1 과 Rc2 는 전류 정보를 전압 정보로 변환하기 위하여 그리고 그 정보를 출력 포트 Out- 와 Out+ 에서 비반전 및 반전 출력 신호로 이루어진 차동 출력 전압 신호로서 나타내기 위하여 사용한다.
도 2 는 당해기술분야에 공지된 개선된 트랜스 컨덕턴스 셀을 나타낸다. 트랜스컨덕턴스셀은 트랜지스터 Q1 과 Q2, 및 피드백 트랜지스터 Q7 과 Q8 을 구비한다. 디제너레이션 저항 Re 는 트랜지스터 Q1 과 Q2 의 에미터들을 결합시키며 도 1 의 경우에서와 같이 선형성을 향상시킨다. 또한, 이들 에미터는 입력 차동 트랜지스터 쌍 Q1 과 Q2 에 대한 전류 소스로서 동작하는 트랜지스터 Q3 와 Q4 의 컬렉터에 결합된다. 입력 포트 Vin+ 와 Vin- 에 존재하는 인입 전압 신호는 Q1 과 Q2 에 의해 형성된 차동 트랜지스터 쌍에 의해 2 개의 전류 Ic1 과 Ic2 로 변환 및 증폭된 후, 트랜지스터 Q7 과 Q8 의 베이스 사이에 존재하는 차동 전압 신호로 다시 변환된다. 이 전압은 트랜지스터 Q7 과 Q8 의 베이스-에미터 결합을 통하여 저항 Rb1 과 Rb2 에 존재하는 2 개의 전압으로 바뀐다. 저항 Rb1 과 Rb2 사이의 전압 신호들은 트랜지스터 Q3 와 Q4 의 베이스에 인가되며, 이들 베이스는 인가된 신호들을 입력 트랜지스터 Q1 과 Q2 의 에미터로 공급한다. 따라서, 이 회로는 피드백 경로를 포함하게 되어, 입력은 Q1 과 Q2 로 보내지고, Q7 과 Q8 을 통하여 Rb1 과 Rb2 로 보내지고, Q3 와 Q4 를 통하여 다시 Q1 과 Q2 로 보내진다. 이 증폭신호의 피드백은 트랜스컨덕턴스 셀의 선형성을 향상시킨다. 출력 신호는 트랜지스터 Q3 와 Q4 와 함께 Q5 와 Q6 를 통하여 상태가 변화되며, 이들 트랜지스터는 Rb1 과 Rb2 에서 전압을 검출하며, 출력 전류 정보를 2 개의 출력 전류 Ic5 와 Ic6 로 변환한다. 저항 Rc1 과 Rc2 는 출력 전류 정보를 출력 전압 정보로 변환하며, 그 정보를 출력 포트 Out+ 와 Out- 에서 비반전 및 반전 출력 신호로 이루어지는 차동 출력 전압 신호로서 출력한다.
상기 및 하기 도면에서 동일한 인용 부호는 동일한 구성요소를 가리킨다. 따라서, 예를들어, 도 1 과 도 2 의 트랜지스터 Q1 과 Q2 는 유사한 기능을 수행하는 구성요소이다.
도 3 은 이중이득 에미터결합 차동 가변이득 증폭기를 나타낸다. 이 회로에서, 디제너레이션 저항 Re1 을 갖는 입력 트랜지스터 쌍 Q1 과 Q2, 및 저항 Re2 를 갖는 트랜지스터 쌍 Q9 와 Q10 또한 도 1 에 나타낸 바와 같은 2 개의 트랜스컨덕턴스 코어로서 기능한다. 2 개의 코어 각각은 입력 신호를 차동 전류로 변환한다. 이득 선택 블록 Gs 는 트랜지스터 쌍 Q1 과 Q2 에 대한 전류 소스중 하나, 또는 트랜지스터 쌍 Q9 와 Q10 에 대한 전류 소스 I03 와 I04 중 하나를 활성화시킴으로써, 어떤 트랜스컨덕턴스 코어가 활성화상태가 될 지를 제어한다. 저항 Rc1 과 Rc2 는 출력 포트 Out+ 와 Out- 에서 비반전 및 반전 출력 신호로 이루어진 차동 출력 신호인 차동 출력 전압으로 차동 전류 정보 Ic1 과 Ic2 를 변환한다.
