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Die
Erfindung gehört
zum Bereich der Funk-Kommunikationsgeräte und Systeme,
in denen eine große Vielfalt
von Signalen zu bearbeiten ist. Sie betrifft insbesondere Transkonduktanz-Zellen
oder Transkonduktanz-Filter
zum Verstärken/Filtern
von Funksignalen, in denen die Zellen oder Filter eine hohe Linearität über einen
weiten Bereich von Signalpegeln aufweisen und dennoch eine niedrige
Betriebsspannung erfordern.
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Hintergrund
der Erfindung
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In
typischen Anwendungen muss ein Funkempfänger über einen weiten Bereich von
Signalpegeln sowie bei großen
Störsignalen
arbeiten. Die Störsignale
gehen von Benutzern in angrenzenden Kanälen sowie von Übertragungsquellen
aus, die in der Frequenz relativ weit versetzt sein können, aber
eine große Übertragungsleistung
aufweisen. Liegen zwei Störsignale
bei den Frequenzen f1 und f2 (wobei f1 und f2 nahe an der gewünschten
Signalfrequenz liegen) vor, dann erzeugen sie wegen der Verstärker-Nichtlinearität Zwischenmodulationsprodukte
bei Frequenzen 2 f2–f1
und 2 f1–f2.
Diese können
auf Frequenzen fallen, die nahe bei der gewünschten Signalfrequenz liegen.
Die resultierende Störung
erzeugt eine messbare Verschlechterung der Bitfehlerrate (BER) in
digitalen Kommunikationssystemen.
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Die
Fähigkeit
von Schaltkreisen, große
Signale zu verarbeiten, kann durch den Schnittpunkt dritter Ordnung
(IP3) gekennzeichnet werden, der ein Maß für die Schaltkreislinearität ist. In
den meisten Empfängern sind
Signalfilterungsschaltkreise und Steuerungsschaltkreise mit variabler
Verstärkung
wesentliche Teile der Signalverarbeitung, um die übertragenen
Informationen zu dekodieren. Diese Schaltkreise verwenden als Bausteine
oft Transkonduktanz-Verstärker/Filter,
da sie die Anforderungen gut erfüllen.
Die Transkonduktanz-Verstärker/Filter
haben die Konfiguration von Differenzverstärkern und werden auch einfach
als Differenzverstärker
bezeichnet.
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Die
folgenden Beiträge
beschreiben ausführlich
die Anforderungen an Funk-Kommunikationsempfänger und weisen auf einige
Entwurfsgrundlagen von Transkonduktanz-Verstärkern/Filtern hin.
- [1]
J. Fenk und P. Sehrig: „Low-noise,
low-voltage, low-power
IF gain controlled amplifiers for wireless communications" in Analog Circuit
Design, J.H. Huijsing u.a. (Herausg.), Kluwer Academic Publishers
1996, S. 27–44.
- [2] J. Crois, M. Steyart: „Low-IF
Topologies for High-Performance
Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers", „IEEE
Transactions on circuits and systems-II.-Analog and digital signal processing", Bd. 45, Nr. 3,
März 1998,
S. 269–282.
Es
gibt jedoch eine weitere Anforderung an diese Signalfilter- und
Steuerungsschaltkreise mit variabler Verstärkung, die darin besteht, dass
sie bei einer sehr geringen Spannung betrieben werden müssen.
Ein
nachfolgender Beitrag beschreibt Kaskaden-Stromspiegelschaltkreise, die einen
Niederspannungsbetrieb von Transkonduktanzverstärkern erlauben.
- [3] P.J. Crawley, G.W. Roberts: "Designing Operational Transconductance
Amplifiers for Low Voltage Operation", „IEEE
International Symposium on Circuits and Systems", Chicago, Illinois, Mai 1993, S. 1455–1458.
S.D.
Willingham u.a., „BICMOS
Components for Video-Rate Continuous-Time Filters", Proceedings of
the International Symposium on Circuits and Systems (ISCAS), USA,
New York, IEEE, Konf.-Bd. 25, 10. Mai 1992, S. 2691–2694, MP000338783
ISBN 0-7803-0593-0, offenbart einen Niederspannungs-Transkonduktanzfilter, der
eine hohe Linearität
aufweist, mit einer Transkonduktanzzelle zum Verstärken und
Filtern ankommender Signale und zur Ausgabe von Differenzsignalen,
wobei die Transkonduktanzzelle aufweist: einen Transkonduktanzkern
für eine
Differenzverstärkung
an den ankommenden Signalen und einen Voreinstellungsschaltkreis,
um mit einer Eingabe des Voreinstellungssignals einen Arbeitspunkt
des Transkonduktanzkerns festzulegen, sowie einen Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis
zum Erzeugen des Voreinstellungssignals mit Eingaben der ausgegebenen
Differenzsignale sowie eines Bezugssignals.