도 4 는 본 발명의 일실시형태에 따른 실제 트랜스컨덕턴스의 구현예를 나타내는 개략도이다. 이 구현예는 도 2 에 나타낸 종래 기술에 대하여 2 가지 이상의 특징을 갖는다. 첫째, 도 2 에서, 중간 전류 Ic1 과 Ic2 는 Rb1 과 Rb2 를 변조시키는 전압으로 변환되며; 도 4 의 새로운 트랜스컨덕턴스 셀은 전류에서 전압으로의 중간 변환이 없다. 신호를 전류 도메인에 전적으로 유지함으로써 보다 우수한 선형성을 제공한다. 둘째, 도 2 의 구조는 양의 전원과 접지 사이의 Q7 과 Q3 (회로가 바이폴라 트랜지스터 대신에 MOS 를 사용하여 구성되는 경우는 2 개의 게이트-소스 결합) 에 있는 2 개의 직렬 베이스-에미터 결합을 나타낸다. 도 4 는 이런 특성을 갖지 않으므로, 그것이 낮은 전원전압에서 사용될 수 있다.
도 4 를 참조하면, 디제너레이션 저항 Re 를 갖는 입력 차동 트랜지스터 쌍 Q1 과 Q2 는 입력 포트 Vin+ 과 Vin- 에 존재하는 입력 신호를 Ic1 과 Ic2 로 나타낸 차동 전류로 변환한다. 트랜지스터 쌍 M1-M3 와 M2-M4 는 각각 전류 Ic1 과 Ic2 로부터 미러처리된 피드백 전류 Ic12 와 Ic11 을 생성하며 그들은 각각의 전류 미러 트랜지스터 Q12 와 Q11 로 다시 공급한다. 그후, 피드백 전류 Ic12 와 Ic11 은 다이오드-결합 전류 미러 트랜지스터 쌍 Q12 와 Q11 에 의해 미러처리되어 트랜지스터 쌍 Q4 와 Q3 에 각각 공급된다. 이들 트랜지스터 Q4 와 Q3 는 입력 차동 트랜지스터 쌍에 대한 전류 소스와 같이 동작하며, 또한 트랜스컨덕턴스전류 Ic1 과 Ic2 에 대한 네거티브 피드백 트랜지스터로서 동작한다. 전류에서 전압으로의 중간 변환이 없는 네거티브 피드백은 트랜스컨덕턴스 셀의 선형성을 향상시킨다. 또한, 상술한 바와 같이, 도 4 의 회로는 불필요한 전압 강하를 일으키지 않는 직렬 베이스-에미터 결합을 구비하지 않는다. 도 4 에서는 Q3 에 단지 하나의 베이스-에미터 결합이 존재하며, 그 결과 낮은 공급 전압으로 동작할 수 있게 된다. 또한, 도 4 는 차동 동작점을 설정하는 트랜스컨덕턴스 코어용 바이어싱 회로를 나타낸다. 도면에 나타낸 바와 같이, 바이어스는 4 개의 동일한 전류를 가하는 M5 와 M6 에 의해 제공된다. 바이어스 트랜지스터 M5 와 M6 은 포트 Vbias 로부터 함께 바이어스된다. 트랜지스터 Q5 와 Q6 는 Ic5 와 Ic6 에 의해 나타낸 차동 전류를 검출하고, 이를 Ic5 와 Ic6 로 나타낸 차동 전류로 증폭한다. 저항 Rc1 과 Rc2 는 Ic5 와 Ic6 로 나타낸 차동 전류를 출력 포트 Out+ 와 Out- 에서 차동 전압으로 변환한다. Q5/Q11 과 Q6/Q12 의 에미터 영역비 뿐만 아니라 저항 Rc1 과 Rc2, 및 Re 는 필요한 이득값을 달성하도록 선택된다.
도 5 는 공통 모드 피드백 회로의 개략도이다. 이 회로는 도 4 에 나타낸 트랜스컨덕턴스 셀에 대한 바이어스 전압을 제공한다. 트랜지스터 Q13 과 Q14 로 나타낸 차동쌍은 포트 Vref 에 존재하는 기준 전압을 공통 모드 전압과 비교한다. 공통 모드 전압은, 저항 Rcm1 과 Rcm2를 통하여 접속되는 포트 Out+ 와 Out- 에 존재하는 2 개의 전압으로부터 획득한다. 저항들의 중간점은 신호 Out+ 와 Out- 의 평균 DC 전압과 동일한 공통모드 전압을 나타낸다. 공통 모드전압과 기준 전압 사이의 임의의 차이는 차동쌍에 의해 증폭되며 트랜지스터 M7 과 M8 로 나타낸 로드 (load) 로 전달된다. 비교 및 증폭 처리를 거친 바이어스 전압은 포트 Vbias 에 제공된다.
도 6 은 트랜스컨덕턴스 셀 (102) 과 공통 모드 피드백 회로 (104) 를 갖는 실시형태를 나타내는 Gm 셀 (100) 에 대한 블록도이다. 트랜스컨덕턴스 셀 (102) 의 출력 포트는 공통 모드 피드백 회로의 포트 Out+ 와 Out- 에 접속되며 공통 모드 피드백 회로의 Vbias 포트는 트랜스컨덕턴스 셀 (102) 의 Vbias 포트를 구동한다.
본 발명의 다른 실시형태를 도 7 에 나타내었다. 입력 차동쌍 트랜지스터 Q1/Q2 와 그들의 전류 소스 트랜지스터 Q3/Q4 및 디제너레이션 저항 Re1 이외에, 제 2 입력 차동쌍 Q9/Q10 은 Q1/Q2 와 병렬로 접속되며, 그것은 그 자체의 개별 전류 소스 트랜지스터 Q15/Q16 과 디제너레이션 저항 Re2 를 갖는다. 또한, 4 개의 스위치 S1, S2, S3, 및 S4 는 개별 전류 소스 트랜지스터 Q3, Q4, Q15, 및 Q16 의 에미터들에 배치된다. 이들 스위치는 이득 선택 블록 GS 에 의해 쌍으로 제어되며; 일반적으로 S1 과 S2 각각은 S3 와 S4 가 열려있는 동안 닫혀있고, 또는 S3 와 S4 는 S1 과 S2 가 열려 있는 동안 닫혀있게 된다. 닫힌 스위치들에 접속된 전류 소스 트랜지스터가 인에이블상태인 동안, 열린 스위치들에 접속된 스위치들은 디스에이블 상태이다. 차례로, 이들은 대응하는 차동쌍 (differential pair) 들을 인에이블하거나 디스에이블한다. Re1 과 Re2, 및/또는 Q15/Q16 에 대한 전류 소스 트랜지스터 Q3/Q4 에 대한 차동 에미터 영역을 선택함으로써, 2 개의 서로 다른 이득을 구현할 수 있다. 따라서, 이득 선택 블럭은 전체 Gm 셀의 이득을 저하하도록 스위치들을 개폐한다. 이 셀의 이득은 변화하기 때문에, 셀은 가변이득 Gm 셀이라 한다.
Gm 셀에 대한 상기 2 개의 실시형태는, 저전력, 저전압 무선 수신기의 중간 주파수 (IF) 처리 스테이지의 구성에 사용할 수 있다. 전력 소모를 줄이기 위해서는, 가능한 낮은 IF 를 선택하는 것이 이롭다. IF 내부의 회로는 이런 저주파수에서 동작하며, 일반적으로 저주파수로 동작하는 회로는 고주파수로 동작하는 회로보다 낮은 전력을 사용한다. 발명의 배경부에서 언급한 바와 같이, 신호 필터링은 IF 처리스테이지의 필수 구성요소이다. 이런 필터링을 수행하는 회로는 밴드패스 주파수 응답을 구현하며, 이는 희망 신호 주파수에 중심을 갖는 주파수 대역을 통과시키며 이 대역 바깥의 주파수들은 감쇠시킴으로써, 희망 신호를 선택할 수 있다. 희망 신호가 인페이스 (I) 및 쿼드러쳐 (Q) 성분을 갖는 무선 수신기에서는, 로우 IF 수신기 (low-IF receiver) 가 다음의 문제점들을 갖게 된다. 도 8 은 1 MHz 의 3dB 대역폭과 전달함수
-----(1)
(여기서, s 는 신호의 복소 주파수이고, wo= 2π·1MHz 이다)
를 갖는 밴드패스필터의 크기와 위상 응답을 나타낸다. 이 필터는 1 MHz 의 IF 를 갖는 시스템에서 유용하며; 그것은 1MHz 에 중심을 갖는 주파수 대역을 통과시킨다. 그러나, 그것은 -1MHz 에 중심을 갖는 대역도 통과시킨다.IF 로부터 단지 2MHz 이격되어 있기 때문에, 이 대역은 간섭신호를 포함할 수 있으며, 이 신호는 감쇠없이 필터를 통과한다. 양 및 음의 주파수에서 대칭하는 응답 (주파수 반전) 을 갖는 실수 필터 대신에, 로우 IF 무선 수신기는 단지 양의 IF 주파수만을 통과시키는 복소 밴드패스 필터를 필요로 한다. 이런 필터는 로우패스필터 전달함수
-----(2)
(이는 w0= 2π·500kHz 에 대하여 도 9 에 그래프로 나타내었다)
로 시작하여 구성한다.
jw -> jw-jwc변환 -----(3)
(여기서 wc= 2π·1MHz 이며 새로운 응답의 중심 주파수이다)
을 적용하여 도 10 에 나타낸 전달 함수
-----(4)
를 얻게 된다. HLPC(s) 는 희망 주파수 응답을 갖고; 대역폭은 1MHz에 중심을 갖고 1 MHz 이며, -1MHz 에서의 간섭 신호는 3MHz 에서와 동일한 양만큼 감쇠한다. 도 9 를 도 10 과 비교할 때, 로우패스 응답은 0Hz (실수 필터) 의 중심 주파수로부터 1 MHz (복소 필터) 로 단순하게 시프팅되었다.