J. Haspelagh, W.
Sansen: „Design
techniques for fully differential amplifiers", 1988, Custom Integrated Circuits Conference,
offenbart eine Transkonduktanzzelle, die einen Transkonduktanzkern
und einen Voreinstellungsschaltkreis sowie einen Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis
aufweist.
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Die
folgenden US-Patentschriften beschreiben eine Anzahl von Transkonduktanzverstärkern: US-Patentschrift
Nr. 5,444,414, 22. Aug. 1995, Delano, US-Patentschrift Nr. 5,451,901,
19. Sept. 1995, Welland und US-Patentschrift Nr. 5,844,442, 1. Dez.
1998, Brehmer.
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Ungeachtet
des oben erwähnten
Standes der Technik gibt es einen dringenden Bedarf an einem Transkonduktanz-Verstärker/Filter,
der bei einer niedrigen Speisespannung arbeiten kann und dennoch
eine hohe Linearität
aufweist. Einige Ausführungsformen
der Erfindung enthalten einen Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis, der
zum Voreinstellen des Transkonduktanzverstärkers verwendet wird, und/oder
einen Schaltkreis mit variabler Verstärkung, um den Betrieb bei unterschiedlichen
Verstärkungseinstellungen
zu ermöglichen.
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In
noch einer weiteren Ausführungsform
enthält
eine komplexe Filterzelle vier Gm-Transkonduktanzzellen, um ein
komplexes Polfilter zu realisieren. Unter Verwendung in Kaskade
geschalteter komplexer Gm-Zellen können mehr Pole realisiert werden.
Es wird auch ein Funk-Kommunikationsempfänger unter
Einschluss solcher Filter beschrieben.
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Die
Beschreibung stellt die Erfindung und ihre Vorzüge vollständig in Verbindung mit Schaltkreisen
dar, welche Bipolartransitoren nutzen. Es sollte jedoch angemerkt
werden, dass beliebige aktive Bauelemente, die z.B. MOS usw. enthalten,
zum Ausführen
der vorliegenden Erfindung verwendet werden können, um die Vorzüge zu realisieren.
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Kurzdarstellung
der Erfindung
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Ausbildungen
der Erfindung werden in den angefügten Ansprüchen dargelegt.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
arbeitet eine Transkonduktanzzelle oder ein Transkonduktanzfilter
bei einer geringen Versorgungsspannung und weist eine hohe Linearität auf. Die
Zelle umfasst (A) eine Transkonduktanzzelle 102 zum Verstärken und
Filtern ankommender Signale und zur Ausgabe von Differenzsignalen,
wobei die Transkonduktanzzelle (a) einen Transkonduktanzkern Q1,
Q2 für
eine Differenzverstärkung
an den ankommenden Signalen und (b) einen Voreinstellungsschaltkreis
M5, M6 zum Festlegen eines Arbeitspunktes des Transkonduktanzkerns
mit einer Eingabe eines Voreinstellungssignals aufweist, und (B)
einen Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis 104 zum
Erzeugen des Voreinstellungssignals mit Eingaben der ausgegebenen
Differenzsignale und eines Bezugssignals.
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Vorzugsweise
ist der Transkonduktanzkern Q1, Q2 ein Differenzverstärker, der
mit zwei Transistoren aufgebaut ist, und die zwei Transistoren sind
durch einen Widerstand emittergekoppelt.
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Ferner
kann die Transkonduktanzzelle außerdem umfassen: (a) erste
und zweite Rückkopplungsstromquellen
M1–M3,
M2–M4
zum Erzeugen von Rückkopplungsströmen Ic11,
Ic12, die zu den Transkonduktanzströmen Ic1, Ic2 der Transistoren
des Transkonduktanzkerns Q1, Q2 gespiegelt sind; (b) erste und zweite Negativ-Rückkopplungsschaltkreise
Q11, Q12, Q3, Q4, durch welche die Rückkopplungsströme Ic11,
Ic12 für den
Transkonduktanzstrom Ic1, Ic2 negativ eingespeist werden, so dass
eine Linearität
der Transkonduktanzzelle ohne eine dazwischen liegende Wandlung
von Strom zu Spannung verbessert wird; (c) ein Transistorpaar Q5,
Q6 zum Abtasten und Verstärken
der Differenzströme
Ic5, Ic6 für
die ankommenden Signale; und (d) ein Paar von Widerständen Rc1,
Rc2 zum Umwandeln der Differenzströme in Differenzsignale.