전달 함수 (4) 는 복소 입력 신호 x = xR+jxc이고, 대응 복소 출력 신호 y는, HLPC(s) = y/x 이라고 가정한다. 이 원리의 실제 구현예를 도 11 에 나타낸다. 이 구현예는 본 발명을 사용하는 복소 필터 스테이지 (200; complex filter stage) 으로서, 여기서는 4 개의 Gm 셀 (202) 이 피드백 구조와 결합된다. 복소 신호는 I 및 Q 포트에 차동 전압, 즉 I 경로에 대한 In_I+ 와 In_I-, 및 Q 경로에 대한 In_Q+ 와 In_Q- 로서 존재한다. Gm1 으로 표지한 2 개의 Gm 셀은 이들 입력 전압을 출력 포트에 접속된 캐패시터 C2, I 경로에 대한 Out_I+ 와 Out_I-, 및 Q 경로에 대한 Out_Q+ 와 Out_Q- 으로 가한다. Gm2 로 표지한 2 개의 Gm 셀은 캐패시터 C2 를 구동하지만, 그들의 입력은 반대 경로의 출력으로부터 나오며; I 경로의 캐패시터 C2 를 구동하는 Gm2 셀은 그자체가 Q 경로 출력에 의해 구동되며, Q 경로의 캐패시터 C2를 구동하는 Gm2 셀에서는 그 역이 된다. 또한, I 경로를 구동하는 Gm2 셀의 입력에서는 위상반전을 가지며; Out_Q- 는 이 Gm2 의 포지티브 입력 포트를 구동하며, Out_Q+ 는 네거티브 입력 포트를 구동한다. Q 경로를 구동하는 Gm2 셀의 입력에는 위상 반전이 적용되지 않는다. 출력 포트 전압에 대한 식은
----- (5)
----- (6)
(여기서, C 는 C2 캐패시터의 값이고, R 은 컬렉터 저항값 (도 4 의 Rc1 과 Rc2) 이며, g1과 g2는 각각 Gm1 과 Gm2 셀의 구현된 트랜스컨덕턴스값이다. vIin=1 이고 vQin=j 인 경우 (즉, 일반적인 경우로서 Q 입력이 I 입력보다 90。 만큼 앞서는 경우), g1, g2, R 및 C 파라미터를 적절히 선택함으로써, νQout전달함수가 도 10 과 같이 나타내진다. νQout전달함수는 νIout의 전달함수와 동일하며, 단지 그 위상만이 νIout보다 90。 만큼 앞서게 된다.
일반적으로, 실제 로우 IF 무선 수신기는, 희망 신호의 복조 이전에 간섭 신호가 감쇠되도록 하는 하나 이상의 필터링 스테이지를 필요로 한다. 도 12 는 7 개의 캐스케이드 복소 필터 스테이지 (302) 를 갖는 멀티스테이지 복소 필터 (300) 의 실시형태를 나타낸다. 하나의 스테이지의 Out_I+ 와 Out_I- 출력 포트는 다음 스테이지의 In_I+ 와 In_I- 입력 포트에 접속된다. I 및 Q 경로 입력에 대한 I 경로 필터 출력 응답의 예시적인 그래프를 도 13 에 나타내었다. 이 그래프에서, 복소 필터스테이지 파라미터들은 사용한 전달 함수가 2 개의 표준 필터; 즉 1MHz 의 (복소) 중심 주파수와 500kHz 의 3dB 주파수를 갖는 3-폴 버터워스 필터 (Butterworth filter), 및 동일한 중심과 3dB 주파수를 갖는 4-폴 버터워스 필터의 캐스케이드가 되도록 선택된다. 다수의 폴 이외에, 일반적으로 실제 로우 IF 수신기는 희망 신호의 전력을 용이하게 검출할 수 있는 레벨로 증가시키는 증폭을 필요로 한다. 도 12 의 실시형태는 필터 폴들 사이의 적절한 지점에 도 7 의 가변 이득 증폭기를 배치함으로써 이런 증폭을 제공할 수 있다.
마지막으로, 도 14 는 본 발명의 실시형태에 따른 하나의 통신 시스템 (400) 을 나타내는 블록도이다 이 실시형태에서, 인입 무선 주파수 (RF) 신호는 안테나에 의해 수신되고 저잡음 증폭기 (LNA) 에 의해서 증폭된다. 평형 믹서Mixer_I 와 Mixer_Q (balanced mixer) 는 국부 전압 제어 발진기 (VCO) 로부터의 신호를 사용하여, LNA 로부터의 신호와 합성한다. Mixer_I 와 VCO 사이에는 90。 위상 시프터 PhS 가 개재되고 따라서 2 개의 믹서들은 2 개의 쿼드러쳐 VCO 신호에 의해 동작하게 된다. 믹서 In_I 와 In_Q 로부터의 합성된 출력신호는, 원하지 않는 신호를 필터링하며 포트 Out_I 와 Out_Q 에 출력 신호를 제공하는 복소 필터 스테이지 (402) 에 공급된다 (그리고, 가변 이득 증폭기로 희망 신호를 증폭하는 것도 가능하다).

Claims (15)

  1. 고선형성을 갖는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀에 있어서,
    차동 입력들과 차동 출력들에 대한 트랜스컨덕턴스 코어;
    트랜스컨덕턴스 코어용 동작 전류를 제공하는 전류 소스; 및
    전류 소스들로 피드백되는 미러처리된 피드백 전류의 쌍을 발생시키며 트랜스컨덕턴스 코어에 접속된 전류 미러 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  2. 제 1 항에 있어서,
    트랜스 컨덕턴스 코어의 동작점을 설정하는 바이어스 회로; 및 트랜스컨덕턴스 코어의 출력에 접속되어 바이어스 회로에 인가될 바이어스 신호를 발생시키는 공통 모드 피드백 회로를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  3. 제 2 항에 있어서,
    공통 모드 피드백 회로는 차동 출력들을 평균하는 평균 회로; 및 차동 출력들의 평균을 기준값과 비교하여 바이어스 신호를 발생시키는 비교 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  4. 제 3 항에 있어서,
    각각 다른 이득 세팅을 갖는 복수의 트랜스컨덕턴스 코어; 및 복수의 트랜스컨덕턴스 코어중 하나를 선택하는 이득 선택 메카니즘을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  5. 고선형성을 갖는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀에 있어서,
    비반전 입력과 비반전 출력을 갖는 비반전 섹션, 및 반전 입력과 반전 출력을 갖는 반전 섹션을 구비하는 차동 증폭기 스테이지;
    비반전 섹션과 반전 섹션을 통하여 전류를 각각 발생시키는 제 1 및 제 2 전류 소스; 및
    비반전 및 반전 섹션에 각각 접속되며, 비반전 섹션의 전류를 검출하여 제 2 전류 소스로 피드백되는 제 1 미러 전류를 발생시키는 제 1 전류 미러 회로; 및 반전 섹션의 전류를 검출하여 제 1 전류 소스로 피드백되는 제 2 미러 전류를 발생시키는 제 2 전류 미러 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  6. 제 5 항에 있어서,
    차동 증폭기 스테이지의 동작점을 설정하는 바이어스회로; 및 바이어스 회로에 인가되는 바이어스 신호를 발생시키는 공통모드 피드백 회로를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  7. 제 6 항에 있어서,
    공통 모드 피드백 회로는 비반전 및 반전 출력을 평균하는 평균회로; 및 비반전 및 반전 출력의 평균을 기준값과 비교하여 바이어스 신호를 발생시키는 비교회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  8. 제 5 항에 있어서,
    차동 증폭기 스테이지는 2 개의 트랜시스터의 트랜스컨덕턴스 코어; 및 트랜지스터를 사이에 접속된 디제너레이션 저항을 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  9. 제 8 항에 있어서,
    차동 증폭기 스테이지는 각각 서로 다른 이득 세팅을 갖는 2 개 이상의 트랜스컨덕턴스 코어를 갖고, 저전압 트랜스컨덕턴스 셀은 복수의 트랜스컨덕턴스 코어중 하나를 선택하는 이득 선택 메카니즘을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  10. 제 5 항에 있어서,
    제 1 및 제 2 전류 미러 회로는 각각 전원과 차동 증폭기 스테이지의 개별 섹션사이에 접속된 트랜지스터 쌍을 구비하는 것을 특징으로 하는 저전압 트랜스컨덕턴스 셀.