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Der
Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis
weist auf: (a) ein Mittel Rcm1, Rcm2, um aus den Differenzsignalen
eine mittlere Gleichspannung zu erhalten; (b) einen Differenzverstärker Q13,
Q14 für
den Vergleich der mittleren Gleichspannung und des Bezugssignals;
und (c) eine Last M7, M8 zum Erzeugen der Voreinstellung aus dem
Vergleich des Differenzverstärkers
Q13, Q14.
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Das
Mittel zum Erhalten der mittleren Gleichspannung kann mit zwei zueinander
in Reihe geschalteten Widerständen
aufgebaut sein, wobei die Differenzsignale durch offene Enden der
Widerstände
eingegeben werden und die mittlere Gleichspannung aus dem Anschluss
der Widerstände
erhalten wird.
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Das
Niederspannungs-Transkonduktanzfilter mit variabler Verstärkung 100 kann
außerdem
ein Paar von Transkonduktanzkernen Q1, Q2, Q9, Q10, von denen jedes
eine Differenzverstärkung
an den ankommenden Signale ausführt,
und (b) ein Verstärkungsauswahlmittel
GS für
das Schalten zwischen dem Paar von Transkonduktanzkernen umfassen,
um die Verstärkungen
zu steuern, wobei jeder der Transkonduktanzkerne die Differenzverstärkung an
den ankommenden Signalen ausführt
und der Voreinstellungsschaltkreis mit der Eingabe des Voreinstellungssignals
den Arbeitspunkt der Transkonduktanzkerne festlegt.
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Die
Transkonduktanzkerne sind ein erster und ein zweiter Differenzverstärker Q1,
Q2, Q9, Q10, von denen jeder mit zwei Transistoren ausgebildet ist,
und die beiden Transistoren der Differenzverstärker Q1, Q2, Q3, Q4 sind durch
unterschiedliche Widerstände
emittergekoppelt.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein schematisches Schaltbild einer elementaren Transkonduktanzzelle.
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2 ist
ein schematisches Schaltbild einer Rückkopplungs-Transkonduktanzzelle.
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3 ist
ein schematisches Schaltbild einer Transkonduktanzzelle mit variabler
Verstärkung.
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4 ist
ein schematisches Schaltbild, das eine praxisnahe Realisierung einer
Transkonduktanzzelle gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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5 ist
ein schematisches Schaltbild eines Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreises
gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung.
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6 ist
ein Blockdiagramm einer Gm-Zelle, die gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ein Transkonduktanzfilter ist.
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7 ist
ein schematisches Schaltbild, das eine Transkonduktanzzelle mit
variabler Verstärkung
zeigt.
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8 ist
eine grafische Darstellung, die den Frequenzgang eines reellen Bandpassfilters
zeigt.
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9 ist
eine grafische Darstellung, die den Frequenzgang eines reellen Tiefpassfilters
zeigt.
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10 ist
eine grafische Darstellung, die den Frequenzgang eines komplexen
Bandpassfiters zeigt.
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11 ist
ein Blockdiagramm, das ein komplexes Einpolfilter zeigt.
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12 ist
ein Blockdiagramm eines komplexen 7-Pol-Filters in einer Kaskadenstruktur.
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13 ist
die Wechselstromantwort eines komplexen 7-Pol-Filters.
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14 ist
ein Blockdiagramm, das ein Kommunikationssystem darstellt.
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Ausführliche Beschreibung von bevorzugten
Ausführungsformen
der Erfindung
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1 stellt
eine vom Stand der Technik her bekannte Transkonduktanzzelle dar.
Die Zelle enthält
einen Transkonduktanzkern, der aus zwei Transistoren Q1, Q2 besteht,
die mit Differenzeingängen
In+ und In– verbunden
sind. Ein Gegenkopplungswiderstand Re koppelt den Emitter der Transistoren
Q1 und Q2 an die Stromquellen Io1 und Io2.