  11. 차동 신호용 복소 필터에 있어서,
    트랜스컨덕턴스 코어에 대한 동작 전류를 제공하는 전류 소스; 전류 소스에 피드백되는 미러처리된 피드백 전류쌍을 발생시키는 전류 미러 회로; 및 트랜스 컨덕턴스 코어의 동작점을 설정하는 바이어스 회로와 바이어스 회로에 인가할 바이어스 신호를 발생시키는 공통 모드 피드백 회로를 구비하며, 각각 차동 입력들과 차동 출력들에 대한 트랜스컨덕턴스 코어를 갖는 4 개 이상의 트랜스컨덕턴스 셀;
    제 1 차동 입력인 차동 신호를 갖고 제 1 차동 출력을 발생시키는 제 1 트랜스컨덕턴스 셀;
    제 2 차동 입력인 차동 신호와 90。 의 위상차를 갖는 위상 시프트된 차동 신호를 가지며 제 2 차동 출력을 발생시키는 제 2 트랜스 컨덕턴스 셀;
    제 1 트랜스컨덕턴스 셀과 병렬로 접속되며, 그것과 공동으로 제 2 차동 출력에 응답하여 제 1 차동 출력을 발생시키는 제 3 트랜스컨덕턴스 셀; 및
    제 2 트랜스컨덕턴스 셀과 병렬로 접속되며, 그것과 공동으로 제 1 차동 출력에 응답하여 제 2 차동 출력을 발생시키는 제 4 트랜스컨덕턴스 셀을 구비하는 것을 특징으로 하는 차동 신호용 복소 필터.
  12. 제 11 항에 있어서,
    제 2 차동 출력들이 역전된 위상으로 제 3 트랜스컨덕턴스 셀에 인가되어,그것과 함께 위상 역전된 제 2 차동 출력에 응답하여 제 1 차동 출력을 발생시키는 것을 특징으로 하는 차동 신호용 복소 필터.
  13. 제 12 항에 있어서,
    제 1 및 제 2 트랜스컨덕턴스 셀의 출력에 제공되어 복소 폴들의 주파수 위치를 설정하는 캐패시터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 복소 필터.
  14. 고주파 무선 신호 수신용 무선 수신기에 있어서,
    수신 무선 신호를 증폭하는 증폭기;
    하나가 다른 하나에 대하여 90。 의 위상차를 갖는 2 개의 국부 주파수 신호를 발생시키는 국부 주파수 발진기;
    수신 무선 신호를 2 개의 국부 주파수 신호와 합성하여 제 1 및 제 2 필터 입력을 발생시키는 믹서;
    제 1 및 제 2 필터 입력을 필터링하여 제 1 및 제 2 필터링된 출력을 발생시키는 복소 필터를 구비하며,
    복소 필터는 4 개 이상의 트랜스컨덕턴스 셀을 구비하고,
    2 개의 트랜스컨덕턴스 셀은 제 1 필터 출력과 제 2 필터링된 출력 양쪽에 응답하여 제 1 필터링된 출력을 발생시키며,
    다른 2 개의 트랜스컨덕턴스 셀은 제 2 필터 입력과 제 1 필터링된 출력 양쪽에 응답하여 제 2 필터링된 출력을 발생시키는 것을 특징으로 하는 고주파수 무선 신호 수신용 무선 수신기.
  15. 제 14 항에 있어서,
    각각 4 개 이상의 트랜스컨덕턴스 셀을 구비하고, 제 1 및 제 2 필터 입력을 필터링하여 제 1 및 제 2 필터링된 출력을 발생시키도록 캐스캐이드형으로 접속된 복수의 복소 필터; 및
    복수의 이득 세팅중의 하나를 선택하기 위하여, 복소 필터들중 임의의 2 개 사이에 접속된 하나 이상의 가변 이득 트랜스컨덕턴스 셀을 구비하는 고주파 무선 신호 수신용 무선 수신기.
KR1020027010276A 2000-02-09 2001-02-09 저전압 트랜스컨덕턴스 필터 KR20030009357A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CA2,298,310 2000-02-09
CA002298310A CA2298310C (en) 2000-02-09 2000-02-09 Low-voltage transconductance amplifier/filters

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20030009357A true KR20030009357A (ko) 2003-01-29

Family

ID=4165285

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020027010276A KR20030009357A (ko) 2000-02-09 2001-02-09 저전압 트랜스컨덕턴스 필터

Country Status (9)

Country Link
US (1) US6704560B1 (ko)
EP (2) EP1256165B1 (ko)
JP (1) JP2003523124A (ko)
KR (1) KR20030009357A (ko)
AT (2) ATE302502T1 (ko)
CA (1) CA2298310C (ko)
DE (2) DE60139814D1 (ko)
DK (1) DK1256165T3 (ko)
WO (1) WO2001059925A1 (ko)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000164723A (ja) * 1998-11-30 2000-06-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｌｓｉ動作保証設計システム
FR2818466B1 (fr) * 2000-12-15 2003-04-04 St Microelectronics Sa Amplificateur a entree et sortie differentielles a gain variable
US6865382B2 (en) * 2002-01-07 2005-03-08 Broadcom Corp. Mixer having low noise, controllable gain, and/or low supply voltage operation
US7031690B2 (en) * 2002-03-29 2006-04-18 Agere Systems Inc. Polyphase filter with low-pass response
US7310386B2 (en) * 2002-04-25 2007-12-18 Broadcom Corporation Radio receiver utilizing a single analog to digital converter
US7002403B2 (en) * 2002-09-13 2006-02-21 Broadcom Corporation Transconductance/C complex band-pass filter
EP1424773B1 (en) * 2002-11-28 2007-01-24 STMicroelectronics S.r.l. Circuit device for realising a non-linear reactive elements scale network
US6917252B1 (en) * 2003-04-28 2005-07-12 Adam S. Wyszynski Fully integrated automatically-tuned RF and IF active bandpass filters
US7180369B1 (en) * 2003-05-15 2007-02-20 Marvell International Ltd. Baseband filter start-up circuit
US7164311B2 (en) * 2004-09-30 2007-01-16 Silicon Laboratories Inc. Method and apparatus for tuning GMC filter
US7113016B2 (en) * 2004-12-11 2006-09-26 Muchip Co., Ltd Device for DC offset cancellation
US7215200B1 (en) * 2005-04-28 2007-05-08 Linear Technology Corporation High-linearity differential amplifier with flexible common-mode range
WO2007004432A1 (ja) * 2005-07-05 2007-01-11 Nec Corporation 電流変換方法、トランスコンダクタンスアンプおよびこれを用いたフィルタ回路
JP2007043289A (ja) * 2005-08-01 2007-02-15 Toshiba Corp 増幅回路とこれを用いたフィルタ及び無線通信装置
US20070103235A1 (en) * 2005-11-04 2007-05-10 Motorola, Inc. Inductorless broadband RF low noise amplifier
US7242334B2 (en) * 2005-12-09 2007-07-10 Sirific Wireless Corporation Wireless receiver circuit with merged ADC and filter
EP1843464B1 (en) * 2006-04-04 2012-10-17 Dialog Semiconductor GmbH Voltage-to-current converter
JP4246222B2 (ja) * 2006-07-18 2009-04-02 シャープ株式会社 キャリア検出回路、それを備えた赤外線信号処理回路、ならびにキャリア検出回路の制御方法
JP4283301B2 (ja) * 2006-11-15 2009-06-24 シャープ株式会社 バンドパスフィルタ回路、バンドエリミネートフィルタ回路、並びに赤外線信号処理回路
JP4290721B2 (ja) * 2006-11-15 2009-07-08 シャープ株式会社 バンドパスフィルタ回路、並びに赤外線信号処理回路
GB0623653D0 (en) * 2006-11-27 2007-01-03 Innovision Res & Tech Plc Near field RF communicators and near field RF communications enabled devices
CN101615894B (zh) * 2008-06-27 2013-06-19 深圳赛意法微电子有限公司 可调线性运算跨导放大器
KR20100078231A (ko) * 2008-12-30 2010-07-08 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템의 참조 귀환 회로를 이용한 필터링 장치 및 방법
JP2016219887A (ja) * 2015-05-14 2016-12-22 国立大学法人東京工業大学 電圧制御発振器およびａｄ変換器
WO2018050221A1 (en) * 2016-09-14 2018-03-22 Huawei Technologies Co., Ltd. Filter circuit with programmable gain and frequency response
US10498300B2 (en) * 2017-07-17 2019-12-03 Power Integrations, Inc. Voltage-to-current transconductance operational amplifier with adaptive biasing
US10511269B2 (en) * 2017-09-25 2019-12-17 Texas Instruments Incorporated Voltage-to-current converters
US10826570B2 (en) 2018-05-31 2020-11-03 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for multi-antenna communications
US11038471B2 (en) 2018-11-20 2021-06-15 Skyworks Solutions, Inc. Envelope tracking system with modeling of a power amplifier supply voltage filter
US11082021B2 (en) 2019-03-06 2021-08-03 Skyworks Solutions, Inc. Advanced gain shaping for envelope tracking power amplifiers
US11387797B2 (en) 2019-03-15 2022-07-12 Skyworks Solutions, Inc. Envelope tracking systems for power amplifiers