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Dieser
Gegenkopplungswiderstand verbessert den Schnittpunkt dritter Ordnung
IP3 der Zelle. Im Bereich der Funk-Kommunikationsgeräte können die ankommenden Signale
Hochfrequenz(HF)- oder Zwischenfrequenz(ZF)-Signale sein. Das ankommende
Signal liegt an den Eingangsanschlüssen In+ und In– als ein (abgeglichenes)
Differenz-Spannungssignal vor. Das Differenzsignal besteht aus einem
nichtinvertierten und einem invertierten Signal. Das Differenzspannungssignal
wird unter Verwendung der Transistoren Q1 und Q2 in zwei Differenzströme Ic1 und
Ic2 umgewandelt und verstärkt.
Das Bauelement, das ein Spannungssignal in ein Stromsignal umwandelt
und dieses Signal vor der Ausgabe eines verstärkten Spannungssignals verstärkt, wird
als Transkonduktanzzelle bezeichnet. Die Widerstände Rc1 und Rc2 werden zum
Umwandeln der Strominformationen in Spannungsinformationen und zur
Vorlage der Informationen an den Ausgangsanschlüssen Out– und Out+ als ein Differenz-Ausgangsspannungssignal
verwendet, welches aus einem nicht-invertierten und einem invertierten
Ausgangssignal besteht.
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2 zeigt
eine vom Stand der Technik her bekannte verbesserte Transkonduktanzzelle.
Die Transkonduktanzzelle enthält
Transistoren Q1 und Q2 sowie Rückkopplungstransistoren
Q7 und Q8. Ein Gegenkopplungswiderstand Re koppelt die Emitter der
Transistoren Q1 und Q2 und verbessert die Linearität wie im Falle
der 1 Diese Emitter sind auch mit den Kollektoren
der Transistoren Q3 und Q4 verbunden, die als Stromquellen für das Eingangs-Differenztransistorpaar
Q1 und Q2 dienen. Das ankommende Spannungssignal, das an den Eingangsanschlüssen Vin+
und Vin– vorliegt,
wird durch das Differenztransistorpaar, das durch Q1 und Q2 gebildet
wird, in zwei Ströme
Ic1 und Ic2 umgewandelt, verstärkt
und wieder in ein Differenzspannungssignal umgewandelt, das zwischen
den Basisanschlüssen
der Transistoren Q7 und Q8 vorliegt. Diese Spannung wird über die
Basis-Emitter- Verbindungen
der Transistoren Q7 und Q8 in zwei Spannungen überführt, die an den Widerständen Rb1
und Rb2 vorliegen. Die Spannungssignale an den Widerständen Rb1
und Rb2 werden auf die Basisanschlüsse der Transistoren Q3 und
Q4 übertragen,
welche dann diese Signale in die Emitter der Eingangstransistoren
Q1 und Q2 eingeben. Deshalb enthält
dieser Schaltkreis einen Rückkopplungspfad;
die Eingabe geht zu Q1 und Q2, durch Q7 und Q8 zu Rb1 und Rb2, durch
Q3 und Q4 und zurück
zu Q1 und Q2. Diese Rückkopplung
des verstärkten
Signals gewährleistet
eine weitere Verbesserung der Linearität der Transkonduktanzzelle.
Das Ausgangssignal wird durch die Transistoren Q5 und Q6 sowie mit
Q3 und Q4 herausgebildet, sie tasten die Spannung an Rb1 und Rb2
ab und wandeln die Ausgangsstrominformationen in zwei Ausgangsströme Ic5 und
Ic6 um. Die Widerstände
Rc1 und Rc2 wandeln die Ausgangsstrominformationen in Ausgangsspannungsinformationen
um und stellen die Informationen am Ausgangsanschluss Out+ und Out– als ein
Differenz-Ausgangsspannungssignal dar, das aus einem nichtinvertierten
und aus einem invertierten Ausgangssignal besteht.
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Es
sollte angemerkt werden, dass in den vorhergehenden Figuren und
beliebigen Figuren, die folgen können,
gleiche oder ähnliche
Bezeichnungen gleiche oder ähnliche
Komponenten kennzeichnen. Deshalb sind zum Beispiel die Transistoren
Q1 und Q2 in beiden 1 und 2 Komponenten,
welche ähnliche Funktionen
ausführen.
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3 veranschaulicht
einen doppelverstärkenden
emittergekoppelten Differenzverstärker mit variabler Verstärkung. In
diesem Schaltkreis wirken des Eingangstransistorpaar Q1 und Q2 mit
dem Gegenkopplungswiderstand Re1 und auch das Transistorpaar Q9
und Q10 mit dem Widerstand Re2 als zwei Transkonduktanzkerne, wie
in 1 dargestellt ist. Jeder der zwei Kerne wandelt
das Eingangssignal in einen Differenzstrom um. Ein Verstärkungsauswahlblock
GS steuert durch Aktivieren entweder der Stromquellen Io1 und Io2
für das
Transistorpaar Q1 und Q2 oder der Stromquellen Io3 und Io4 für das Transistorpaar
Q9 und Q10, welcher Transkonduktanzkern aktiv ist. Die Widerstände Rc1
und Rc2 wandeln die Differenzstrominformationen Ic1 und Ic2 in eine
Differenzausgangsspannung an den Ausgangsanschlüssen Out+ und Out– als ein
Differenzausgangssignal um, das aus einem nicht-invertierten und
einem invertierten Ausgangssignal besteht.
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In 4 ist
ein schematisches Schaltbild dargestellt, das eine praxisnahe Transkonduktanzausführung gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt. Diese Ausführung weist mindestens zwei
unterschiedliche Vorteile gegenüber
dem in 2 dargestellten Stand der Technik auf. Erstens
werden in 2 die Zwischenströme Ic1 und
Ic2 in eine Spannung umgeformt, welche Rb1 und Rb2 moduliert; die neue
Transkonduktanzzelle weist in 4 weist
keine Zwischenumwandlung von Strom in Spannung auf. Indem das Signal
gänzlich
im Strombereich gehalten wird, wird eine bessere Linearität erreicht.
Zweitens weist der Aufbau in 2 bei Q7
und Q3 zwei Basis-Emitter-Verbindungen
in Reihe (oder zwei Gate-Source-Verbindungen, wenn der Schaltkreis
unter Verwendung von MOS statt durch Bipolartransistoren aufgebaut
ist) zwischen der positiven Spannungsquelle und Erde auf. 4 weist
dieses Merkmal nicht auf, so dass es möglich wird, ihn bei einer niedrigeren
Versorgungsspannung einzusetzen.
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Mit
Bezug auf 4 wandelt das Eingangs-Differenztransistorpaar
Q1 und Q2 mit dem Gegenkopplungswiderstand Re das an den Eingangsanschlüssen Vin+
und Vin– vorliegende
Eingangssignal in einen Differenzstrom um, der durch Ic1 und Ic2
gebildet wird. Die Transistorpaare M1–M3 und M2–M4 erzeugen Rückkopplungsströme Ic12
und Ic11, die zu den Strömen
Ic1 bzw. Ic2 gespiegelt sind, und führen sie in die jeweiligen
Stromspiegeltransistoren Q12 und Q11 zurück. Die Rückkopplungsströme Ic12
und Ic11 werden dann durch das diodengeschaltete Stromspiegeltransistorpaar
Q12 und Q11 gespiegelt und in das Transistorpaar Q4 bzw. Q3 eingegeben.
Diese letzten beiden Transistorpaare wirken wie Stromquellen für die Eingangs-Differenztransistorpaare
und arbeiten auch als Negativ-Rückkopplungstransistoren
für die
Transkonduktanzströme
Ic1 und Ic2. Die negative Rückkopplung
ohne Zwischenumwandlung von Strom zu Spannung verbessert die Linearität der Transkonduktanzzelle.
Außerdem
enthält
der Schaltkreis von 4, wie oben erwähnt wurde,
keine Basis-Emitter-Verbindungen in Reihe auf, welche unnötige Spannungsabfälle erzeugen.
Es gibt nur eine Basis-Emitter-Verbindung bei Q3 in 4,
und das hat zur Folge, dass er bei einer geringeren Versorgungsspannung
arbeiten kann. 4 zeigt auch einen Voreinstellungsschaltkreis
für den
Transkonduktanzkern, welcher den Punkt der Differenzbildung einstellt.
Wie aus der Figur ersichtlich ist, wird die Voreinstellung durch
M5 und M6 bereitgestellt, welche vier gleiche Ströme Ic1,
Ic2, Ic11 und Ic12 erzwingt. Die Voreinstellungstransistoren M5
und M6 werden gemeinsam vom Anschluss Vbias voreingestellt. Die
Transistoren Q5 und Q6 tasten einen Differenzstrom, der durch Ic5
und Ic6 gebildet wird, ab und verstärken diesen dann in einen Differenzstrom,
der durch Ic5 und Ic6 gebildet wird. Die Widerstände Rc1 und Rc2 wandeln den
durch Ic5 und Ic6 gebildeten Differenzstrom in eine Differenzspannung
an den Ausgangsanschlüssen
Out+ und Out– um.
Die Widerstände
Rc1 und Rc2 sowie die Emitter-Flächenverhältnisse
von Q5/Q11 und Q6/Q12 werden so ausgewählt, dass der geforderte Verstärkungswert
erreicht wird.
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5 ist
ein schematisches Schaltbild eines Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreises.
Dieser Schaltkreis stellt die Voreinstellungsspannung für die in 4 gezeigte Transkonduktanzzelle
bereit. Das durch die Transistoren Q13 und Q14 gebildete Differenzpaar
vergleicht eine Bezugsspannung, die am Anschluss Vref vorliegt,
mit einer Gleichtaktspannung. Die Gleichtaktspannung wird aus den
beiden Spannungen erhalten, die an den Anschlüssen Out+ und Out– vorliegen,
welche durch die Widerstände
Rcm1 und Rcm2 verbunden sind. Der mittlere Punkt zwischen den Widerständen weist
eine Gleichtaktspannung auf, die gleich der mittleren Gleichspannung
der Signale Out+ und Out– ist.
Jede beliebige Differenz zwischen der Gleichtaktspannung und der
Bezugsspannung wird durch das Differenzpaar verstärkt und
auf die Lasten, die durch die Transistoren M7 und M8 gebildet werden, übertragen.
Die Voreinstellungsspannung, die sich aus dem Vergleichs- und Verstärkungsprozess
ergibt, wird am Anschluss Vbias bereitgestellt.
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6 zeigt
ein Blockdiagramm für
eine Gm-Zelle 100, die ein Transkonduktanzfilter ist, wobei
diese Ausführungsform
mit einer Transkonduktanzzelle 102 und einem Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis 104 dargestellt
ist. Die Ausgangsanschlüsse
der Transkonduktanzzelle 102 werden mit den Anschlüssen Out+
und Out– in
dem Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis
verbunden, und der Vbias-Anschluss im Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis
steuert den Vbias-Anschluss
der Transkonduktanzzelle 102 an.
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In 7 ist
eine weitere bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung dargestellt. Zusätzlich
zu dem Eingangs-Differenztransistorpaar
Q1/Q2 und deren Stromquellentransistoren Q3/Q4 sowie dem Gegenkopplungswiderstand
Re1 wird ein zweites Eingangs-Differenzpaar
Q9/Q10 parallel zu Q1/Q2 geschaltet, und es weist seine eigenen
getrennten Stromquellentransistoren Q15/Q16 und den Gegenkopplungswiderstand
Re2 auf. Außerdem
sind vier Schalter S1, S2, S3 und S4 in den Emittern der jeweiligen
Stromquellentransistoren Q3, Q4, Q15 und Q16 angeordnet. Diese Schalter
werden paarweise durch einen Verstärkungsauswahlblock GS gesteuert: üblicherweise
sind S1 und S2 beide geschlossen, wenn S3 und S4 offen sind, oder
S3 und S4 sind geschlossen, wenn S1 und S2 offen sind. Die mit den
geschlossenen Schaltern verbundenen Stromquellentransistoren sind
aktiv, während
die mit den offenen Schaltern verbundenen gesperrt sind. Das wiederum aktiviert
oder sperrt das entsprechende Eingangs-Differenzpaar. Durch Auswahl unterschiedlicher
Werte für Re1
und Re2 und/oder unterschiedlicher Emitterbereiche für die Stromquellentransistoren
Q3/Q4 verglichen mit Q15/Q16 können
zwei unterschiedliche Verstärkungen
realisiert werden. Dieser Verstärkungsauswahlblock
kann deshalb die Schalter öffnen
und schließen,
um die Verstärkung über die
gesamte Gm-Zelle zu steuern. Da die Verstärkung dieser Zelle variieren
kann, wird die Zelle als eine Gm-Zelle mit variabler Verstärkung bezeichnet.
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In
den obigen beiden Ausführungsformen
der Gm-Zelle kann diese zur Erzeugung einer Zwischenfrequenz(ZF)-Verarbeitungsstufe
eines Niederspannungs-Funkempfängers
geringer Leistung verwendet werden. Um die Leistungsaufnahme zu
verringern, ist es vorteilhaft, eine ZF zu verwenden, die so niedrig
wie möglich ist.
Die Schaltung innerhalb der ZF arbeitet bei dieser geringen Frequenz,
und Schaltkreise, die bei einer niedrigen Frequenz arbeiten, verbrauchen
gewöhnlich
weniger Leistung als die bei einer hohen Frequenz arbeitenden. Wie
in dem Abschnitt zum Stand der Technik erwähnt wurde, ist die Signalfilterung
ein wesentlicher Bestandteil einer ZF-Verarbeitungsstufe. Die Schaltung, die
diese Filterung ausführt,
realisiert einen Bandpass-Frequenzbang, welcher das Frequenzband,
dessen Mitte bei der gewünschten
Signalfrequenz liegt, durchlässt,
und die Frequenzen außerhalb
dieses Bandes dämpft,
wodurch das gewünschte
Signal ausgewählt
wird. In einem Funkempfänger,
in dem das gewünschte
Signal eine gleichphasige (i) und eine Blindkomponente (Q) aufweist,
können
Niedrig-ZF-Empfänger
das folgende Problem aufweisen.
8 gibt den
Amplituden- und
den Phasengang eines Bandpassfilters mit einer 3dB-Bandbreite von 1
MHz und einer Übertragungsfunktion
wieder,
wobei s die komplexe Frequenz des Signals und wo = 2 π 1 MHz ist.
Dieses Filter würde
in einem System mit einer ZF von 1 MHz brauchbar sein: es lässt das
Frequenzband mit einer Mitte bei 1 MHz durch. Es lässt jedoch
auch das Band mit einer Mitte bei –1 MHz durch. Es ist wahrscheinlich,
dass dieses Band, das einen Abstand von nur 2 MHz von der ZF aufweist,
ein Störsignal
enthält,
und dieses Signal wird durch das Filter ohne Dämpfung durchgelassen. Statt
eines reellen Filters, das einen symmetrischen Gang (mit einer Phasenumkehr)
bei positiven und negativen Frequenzen aufweist, erfordert ein Niedrig-ZF-Funkempfänger eher
ein komplexes Bandpassfilter, das nur die positive ZF-Frequenz durchlässt. Ein
derartiges Filter wird aufgebaut, indem von einer Tiefpass-Filterübertragungsfunktion
ausgegangen wird, die in
9 für ω
0 = 2 π 500
kHz dargestellt ist. Unter Verwendung der Transformation
jω → jω – jωc, (3)wobei ω
c = 2 π 1
MHz die Mittenfrequenz der neuen Filterkurve ist, wird die in
10 dargestellte Übertragungsfunktion
erhalten. H
LPC(s)
weist den gewünschten
Frequenzgang auf: die Bandbreite ist 1 MHz mit der Mitte bei 1 MHz, und
ein Störsignal
bei –1
MHz wird um den gleichen Wert gedämpft wie eines bei 3 MHz. Aus
dem Vergleich von
9 mit
10 wird
ersichtlich, dass die Tiefpassfilterkurve einfach von einer Mittenfrequenz
von 0 Hz (das reelle Filter) auf 1 MHz (das komplexe Filter) verschoben
wurde.
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Die Übertragungsfunktion
von (4) nimmt ein komplexes Eingangssignal x = x
R +
jx
c und ein entsprechendes komplexes Ausgangssignal
y an, H
LPC(s) = y/x. Eine praxisnahe Ausführungsform
dieses Prinzips wird in
11 gezeigt.
Dies ist eine komplexe Filterstufe
200, die von der vorliegenden
Erfindung Gebrauch macht, wobei vier Gm-Zellen
202 in einer Rückkopplungsstruktur
gekoppelt sind. Das komplexe Signal liegt an den Anschlüssen I und
Q als Differenzspannungen vor, In_I+ und In_I– für den I-Pfad sowie In_Q+ und
In_Q– für den Q-Pfad.
Die zwei durch Gm1 gekennzeichneten Gm-Zellen übertragen diese Eingangsspannungen
in Kondensatoren C2, die mit den Ausgangsanschlüssen verbunden sind, Out_I+
und Out_I– für den I-Pfad
sowie Out_Q+ und Out_Q– für den Q-Pfad.
Die durch Gm2 gekennzeichneten zwei Gm-Zellen steuern auch die Kondensatoren
C2 an, aber ihre Eingangsgrößen kommen
von den Ausgängen
des gegenüberliegenden
Pfades: die Gm2-Zelle, welche den Kondensator C2 im I-Pfad ansteuert,
wird selbst durch die Ausgangsgrößen des Q-Pfades
angesteuert, und umgekehrt für
die Gm2-Zelle, die den Kondensator C2 im Q-Pfad ansteuert. Darüber hinaus gibt es eine Phasenumkehr
an den Eingängen
der Gm2-Zelle, welche den I-Pfad ansteuert: Out_Q– steuert
den positiven Eingangsanschluss dieser Gm2-Zelle an, und Out-G+ steuert den negativen
Eingangsanschluss an. Auf die Eingänge der Gm2-Zelle, welche den
Q-Pfad ansteuert, wird keine Phasenumkehr angewendet. Die Gleichungen
für die
Ausgangsanschlussspannungen ergeben sich zu
wobei
C der Wert des Kondensators C2, R der Wert des Kollektorwiderstandes
(Rc1 und Rc2 in
4) und g
1 bzw.
g
2 die realisierten Transkonduktanzwerte
der Zellen Gm1 und Gm2 sind. Wenn ν
Iin =
1 und ν
Qin = j (d.h., wenn der Q-Eingang dem I-Eingang um 90° voreilt,
wie es üblicherweise
der Fall ist), dann ergibt sich durch eine geeignete Wahl der Parameter
g
1, g
2, R und C
die Übertragungsfunktion ν
Iout wie
in
10. Die Übertragungsfunktion ν
QOut wird
die gleiche wie jene für ν
Iout sein,
lediglich ihre Phase liegt um 90° vor
der von ν
Iout.
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Ein
praxisnaher Niedrig-ZF-Funkempfänger
erfordert häufig
mehr als eine Filterstufe, um zu gewährleisten, dass Störsignale
vor der Demodulation des gewünschten
Signals ausreichend gedämpft
werden. 12 zeigt ein mehrstufiges komplexes
Filter 300 mit sieben kaskadierten komplexen Filterstufen 302.
Die Ausgangsanschlüsse
Out_I+ und Out_I– einer
Stufe sind mit den Eingangsanschlüssen In_I+ und In_I+ der folgenden
Stufe verbunden, und in gleicher Weise sind es die Q-Pfad-Anschlüsse. In 13 wird
eine beispielhafte grafische Darstellung des Ausgabewertes des I-Pfad-Filters
bei um 90° phasenverschobenen
I- und Q-Pfad-Eingaben
gezeigt. In dieser Darstellung wurden die komplexen Filterstufenparameter
derart gewählt, dass
die realisierte Übertragungsfunktion
eine Kaskade zweier Standardfilter ist: eines 3-poligen Butterworth-Filters
mit einer (komplexen) Mittenfrequenz von 1 MHz und einer 3-dB-Frequenz von 500
kHz und eines 4-poligen Butterworth-Filters mit denselben Mitten- und 3-dB-Frequenzen.
Außer den
mehreren Polen erfordert ein praxisnaher Niedrig-ZF-Empfänger oft
eine Verstärkung,
um die Leistung der gewünschten
Signale auf leicht nachweisbare Pegel zu steigern. Das Filter von 12 kann
diese Verstärkung
bereitstellen, indem die Verstärker
mit variabler Verstärkung
von 7 zwischen die Filterpole an geeigneten Punkten
eingesetzt werden.
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Schließlich ist 14 ein
Blockdiagramm, das ein mögliches
Kommunikationssystem 400 darstellt. Die ankommenden Funkfrequenz(HF)-Signale
werden durch eine Antenne empfangen und durch einen rauscharmen
Verstärker
(LNA) verstärkt.
Abgestimmte Mischer, Mischer_I und Mischer_Q, verwenden das Signal,
das von einem lokalen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) herrührt und
kombinieren es mit dem Signal, das vom LNA kommt. Zwischen Mischer_I
und VCO ist ein 90°-Phasenschieber
PhS geschaltet, und deshalb werden die beiden Mischer durch zwei
um 90° phasenverschobene
VCO-Signale erregt. Das aus den Mischern hervorgehende Ausgangssignal
In_I und In_Q wird in die komplexe Filterstufe 402 eingegeben,
welche unerwünschte
Signale filtert (und unter Umständen
das gewünschte
Signal mit variabel verstärkenden
Verstärkern
verstärkt),
und die Ausgangssignale werden an den Anschlüssen Out_I und Out_Q bereitgestellt.
ausgegangen wird, die in