US11374538B2 (en) 2019-04-09 2022-06-28 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for envelope tracking
US11303255B2 (en) 2019-07-22 2022-04-12 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for adaptive power amplifier biasing
US11444576B2 (en) 2019-09-27 2022-09-13 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifier bias modulation for multi-level supply envelope tracking
US11223323B2 (en) 2019-09-27 2022-01-11 Skyworks Solutions, Inc. Multi-level envelope tracking systems with separate DC and AC paths
DE112020004068T5 (de) 2019-09-27 2022-05-19 Skyworks Solutions, Inc. Systeme zur einhüllendennachverfolgung auf mehreren niveaus mit angepassten spannungsschritten
US11223324B2 (en) 2019-09-27 2022-01-11 Skyworks Solutions, Inc. Multi-level envelope tracking with analog interface
US11088665B2 (en) 2019-10-02 2021-08-10 Analog Devices, Inc. Linear broadband transconductance amplifier
US11482975B2 (en) 2020-06-05 2022-10-25 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifiers with adaptive bias for envelope tracking applications
US11855595B2 (en) 2020-06-05 2023-12-26 Skyworks Solutions, Inc. Composite cascode power amplifiers for envelope tracking applications

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62227204A (ja) 1986-03-28 1987-10-06 Nec Corp 差動増幅器
KR0151379B1 (ko) * 1989-04-21 1999-09-01 프레데릭 얀 스미스 동조 가능한 공진 증폭기, 주파수 합성회로 및 슈퍼헤테로다인 fm 수신기
US5212458A (en) 1991-09-23 1993-05-18 Triquint Semiconductor, Inc. Current mirror compensation circuit
EP0616423B1 (en) 1993-03-16 1997-12-03 Alcatel Differential pair arrangement
US5444414A (en) 1993-05-28 1995-08-22 National Semiconductor Corporation Low voltage filter transconductance cell
EP0639889B1 (en) 1993-08-19 1999-09-15 Advanced Micro Devices, Inc. Low voltage fully differential operational amplifiers
US5442318A (en) * 1993-10-15 1995-08-15 Hewlett Packard Corporation Gain enhancement technique for operational amplifiers
US5451898A (en) * 1993-11-12 1995-09-19 Rambus, Inc. Bias circuit and differential amplifier having stabilized output swing
US5451901A (en) 1994-07-01 1995-09-19 Cirrus Logic Inc. Transconductance amplifiers and exponential variable gain amplifiers using the same
JPH1051248A (ja) * 1996-07-31 1998-02-20 Mitsumi Electric Co Ltd 差動増幅回路

Also Published As

Publication number Publication date
EP1583231A1 (en) 2005-10-05
DE60112724T2 (de) 2006-06-29
ATE441973T1 (de) 2009-09-15
EP1256165B1 (en) 2005-08-17
CA2298310C (en) 2003-07-29
JP2003523124A (ja) 2003-07-29
ATE302502T1 (de) 2005-09-15
DE60139814D1 (de) 2009-10-15
EP1583231B1 (en) 2009-09-02
WO2001059925A1 (en) 2001-08-16
CA2298310A1 (en) 2001-08-09
US6704560B1 (en) 2004-03-09
DE60112724D1 (de) 2005-09-22
DK1256165T3 (da) 2005-10-24
EP1256165A1 (en) 2002-11-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20030009357A (ko) 저전압 트랜스컨덕턴스 필터
KR101165485B1 (ko) 균형 혼합기를 사용하는 장비 일체
US5630228A (en) Double balanced mixer circuit with active filter load for a portable comunication receiver
US6975171B2 (en) Balanced amplifier and filter using the same
US4559502A (en) Multi-stage amplifier with capacitive nesting for frequency compensation
KR101127461B1 (ko) 고도의 선형 가변이득 증폭기
US20070164826A1 (en) Gain controllable low noise amplifier and wireless communication receiver having the same
EP3050211A1 (en) Baseband processing circuitry
JP2019041155A (ja) Ｏｔａ回路及びフィルタ
US6680627B2 (en) Balanced transconductor and electronic device
JP2011250084A (ja) ジャイレータ回路、広帯域増幅器及び無線通信装置
US9008604B1 (en) Mixer with linearized input
JP2008124647A (ja) 増幅器およびそれを搭載した通信システム
US7860468B2 (en) Programmable variable gain amplifier and RF receiver including the same
GB2436651A (en) Variable gain low noise amplifier
JP2014060620A (ja) コンプレックスバンドパスフィルタ
CN101442325B (zh) 具有带通滤波功能的放大器
Gambhir et al. A low power 1.3 GHz dual-path current mode Gm-C filter
JP4271330B2 (ja) ミキサ回路
JP3917571B2 (ja) 差動回路とそれを用いたトランスコンダクタ
JP3962011B2 (ja) 増幅回路
Tanthong et al. Electronically Tunable Three-Input Single-Output Fully Differential Universal Filter Employing Commercially Available ICs
JP2004512766A (ja) 妨害信号存在時により広いダイナミックレンジを有する能動連続時間フィルタ
CN118646430A (zh) 射频接收电路、接收机和电子设备
Lee et al. A low-voltage BiCMOS transconductor with improved linearity for VHF transconductance-C filters

Legal Events

Date Code Title Description
N231 Notification of change of applicant
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid