DE102011077566A1

DE102011077566A1 - LNA-Schaltkreis zum Gebrauch in einem kostengünstigen Receiver-Schaltkreis

Info

Publication number: DE102011077566A1
Application number: DE102011077566A
Authority: DE
Inventors: Aslamali A. Rafi
Original assignee: Silicon Laboratories Inc
Current assignee: Silicon Laboratories Inc
Priority date: 2010-06-28
Filing date: 2011-06-15
Publication date: 2011-12-29
Anticipated expiration: 2031-06-16
Also published as: US8242844B2; US20120293267A1; US20110316631A1; CN102386856A; CN102386856B; DE102011077566B4; US8629723B2

Abstract

Ein rauscharmer Verstärker (LNA) umfasst einen Eingangsanschlusspunkt zum Empfang eines Eingangssignals, einen Ausgangsanschlusspunkt zur Ausgabe eines Ausgangssignals, das mit dem Eingangssignal in Verbindung steht. Der LNA umfasst ferner einen ersten Transistor, der eine erste Source, die mit dem Eingangsanschlusspunkt über den ersten Kondensator verbunden ist, ein erstes Gate, das zum Empfang eines ersten Gleichstrom(DC)-Vorspannungssignals ausgebildet ist, und einem ersten Drain hat, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist. Der LNA umfasst auch einen zweiten Transistor, der eine zweite Source, die mit dem Eingangsanschlusspunkt über den zweiten Kondensator verbunden ist, ein zweites Gate, das zum Empfang eines zweiten DC-Vorspannungssignals ausgebildet ist, und einen zweiten Drain hat, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist.

Description

Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft im Allgemeinen Verstärker und im Besonderen rauscharme Verstärker (LNAs).
Hintergrund
Kommerzielle Fernsehreceiver und Set-Top-Boxen benötigen Tunerschaltungen, die zur Verarbeitung analoger terrestrischer, digitaler terrestrischer und Kabel-Broadcasts geeignet sind, mit niedrigen Kosten und kleiner Größe, um verschiedene digitale Televisionsstandards zu unterstützen. Solche Tunerschaltungen können dazu ausgebildet sein, Signale mit einer Breitbandeingabefrequenz im Bereich von 54 MHz bis 880 MHz zu verarbeiten und benötigen daher einen Breitband-LNA mit ausreichend hoher Linearität und einem geringen Rauschfaktor beträchtlich unterhalb von 3 dB, um eine hohe Empfindlichkeit zu erreichen.
Schmalbandreceiver, wie zum Beispiel Receiver für Code-Division Multiple Access (CDMA), Global System for Mobile Communications (GSM), drahtlose Nahbereichsreceiver und Receiver für terrestrisches digitales Multimedia-Broadcasting (T-DMB), sind typischerweise dazu ausgebildet, auf Kanäle eingestellt zu werden, wo das Verhältnis der maximalen Frequenz zur minimalen Frequenz weniger als 2 ist. Im Gegensatz zu solchen Schmalband-Receivern sind bei einem digitalen und analogen Fernsehtuner die Schnittpunkte der zweiten und dritten Ordnung (IIP2 und IIP3) des LNAs wichtig. Der IIP2 und IIP3 des LNAs sind wichtig, weil es in dem Empfangs-Frequenzband (54 MHz bis 880 MHz) es einen interferierenden Kanal geben kann mit einer Frequenz, die die Hälfte oder ein Dattel des gewünschten Frequenzkanals beträgt. Dieser interferierende Kanal kann durch Verzerrungen zweiter oder dritter Ordnung jeweils auf der wichtigen Frequenz landen und die Bildqualität beeinträchtigen. Solche Ergebnisse von Verzerrungen zweiter oder dritter Ordnung werden jeweils HD2 (Harmonic Distortion 2) und HD3 (Harmonic Distortion 3) genannt.
Außerdem kann es in einer Kabel-TV-Umgebung mehrere Kanäle geben, die über das Empfangs-Frequenzband verteilt sind. Diese Kanäle können sich gegenseitig untereinander durch Nichtlinearitäten zweiter Ordnung modulieren und die gewünschte Bildqualität durch zusammengesetzte Verzerrungen zweiter Ordnung (CSO) beeinträchtigen. Außerdem können sich die TV-Kanäle noch durch Nichtlinearitäten dritter Ordnung in einem Kabel-TV-Tuner gegenseitig modulieren, um zusammengesetzte dreifache Schwebungen (CTB) zu erzeugen, die zusätzlich die gewünschte Bildqualität beeinträchtigen können. Es ist daher wichtig, dass ein LNA in einem TV-Tuner hohe IIP2 und IIP3 hat. Viele Tuner wenden dafür ein Symmetrieglied zusammen mit einem Volldifferenzial-LNA oder einem Eintakt-Differenzverstärker als erste Stufe des Receiver-Schaltkreises, da ein LNA mit einem Eintakteingang und einem Eintaktausgang typischerweise eine niedrige IIP2-Performance hat.
Während Volldifferenzial-LNAs eine akzeptable IIP2-Performance über einen großen Frequenzbereich liefern, ist einer ihrer Hauptnachteile, dass typischerweise passive Transformatoren benötigt werden, um das Eintaktsignal in ein Differenzsignal umzuwandeln. Solche Transformationen können sperrig sein; daher werden solche Transformatoren im Allgemeinen außerhalb des Chips implementiert. Außerdem sind verlustarme externe passive Transformatoren typischerweise teuer, was die gesamten Kosten des Systems erhöht. Ferner beeinflusst der Verlust in diesen externen Transformatoren direkt den Rauschfaktor (NF) des TV-Tuners, der einer der wichtigsten Performance-Messgrößen eines TV-Tuners ist, weil der NF bestimmt, wie klein ein Broadcast-TV-Signal am Antenneneingang empfangen werden kann.
Ein Eintakt-Differenzverstärker weist eine gute Konfiguration zur Integration auf und kann eine moderate IIP2-Performance liefern. Allerdings haben konventionelle Eintakt-Differenzverstärker typischerweise einen relativ hohen NF. Unüblicherweise verringert der hohe NF die Empfindlichkeit der Tunerschaltung, wodurch es schwierig wird, einen LNA in der ersten Stufe eines Breitband-Tuners zu verwenden.
Kurze Beschreibung der Figuren
1 ist teilweise ein Blockdiagramm und teilweise ein Schaltplan eines konventionellen rauscharmen Verstärker (LNA) mit einem Eintakteingang, einem Differenzausgang mit einer symmetrischen Belastung.
2 ist teilweise ein Blockdiagramm und teilweise ein Schaltplan eines konventionellen LNAs mit einem Differenzeingang und einem Differenzausgang mit einer symmetrischen Belastung einem Symmetrieglied-Schaltkreis.
3 ist teilweise ein Blockdiagramm und teilweise ein Schaltplan eines symmetriegliedlosen LNA-Schaltkreises, der zur Nutzung mit einem Tunerschaltkreis geeignet ist.
4 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform einer Vorrichtung, die den LNA-Schaltkreis aus 3 umfasst.
5 ist ein Diagramm einer anderen Ausführungsform einer Vorrichtung, die den LNA-Schaltkreis aus 3 umfasst, der mit einem passiven Mischer verbunden ist.
6 ist ein Diagramm auf noch einer anderen Ausführungsform einer Vorrichtung, die den LNA aus 3 umfasst, der mit einem Mischer über eine ohmsche Last verbunden ist.
In der folgenden Beschreibung weist der Gebrauch derselben Bezugszeichen in verschiedenen Zeichnungen ähnliche oder identische Elemente.
Ausführliche Beschreibung illustrativer Ausführungsformen
Eine Ausführungsform eines rauscharmen Verstärkers (LNA), der dazu ausgebildet ist, einen eingangsbezogenen Schnittpunkt zweiter Ordnung (IIP2) größer als 50 dBm (dB Milliwatt) zu erreichen, während das Symmetrieglied eliminiert wird und während der Energieverbrauch des LNAs im Vergleich zu einem konventionellen LNA zu Dreiviertel reduziert wird, wird weiter unten beschrieben.
In der folgenden Diskussion wird der Begriff „verbunden” dazu verwendet, um Komponenten zu bezeichnen, die direkt miteinander verbunden sind oder über eine indirekte Verbindung angeschlossen oder angekoppelt sind. Es ist zu beachten, dass die gezeigten Ausführungsformen lediglich erklärenden Zwecken dienen und dass in den Zeichnungen dargestellte direkte Verbindungen Elemente und/oder eingreifende Komponenten umfassen können, die nicht dargestellt sind.
1 ist teilweise ein Blockdiagramm und teilweise ein Schaltplan eines konventionellen rauscharmen Verstärker(LNA)-Schaltkreises 100 mit einem Eingang und einem Differenzausgang und einer symmetrischen Belastung. Der LNA-Schaltkreis 100 umfasst einen LNA 102, der mit einer Signalquelle 104 und einem Lastkreis 106 verbunden ist. Der Lastkreis 106 kann ein Tuner, Schalter eines Mischers oder andere Schaltungen sein. Die Signalquelle 104 kann eine Antenne oder eine andere Schaltung zum Empfang eines Breitbandsignals sein. Die Signalquelle 104 stellt eine Antenne als Spannungsquelle 108 dar, die ein Signal an einen Widerstand 110, wie zum Beispiel einen 75 Ohm-Widerstand, anlegt. Der Widerstand 110 ist mit einem PIN 112 des LNAs 102 verbunden.
Der LNA 102 umfasst den PIN 112 und einen zweiten PIN 114, der geerdet ist. LNA 102 umfasst ferner Widerstände 116 und 118, Transistoren 126 und 128 und Kondensatoren 120 und 122. Der Widerstand 116 hat einen ersten Anschluss, der mit dem PIN 112 verbunden ist, und einen Anschluss, der mit einer Source eines Transistors 126 verbunden ist, der ein n-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (NMOSFET) ist. Der Transistor 126 umfasst ein Gate, das mit PIN 114 über Kondensator 120 verbunden ist, und einen Drain mit dem symmetrischen Belastungsschaltkreis 106 verbunden ist. In diesem Beispiel sind die Transistoren 126 und 128, die Kondensatoren 120 und 122 und die Widerstände 116 und 118 im Wesentlichen aufeinander abgestimmt, sodass sie einen symmetrischen Schaltkreis bilden.
Im Betrieb gibt die Signalquelle 104 Radiofrequenz(RF)-Signale an PIN 112 aus und PIN 114 ist geerdet. Der RF-Eingang an PIN 112 wird an Transistor 126 und Widerstand 116 angelegt und an das Gate des Transistors 128 ausgegeben. Ein Strom (i) eines Kleinsignals (hohe Frequenz) fließt vom Drain zur Source durch Transistor 126 und von der Source zum Drain durch Transistor 128. Für eine gegebene Spannungssignalquelle (Vs) ist der Strom (i) durch beide Transistoren 126 und 128 derselbe. Daher wird ein differenzieller Ausgabestrom von einem Eintakt-Spannungseingang erzeugt. Der Begriff „Radiofrequenz” bezieht sich hier auf ein Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von ungefähr 3 KHz bis zu hunderten von Gigahertz. Hochfrequenzsignale oder Kleinsignale beziehen sich auf AC-Komponenten oder RF-Komponenten des Signals.
Eine Analyse zeigt, dass ein optimaler Rauschfaktor nach der folgenden Gleichung erreicht wird: 50Ω ≈ R + 1 / gm (1)
In Gleichung 1 stellt die Variable (R) den Widerstand jedes Widerstandes 116 und 118 dar und die Variable (gm) stellt die Transkonduktanz jedes Transistors 126 und 128 dar. In diesem Fall ist der optimale Rauschfaktor des LNAs 100 6 dB. Allerdings ist der Rauschfaktor von 6 dB nicht akzeptabel für terrestrische Anwendungen. Außerdem war der IIP2 nur 40 dBm (das Leistungsverhältnis referenziert auf 1 mW), was unzureichend für Kabelanwendungen ist, für die 50 dBm ein typsicher Schwellwert ist. Unglücklicherweise verursacht die gemeinsame Quellstufe, die durch Transistor 128 dargestellt wird, ein signifikantes Rauschen in dem Signal, worunter der Rauschfaktor (NF) und die Empfindlichkeit des Systems leiden, während eine unzureichende IIP2-Performance geliefert wird.
Während ein Eintakteingang die Nutzung eines externen und sperrigen passiven Transformators wegen des relativ hohen Rauschfaktors vermeidet, ist es wegen der resultierenden Empfindlichkeitsdegradation schwierig, den LNA 102 in der ersten Stufe eines Breitband-Tuners zu verwenden. Konventioneller Weise wird ein Symmetrieglied-Schaltkreis, wie zum Beispiel ein externer Transformator, verwendet, um den Eintakteingang in einen Differenzeingang durch elektromagnetische Kopplung zu konvertieren. Ein Beispiel eines LNA-Schaltkreises, der einen Symmetrieglied-Schaltkreis benutzt, wird unten in Bezugnahme auf 2 beschrieben.
2 ist teilweise ein Blockdiagramm und ein teilweise ein Schaltplan eines konventionellen Dualeingangs LNA-Schaltkreise 200, der den LNA 102 aus 2 umfasst und der einen Symmetrieglied-Schaltkreis 206 umfasst. In diesem Beispiel wird die Signalquelle 104 durch eine Signalquelle 204 ersetzt, die den Symmetrieglied-Schaltkreis 206 (dargestellt als einfacher Transformator) umfasst. Außerdem wird die in 1 dargestellte Spannungssignalquelle (Vs) 108 in Eingangsquellen 208 und 210 aufgeteilt, von denen jede ungefähr die Hälfte der Spannungssignalquelle (Vs) ist, das heißt Vs/halbe. Die Signalquelle 204 umfasst die Widerstände 212 und 214, von denen jeder ungefähr 37,5 Ohm oder die Hälfte des Widerstandes von Widerstand 110 in 1 aufweist.
Im Betrieb teilt die Signalquelle 204 das symmetrische Eintakt-Eingangssignal (das von einer Antenne oder einer anderen Signalquelle empfangen werden kann) in ein unsymmetrisches Signal unter Verwendung des passiven Transformators 206 als Symmetrieglied und gibt die entstehenden Signale an LNA 102 an die PINs 112 und 114 aus. Die Kleinsignal-Spannungen treten an den Transistoren 126 und 128 auf, wo sie einen Kleinsignalstrom (i) erzeugen, der von dem Drain zur Source durch Transistor 126 und von der Source zum Drain durch Transistor 128 wie gezeigt fließt.
Das Diagramm 200 umfasst ferner eine Ersatzschaltung 220, die die effektive Impedanz 222 des LNA-Schaltkreises 202 darstellt. In diesem Fall wird die effektive Impedanz des LNAs 102 von dem Widerstand der Widerstände 116 und 128 plus 1 geteilt durch die Transkonduktanz (gm) der Transistoren 126 und 128, die ungefähr 25 Ohm beträgt, bestimmt. Die effektive Impedanz ist durch die unten stehende Gleichung 2 definiert. 25Ω ≈ R + 1 / gm (2)
Für eine gegebene Spannungssignalquelle (Vs) ist der Kleinsignalstrom (i), der in beiden Netzwerken fließt, der gleiche. Ferner ist die Spannung über dem effektiven 25 Ohm-Widerstand ungefähr dieselbe wie die Spannung über dem Transkonduktor.
In der in 2 dargestellten Ausführungsform wird der Rauschfaktor durch die 25 Ohm-Impedanz dominiert. Während der Volldifferenzial-LNA, der in 2 dargestellt ist, eine exzellente IIP2-Performance über ein breites Frequenzband aufweist, ist ein Manko des Schaltkreises 200, dass der passive Transformator 206 benötigt wird. Solch ein passiver Transformator ist typischerweise zu sperrig, um auf dem Chip integriert zu werden und sein Einfügungsverlust verringert den Rauschfaktor des Receivers und seine Empfindlichkeit. Um eine solche Verringerung zu vermeiden, werden verlustarme und teure externe Transformatoren benutzt, die sowohl die Größe als auch die Kosten der Schaltung erhöhen. Wie weiter unten mit Bezugnahme auf die 3–8 diskutiert wird, ist es möglich, ein Eintaktsignal LNA ohne Symmetrieglied mit reduziertem Stromverbrauch und reduzierten Kosten zu schaffen, der einen Rauschfaktor, IIP2, IIP3, eine Verstärkung und eine Empfindlichkeit erreicht, die ausreichend für terrestrische Anwendungen ist.
3 ist teilweise ein Blockdiagramm und teilweise ein Schaltplan einer Ausführungsform eines Schaltkreises 300, der einen Eintakt-LNA 302 ohne Symmetrieglied umfasst, der zur Verwendung mit einem Tunerschaltkreis geeignet ist. Schaltkreis 300 umfasst eine Signalquelle, wie zum Beispiel eine Antenne, eine Breitbandverbindung oder eine andere Signalquelle. In diesem Fall wird die Signalquelle durch eine Spannungssignalquelle (Vs) 112 dargestellt, die RF-Signale an LNA 302 ausgibt. Die Spannungssignalquelle (Vs) 112 ist kapazitiv mit den Eingängen 112 und 114 über die Kondensatoren 304 und 306 jeweils gekoppelt, die zur Blockierung von direkten Strömen und Niedrigfrequenzsignalen dienen.
Im Vergleich zum Schaltkreis 200 aus 2 wurden die Kreuzkopplungskondensatoren 120 und 122 entfernt und eine Hälfte des Transkonduktors wird auf die p-Kanal-Metalloxid-Halbleiter (PMOS) Transistoren 312 und 314 gefaltet. LNA 302 umfasst eine Gleichstrom(DC)-Stromquelle, die durch die Induktionsspule 308 dargestellt wird, die an eine regulierte Versorgungsspannung angeschlossen ist (Vreg). Die Induktionsspule 308 ist mit dem PIN 112 zur Ausgabe eines DC-Stromes (I_DC) an PIN 312 verbunden. LNA 302 umfasst ferner einen Widerstand 310 mit einem ersten Anschlusspunkt, der mit dem PIN 112 verbunden ist, und einen zweiten Anschlusspunkt, der mit einer Source des Transistors 312 verbunden ist, der ein Gate umfasst, das mit einer Vorspannungsschaltung 311 und einem Drain verbunden ist, der mit einer Source des Transistors 314 verbunden ist. Transistor 314 umfasst ferner ein Gate, das mit der Vorspannungsschaltung 311 verbunden ist, und einen Drain, der mit einem Ausgabeknoten 321 verbunden ist. Die Gate der Transistoren 312 und 314 werden in geeigneter Weise durch die Vorspannungsschaltung 311 unter Vorspannung gesetzt, um es dem DC-Strom (I_DC) zu ermöglichen, durch die Transistoren 312 und 314 zu fließen. Aus der Perspektive eines RF-Signals können die Gate der Transistoren 312 und 314 als geerdet betrachtet werden.
Der LNA 302 umfasst ferner einen NMOS-Transistor 316 mit einem Drain, der mit dem Ausgabeknoten 321 verbunden ist, einem Gate, das mit der Vorspannungsschaltung 311 verbunden ist, und einer Source, die mit einem Drain der NMOS-Transistors 318 verbunden ist, der auch ein Gate, das mit der Vorspannungsschaltung 311 verbunden ist, und eine Source umfasst, die mit dem PIN 114 über Widerstand 320 verbunden ist. Eine zweite Stromquelle, die durch die Induktionsspule 302 dargestellt wird, verbindet den PIN 114 mit einem Versorgungsanschlusspunkt, der ein negativer Versorgungsanschlusspunkt sein kann oder der andere Schaltungen umfassen kann. Der Kondensator 306 blockiert DC-Stromflüsse zur Spannungssignalquelle (Vs) 108, wodurch der DC-Strom (I_DC) zur Induktionsspule 302 getrieben wird.
In den dargestellten Ausführungsformen werden Details der Vorspannungsschaltung 311 aus Übersichtlichkeitsgründen weggelassen. Allerdings kann jede Vorspannungsschaltung inklusive Operatiansverstärker, Steuerungsschaltkreise, Spannungsteilungsschaltkreise oder andere passende Schaltungen dazu verwendet werden, die Transistoren 312, 314, 316 und 318 ausreichend unter eine Vorspannung zu setzen, um einen Stromfluss durch die Transistoren zu ermöglichen.
In der dargestellten Ausführungsform ist der Ausgabeknoten 321 mit einem Mischer verbunden. Die Induktionsspule 322 und ein variabler Kondensator 324 formen einen einstellbaren LC-Bandpassfilter, der auch als Checking-Filter bekannt ist. Der nicht einstellbare Kondensator 328 und der einstellbare Kondensator 326 formen ein kapazitives Dämpfungsnetzwerk, das zur Reduzierung der Verstärkung vor dem Mischer bei einem starken Signal genutzt wird.
Obwohl in der Ausführungsform, die in 3 dargestellt ist, der LNA-Transkonduktor, der die Widerstände 310 und 320 und die Transistoren 312, 314, 316 und 318 umfasst, so dargestellt ist, dass er mit einem Checking-Filter und einem kapazitiven Dämpfer verbunden ist, der aus der Induktionsspule 322 und den Kondensatoren 324, 326 und 328 besteht, sind auch andere Ausführungsformen möglich. Der LNA-Transkonduktor könnte zum Beispiel mit Schaltern eines passiven Mischers (dargestellt in 5) oder mit einer einfachen ohmschen Last (wie in 6 dargestellt) verbunden sein.
Im Betrieb stehen die Gate der PMOS-Transistoren 312 und 314 und der NMOS-Transistoren 316 und 318 unter einer Vorspannung, um den Fluss eines DC-Stromes (I_DC) zu ermöglichen. Allerdings empfangen die Gate der Transistoren 312, 314, 316 und 318 keine Kleinsignalströme. Das RF-Eingabesignal (i_in), das durch die Spannungssignalquelle (Vs) 108 erzeugt wird, fließt durch den Widerstand 110 und teilt sich im Wesentlichen gleichmäßig auf, um in die PINs 112 und 114 zu fließen. Die Induktionsspulen 302 und 308 funktionieren als offene Stromkreise im Hinblick auf die Kleinsignaleingänge (i_in/2), wodurch die Kleinsignaleingänge (i_in/2) zum Fluss durch die PMOS-Transistoren 312 und 314 und durch die NMOS-Transistoren 316 und 318 zum Ausgabeknoten 321 gezwungen werden, wodurch der Kleinsignal-Ausgabestrom (i_out) übertragen wird.
In der dargestellten Ausführungsform sind die NMOS-Transistoren 316 und 318 und die PMOS-Transistoren 312 und 314 parallel geschaltet. Die einzelnen Impedanzen 2R + 2 / gm sind parallel geschaltet. Daher wird die Impedanz (Zchip) des LNAs 302 (bei Betrachtung der PINs 112 und 114) nach der folgenden Gleichung bestimmt:
In Gleichung 3 ist der Widerstand (2R) der doppelte Widerstand des Widerstands (R) der Widerstände 116 und 118 in den Schaltkreisen 100 und 200 aus den 1 und 2. Die Variable (gm) stellt die Transkonduktanz der Transistoren 312 und 316 dar. Gleichung 3 kann unten wie in Gleichung 4 gezeigt vereinfacht werden: Zchip = R + 1 / gm = 25Ω (4)
Die Ersatzschaltung 330 stellt den Eingabewiderstand 110 und die Spannungssignalquelle (Vs) 108 dar und illustriert die Eingabeimpedanz (Zchip) des LNAs 302, die durch den Widerstand 332 dargestellt wird. Daher hat der vereinfachte Schaltkreis 302 die gleiche Ersatzschaltung wie der Differenzschaltkreis 200 aus 2.
In der dargestellten Ausführungsform ist der Rauschfaktor besser als sein Differenzfall. Beim Differenzfall, wie in 1 dargestellt, kann der NF des Transkonduktors nach der unten stehenden Gleichung 5 angenähert werden: NF₁₀₂ = 10·log(1 + Zchip / 2·75) (5)
Für eine Impedanz (Zchip), die ungefähr 25 Ohm beträgt, ist der NF ungefähr 0,7 dB. Allerdings kann das Symmetrieglied außerhalb des Chips einen Verlust von ungefähr 1,3 dB haben, wodurch der gesamte NF auf ungefähr 2 dB verschlechtert wird. Im Gegensatz dazu hat der Eintakt-Transkonduktor aus 3 einen NF, der nach der unten stehenden Gleichung 6 angenähert werden kann: NF₃₀₂ = 10·log(1 + Zchip / 75) (6)
Für dieselbe Impedanz (Zchip) von 25 Ohm ist der NF des LNAs 302 1,25 dB. Da kein Symmetrieglied außerhalb des Chips benutzt wird, ist der gesamte NF, also 1,25 dB, was besser ist als der 2 dB NF des differenziellen Falles mit dem Symmetrieglied. Ferner bleibt für eine gegebene Spannungssignalquelle (Vs) 108 der Kleinsignalstrom (i), der in den LNA fließt, der gleiche wie im differenziellen Fall. Daher ist also die Verstärkung auch die gleiche.
Für den Eintakt-CMOS-Transkonduktor (mit NMOS- und PMOS-Vorrichtungen in Parallelschaltungen) wie in 3 dargestellt, ist der LNA 302 ähnlich dem LNA 102 aus 1. Daher ist der eingangsbezogene Schnittpunkt dritter Ordnung (IIP3) im Wesentlichen derselbe wie bei der differenziellen Struktur, die in 2 dargestellt ist. Der IIP3 des LNAs 302 wird weiter unten im Hinblick auf Gleichung 7 beschrieben.
Ferner wird auch der eingangs bezogene Schnittpunkt zweiter Ordnung (IIP2) im Vergleich mit dem Eintakteingangs-LNA 102 aus 1 verbessert. Der IIP2 wird durch die Verwendung konventioneller abgestimmter Gegentaktstufen verbessert. Verzerrungen zweiter Ordnung werden durch asymmetrische positive und negative Halbzyklen charakterisiert. Während des positiven Halbzyklus haben die NMOS-Transistoren 316 und 318 eine kleine on-Spannung (V_on), während ein PMOS eine größere on-Spannung (V_on) hat. Während des negativen Halbzyklus trifft das Gegenteil zu. Wenn die NMOS- und die PMOS-Transistoren 312 und 318 aufeinander abgestimmt sind, wird die Verzerrung zweiter Ordnung aufgehoben. Allerdings können Ablaufabweichungen, die den NMOS-Transistor dazu veranlassen, sich von dem PMOS-Transistor 312 zu unterscheiden, eine Änderung des IIP2 auslösen.
Die on-Spannungen der PMOS- und NMOS-Transistoren 312, 314, 316 und 318 sind gegensätzlich, sodass sie sich ausgleichen. Ferner desensibilisiert die Nutzung der Widerstände 310 und 320 für eine Srouce-Gegenkopplung die „effektiven” Veränderungen der on-Spannung (Spannung über die Widerstände plus Spannung der der Transistoren) unter Berücksichtigung von Herstellungstoleranzen.

Allerdings haben Versuche ergeben, dass der LNA 302 einen befriedigenden IIP2 innerhalb der Herstellungstoleranzen hat, der 50 dBm übertrifft. Die unten gezeigte Tabelle 1 zeigt den IIP2 eines bestimmten Beispieles des LNA 302, wo die PMOS-Transistoren 312 und 314 Breitenlängenverhältnisse haben, die doppelt so groß waren wie die der NMOS-Transistoren 316 und 318. Tabelle 1: IIP2 des LNAs 302 für verschiedene Herstellungstoleranzen

Herstellungstoleranzen	IIP2 (dBm)
Typisch-Typisch (TT)	54
Langsamer NMOS Schneller PMOS (SNFP)	61
Scheller NMOS Langsamer PMOS (FNSP)	51
Schneller NMOS Schneller PMOS (FNFP)	56
Langsamer NMOS Schneller PMOS (SNSP)	53

Wie in Tabelle 2 gezeigt wird, übertrifft der LNA 302 50 dBm bei allen Herstellungstoleranzen. Ferner kann eine Trim-Vorrichtung hinzugefügt werden, die das Breitenlängenverhältnis des PMOS zum Breitenlängenverhältnis des NMOS ändert, um die Performance fein einzustellen. Allerdings fällt die Performance schon bei einem doppelten Unterschied zwischen den PMOS und den NMOS-Vorrichtungen innerhalb des akzeptablen Gebietes.
Ferner ist der DC-Strom (I_DC) ungefähr gleich ¼ eines Differenzstromes (I_differential), was eine vierfache Stromeinsparung im Vergleich zu einem konventionellen LNA bedeutet. Mit Bezugnahme auf den LNA 102 aus 2 hat jeder NMOS-Transistor 126 und 128 eine Transkonduktanz gm und jeder Eintaktzweig hat einen DC-Strom in Höhe von I_diff/2 aufgenommen. Beim CMOS-LNA 302 hat jeder Transistor 312, 314, 316 und 318 der PMOS- und NMOS Transistoren 312, 314, 316 und 318 eine Transkonduktanz in Höhe von gm/2, während sie sich denselben DC-Strom teilen. Dies impliziert, dass der aufgenommene Strom ein Viertel des Differenzstromes (I_diff) wie folgt ist:
Der resultierende Strom stellt zum Beispiel eine vierfache Reduktion im Vergleich zum DC-Strom, der durch den LNA 102 aus 2 fließt, dar. Daher hat der LNA 302 einen Rauschfaktor, einen IIP2, einen IIP3 und Verstärkungsparameter, die den Anforderungen für eine Bearbeitung terrestrischer TV-Signale genügen, wohingegen weniger DC-Strom verbraucht wird.

Mit einer Eintaktbelastung von 440 Ohm, die der Differenzbelastung einiger LNAs mit einem Symmetrieglied entspricht, stellt unten stehende Tabelle 2 eine Zusammenfassung einer Simulationsperformance und einen Vergleich des LNAs 302 mit dem LNA 102 aus 2 zum Beispiel mit einer entsprechenden 440 Ohm-Belastung dar. Bei einer Transkonduktanz der NMOS und PMOS von jeweils 40 mS und bei Widerständen 310, 320 aus 3, die jeweils 25 Ohm betragen, wird die folgende Performance erhalten. Tabelle 2: Performancevergleich des LNAs 302 gegenüber dem LNA 102

	CMOS-LNA 302 ohne Symmetrieglied	LNA 102 mit Symmetrieglied
S11 (Eingangs-Reflexionsparameter)	~–7 dB	~–6 dB
Rauschfaktor (bei 400 MHz)	2,6 dB	3,5 dB
Verstärkung	18 dB	18 dB
IIP2 (Typisch-Typisch)	54 dBm	55 dBm
IIP3 (Band-extern)	26 dBm	26 dBm
DC-Strom	9 mA	40 mA

Wie in Tabelle 2 zu sehen ist, stimmt die Performance des CMOS-LNA 302 ohne das Symmetrieglied im Wesentlichen mit der Performance des LNA 102 dem Symmetrieglied überein. Der NF des LNA 302 ist besser als der des LNAs 102, während IIP2, IIP3 und Verstärkungszahlen zwischen den beiden vergleichbar sind. Der durch LNA 302 aufgenommene Strom ist um 75% geringer als der von LNA 102 aufgenommene. Die Performance des LNA 302 kann bei Herstellungstoleranzen für bestimmte Anwendungen eingestellt werden. Insbesondere kann zum Herstellungszeitpunkt das Breitenlängenverhältnis (W/L) des PMOS 312 und das W/L des NMOS 318 so eingestellt werden, dass die IIP3-Performance bei den Herstellungstoleranzen optimiert wird.
4 ist ein Blockdiagramm einer Vorrichtung 400, die den LNA 302 aus 3 umfasst. Vorrichtung 400 umfasst ferner eine Antenne 402, Verbindung 404, PIN 405 und kapazitiven Filter und kapazitiven Dämpfer 406, der einen Ausgang umfasst, der mit einem Umwandler 408 von einem einzigen Eingang zu einem Differenzausgang verbunden ist, der mit einem doppeltsymmetrischen Mischer zur Unterdrückung von Oberschwingungen (HRM) 410 verbunden ist.
In diese Ausführungsform erreicht der CMOS-LNA 302 einen Rauschfaktor von 2,6 dB, eine Verstärkung von 18 dB, eine IIP2 von 50 dBm, einen IIP3 von 25 dBm und einen DC-Strom von ungefähr 10 mA. Der kapazitive Eintaktfilter und kapazitive Dämpfer 406 stellen eine Eintakttransferfunktion dar, die die gleiche Belastung wie eine Differenzbelastung darstellt. Der Umwandler 408 von einem einzigen Eingang zu einem Differenzausgang erreicht einen Rauschfaktor von 9 dB, eine Verstärkung von 0 dB, einen IIP3 von 15 dBm und einen DC-Strom von ungefähr 15 mA. HRM 410 erreicht einen Rauschfaktor von 12 dB, eine Verstärkung von 19 dB und einen IIP3 von 12 dBm. In dieser bestimmten Ausführungsform kann der 30 mA-Strom, der durch Verwendung des LNAs 302 im Vergleich zum LNA 102 gespart wurde, dazu benutzt werden, andere Schaltungen mit Strom zu versorgen. Zum Beispiel kann ein Teil der gesparten 30 mA in dem Umwandler 408 von einem einzigen Eingang zu einem Differenzausgang genutzt werden, um die 15 mA bereitzustellen.
Es ist zu beachten, dass die in den 1–4 dargestellten Ausführungsformen lediglich illustrativ sind. In obigen Beispielen wurden die Verstärkungen, Dezibellevel und Ströme zu illustrativen Zwecken beschrieben. Solche Werte können für bestimmten Implementationen passend sein und/oder über verschiedene Schaltungsanwendungen variieren.
5 ist ein Diagramm einer anderen Ausführungsform einer Vorrichtung 500, die den LNA-Schaltkreis 302 aus 3 umfasst, der mit einem passiven Mischer verbunden ist, der dazu ausgebildet ist, den Ausgabestrom (i_out) zu empfangen und ein mehrphasiges Ausgabesignal einer Zwischenfrequenz (if) zu erzeugen, das an andere Schaltungen, wie zum Beispiel einen Filter, einen RF-Verstärker, einen Prozessor und/oder andere Schaltungen, die dazu ausgebildet sind, das if-Ausgabesignal zu verarbeiten, auszugeben.
Während der LNA 302 aus 3 mit einem Mischer über ein LC-Netzwerk verbunden ist und der LNA 302 aus 5 mit einem passiven Mischer ohne dazwischenliegende Schaltungen verbunden ist, können andere Ausführungsformen ohmsche Belastungen oder andere Schaltungen zwischen dem LNA 302 und dem Mischer umfassen. Ein Beispiel einer Ausführungsform einer Vorrichtung wird weiter unten im Hinblick auf 6 beschrieben, die den LNA 302 umfasst, der mit einer ohmschen Last und einem Mischer verbunden ist.
6 ist ein Diagramm von noch einer anderen Ausführungsform einer Vorrichtung 600, die den LNA 302 aus 3 umfasst, der mit einem Mischer über eine ohmsche Last 602 verbunden ist. In diesem Beispiel umfasst die ohmsche Last einen ersten Anschlusspunkt, der mit dem Ausgabeknoten 321 verbunden ist, und einen zweiten Anschlusspunkt, der mit einer Spannungsquelle verbunden ist, wie zum Beispiel eine V_mit (eine gepufferte Spannung bei ungefähr einem Mittelpunkt zwischen einer Stromversorgungsschiene und Erdung).
Im Allgemeinen kann LNA 302 in einer Vielzahl von Vorrichtungen benutzt werden, um eine rauscharme Verstärkung mit reduzierter Stromaufnahme zu erreichen (verglichen mit dem differenziellen LNA 102 aus 1). Während LNA 302 mit den Eingangs-PINs 112 und 114 zum Empfang der Eingangssignale von einer Signalquelle abgebildet wurde, wie zum Beispiel Antenne 402, ist zu beachten, dass PINs 112 und 114 weggelassen werden können und dass ein einziger PIN oder Eingangsanschlusspunkt dazu verwendet werden kann, das Eingangssignal an die Kondensatoren 304 und 306 auszugegeben, die Kondensatoren auf dem Chip sein können.
In Verbindung mit dem Schaltkreis 300 aus 3 und den Vorrichtungen 400, 500 und 600, jeweils aus den 4–6, zusammen mit den Tabellen 1 und 2 wird ein hochlinearer Eintaktsignal-LNA 302 ohne Symmetrieglied präsentiert, der einen IIP3 von 25 dBm, einen IIP2 von 50 dBm (unter Berücksichtigung der Herstellungstoleranzen) und einen Rauschfaktor von 2,6 dB erreicht, während nur ein Strom von 10 mA verbraucht wird. In diesem Fall ist der erreichte Reflexionsverlust ungefähr –6 dB. Der LNA senkt die Kosten durch Weglassen des Symmetrieglieds, während nur eine Induktionsspule außerhalb des Chips und ein Kondensator den Materialkosten hinzuaddiert werden. Die Stromeinsparung beträgt ungefähr 30 mA, die zur Stromversorgung anderer Schaltungen benutzt werden können, wodurch die gesamte Stromaufnahme verringert wird.
Obwohl die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen beschrieben wurde, werden Fachmänner erkennen, dass die Veränderungen in Form und Detail durchgeführt werden können, ohne vom Bereich der Erfindung abzuweichen.

Claims

Rauscharmer Verstärker (LNA) mit: einem Eingangsanschlusspunkt zum Empfang eines Eingangssignals; einem Ausgangsanschlusspunkt; ersten und zweiten Kondensatoren, wobei der erste Kondensator eine erste Elektrode, die mit dem Eingangsanschlusspunkt verbunden ist, und eine zweiten Anschlusspunkt umfasst, wobei der zweite Kondensator eine erste Elektrode, die mit dem Eingangsanschlusspunkt verbunden ist, und eine zweite Elektrode umfasst; einem ersten Transistor, der eine Source, die mit der zweiten Elektrode des ersten Kondensators verbunden ist, ein Gate, das zum Empfang eines ersten Gleichstrom(DC)-Vorspannungssignal ausgebildet ist, einen Drain umfasst, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist; und einem zweiten Transistor, der eine Source, die mit der zweiten Elektrode des zweiten Kondensators verbunden ist, ein Gate, das zum Empfang eines zweiten DC-Vorspannungssignals ausgebildet ist, einen Drain umfasst, der mit dem Ausgangs-Anschlusspunkt verbunden ist.
LNA nach Anspruch 1, wobei der erste Transistor ein erstes Breitenlängenverhältnis hat; wobei der zweite Transistor ein zweites Breitenlängenverhältnis hat; und wobei das erste und das zweite Breitenlängenverhältnis dazu ausgebildet sind, eine gewünschte eingangsbezogene Schnittpunktperformance zweiter Ordnung (IIP2) bei Herstellungstoleranzen zu erreichen.
LNA nach Anspruch 1, ferner umfassend: eine erste Induktionsspule, die einen ersten Anschlusspunkt, der mit einem ersten Versorgungsanschlusspunkt verbunden ist, und einen zweiten Anschlusspunkt umfasst, der mit der Source des ersten Transistors verbunden ist; und einer zweiten Induktionsspule, die einen ersten Anschlusspunkt, der mit der Source des zweiten Transistors verbunden ist, und einen zweiten Anschlusspunkt umfasst, der mit einem zweiten Versorgungsanschlusspunkt verbunden ist.
LNA nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten Vorspannungssignale dazu ausgebildet sind, die ersten und zweiten Transistoren so zu steuern, dass ein DC-Strom fließt.
LNA nach Anspruch 1, ferner umfassend: einen ersten Widerstand, der einen ersten Widerstandsanschlusspunkt, der mit der zweiten Elektrode des ersten Kondensators verbunden ist, und einen zweiten Widerstandsanschlusspunkt umfasst, der mit der Source des ersten Transistors verbunden ist; und einen zweiten Widerstand, der einen Widerstandsanschlusspunkt, der mit der zweiten Elektrode des zweiten Kondensators verbunden ist, und einen zweiten Widerstandsanschlusspunkt umfasst, der mit der Source des zweiten Transistors verbunden ist.
LNA nach Anspruch 1, wobei der LNA dazu ausgebildet ist, eine Srouce-Gegenkopplung der ersten und zweiten Transistoren zu nutzen, um die Empfindlichkeit der Einschaltung von Spannungsunterschieden bei Herstellungstoleranzen zu reduzieren.
LNA nach Anspruch 1, ferner umfassend: einen dritten Transistor, der eine Source, die mit dem Drain des ersten Transistors verbunden ist, ein Gate, das zum Empfang eines dritten DC-Vorspannungssignals ausgebildet ist, und einen Drain umfasst, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist; und einen vierten Transistor, der eine Source, die mit der zweiten Elektrode des zweiten Kondensators verbunden ist, ein Gate, das zum Empfang eines vierten DC-Vorspannungssignals ausgebildet ist, und einen Drain umfasst, der mit der Source des zweiten Transistors verbunden ist.
LNA nach Anspruch 7, wobei der erste und der dritte Transistor p-Kanal-Metalloxid-Halbleiter(PMOS)-Vorrichtungen sind, und wobei der zweite und der vierte Transistor n-Kanal-Metalloxid-Halbleiter(NMOS)-Vorrichtungen sind.
Vorrichtung mit: einem Eingangsanschlusspunkt zum Empfang eines Radiofrequenz(RF)-Signals von einer Signalquelle; einem Ausgabeanschluss zur Ausgabe eines Ausgabesignals; und einem rauscharmen (Verstärker) LNA-Schaltkreis mit: einem kapazitiven Schaltkreis, der mit dem Eingangsanschlusspunkt verbunden ist und erste und zweite Signalpfade bietet; und einem Transistornetzwerk, das eine Vielzahl von in Serie geschalteten Transistoren umfasst, wobei die Vielzahl von Transistoren Folgendes umfasst: einen ersten Transistor, der eine Source, die mit dem ersten Signalpfad verbunden ist, einen Drain, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist, und ein Gate umfasst, das zum Empfang eines ersten Gleichstrom(DC)-Vorspannungssignals ausgebildet ist; und einen zweiten Transistor, der eine Source, die mit dem zweiten Signalpfad verbunden ist, einen Drain, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist, und ein Gate umfasst, das zum Empfang eines zweiten DC-Vorspannungssignals ausgebildet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der LNA-Schaltkreis ferner Folgendes umfasst: einen ersten Widerstand, der einen ersten Widerstandsanschlusspunkt, der mit dem ersten Signalpfad verbunden ist, und einen zweiten Widerstandsanschlusspunkt umfasst, der mit der Source des ersten Transistors verbunden ist; und einen zweiten Widerstand, der einen ersten Widerstandsanschlusspunkt, der mit dem zweiten Signalpfad verbunden ist, und einen zweiten Widerstandsanschlusspunkt umfasst, der mit der Source des zweiten Transistors verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der kapazitive Schaltkreis Folgendes umfasst: einen ersten Kondensator, der eine erste Elektrode, die mit dem Eingangsanschlusspunkt verbunden ist, und eine zweite Elektrode umfasst, die mit der Source des ersten Transistors verbunden ist; und einen zweiten Kondensator, der eine erste Elektrode, die mit dem Eingangsanschlusspunkt verbunden ist, und eine zweite Elektrode umfasst, die mit der Source des zweiten Transistors verbunden ist; wobei der erste und der zweite Kondensator den Fluss eines DC-Stroms vom Transistornetzwerk zu dem Eingangsanschlusspunkt und von der Source des ersten Transistors zu der Source des zweiten Transistors über den kapazitiven Schaltkreis blockieren.
Vorrichtung nach Anspruch 9, ferner umfassend: einen passiven Mischerschaltkreis, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 9, ferner umfassend: einen Mischerschaltkreis, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist; und einem einstellbaren induktiven/kapazitiven (LC) Bandpassfilter und ein kapazitives Dämpfungsnetzwerk, die zwischen dem Ausgangsanschlusspunkt und dem Mischerschaltkreis angeordnet sind.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Vielzahl der Transistoren ferner Folgendes umfasst: einen dritten Transistor, der ein Gate, das zum Empfang eines dritten DC-Vorspannungssignals ausgebildet ist, eine Source, die mit dem Drain des ersten Transistors verbunden ist, und einen Drain umfasst, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist; und einen vierten Transistor, der ein Gate, das zum Empfang eines vierten DC-Vorspannungssignals ausgebildet ist, eine Source, die mit dem Drain des zweiten Transistors verbunden ist, und einen Drain umfasst, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei der erste und der dritte Transistor p-Kanal-Metalloxid-Halbleiter(PMOS)-Transistoren umfassen; und wobei der zweite und der vierte Transistor n-Kanal-Metalloxid-Halbleiter(NMOS)-Transistoren umfassen.
Vorrichtung nach Anspruch 14, ferner umfassend: eine erste Induktionsspule, die einen ersten Anschlusspunkt, der mit einem ersten Versorgungsanschlusspunkt verbunden ist, und einen zweiten Anschlusspunkt umfasst, der mit der Source des ersten Transistors zur Versorgung mit einem DC-Strom verbunden ist; und eine zweite Induktionsspule, die einen ersten Anschlusspunkt, der mit einem zweiten Versorgungsanschlusspunkt verbunden ist, und einen zweiten Anschlusspunkt umfasst, der mit der Source des zweiten Transistors verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei ein erster Teil des RE-Signals durch den ersten Signalpfad und den ersten Transistor zum Ausgangsanschlusspunkt fließt; und wobei ein zweiter Teil des RF-Signals durch den zweiten Signalpfad und den zweiten Transistor zum Ausgangsanschlusspunkt fließt.
Rauscharmer Verstärker(LNA)-Schaltkreis mit: einem Eingangsanschlusspunkt zum Empfang eines Radiofrequenz(RF)-Eingangssignals; einen Ausgangsanschlusspunkt zur Ausgabe eines Ausgangssignals, das eine verstärkte Version des RF-Eingangssignals darstellt; einen p-Kanal-Metalloxid-Halbleiter(PMOS)-Netzwerk, das mit dem Eingangsanschlusspunkt und mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist, wobei das PMOS-Netzwerk dazu ausgebildet ist, einen ersten Teil des RF-Eingangssignals zu verstärken, um einen ersten verstärkten Teil an den Ausgangsanschlusspunkt auszugeben; und einem n-Kanal-Metalloxid-Halbleiter(NMOS)-Netzwerk, das mit dem Eingangsanschlusspunkt und mit dem Ausgangsanschlusspunkt und in Serie mit dem PMOS-Netzwerk verbunden ist, wobei das NMOS-Netzwerk zur Verstärkung eines zweiten Teils des RF-Eingangssignals ausgebildet ist, um einen zweiten verstärkten Teil an den Ausgangsanschlusspunkt auszugeben.
LNA-Schaltkreis nach Anspruch 18, wobei das PMOS-Netzwerk Folgendes umfasst: einen ersten PMOS-Transistor, der eine Source, die mit dem Eingangsanschlusspunkt verbunden ist, das Gate, das zum Empfang eines ersten Gleichstrom(DC)-Vorspannungssignals ausgebildet ist, und einen Drain umfasst; und einen zweiten PMOS-Transistor, der eine Source, die mit dem Drain des ersten PMOS-Transistors verbunden ist, ein Gate, das zum Empfang eines zweiten DC-Vorspannungssignals ausgebildet ist, und einen Drain umfasst, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist.
LNA-Schaltkreis nach Anspruch 19, wobei das NMOS-Netzwerk Folgendes umfasst: einen ersten NMOS-Transistor, der eine Source, die mit dem Eingangsanschlusspunkt verbunden ist, ein Gate, das zum Empfang eines dritten Gleichstrom-Vorspannungssignals ausgebildet ist, und einen Drain umfasst; und einen zweiten NMOS-Transistor, der eine Source, die mit dem ersten NMOS-Drain verbunden ist, ein Gate, das zum Empfang eines vierten DC-Vorspannungssignals ausgebildet ist, und einen Drain umfasst, der mit dem Ausgangsanschlusspunkt verbunden ist.
LNA-Schaltkreis nach Anspruch 20, ferner umfassend: einen ersten Widerstand, der einen ersten Widerstandsanschlusspunkt, der mit dem Eingangsanschlusspunkt verbunden ist, und einen Widerstandsanschlusspunkt umfasst, der mit der Source des ersten PMOS-Transistors verbunden ist; und einen zweiten Widerstand, der einen ersten Widerstandsanschlusspunkt, der mit dem Eingangsanschlusspunkt verbunden ist, und einen zweiten Widerstandsanschlusspunkt umfasst, der mit der Source des ersten NMOS-Transistors verbunden ist.
LNA-Schaltkreis nach Anspruch 21, ferner umfassend: eine erste Induktionsspule, die einen ersten Induktionsanschlusspunkt, der mit einem ersten Versorgungsanschlusspunkt verbunden ist, und einen zweiten Induktionsanschlusspunkt umfasst, der mit dem ersten Widerstandsanschlusspunkt des ersten Widerstands verbunden ist; und eine zweite Induktionsspule, die einen ersten Induktionsanschlusspunkt, der mit einem zweiten Versorgungsanschlusspunkt verbunden ist, und einen zweiten Induktionsanschlusspunkt umfasst, der mit dem ersten Widerstandsanschlusspunkt des zweiten Widerstands verbunden ist.
LNA-Schaltkreis nach Anspruch 18, wobei der LNA-Schaltkreis zur Verwendung einer Srouce-Gegenkopplung von zumindest einem des PMOS-Netzwerks und des NMOS-Netzwerk ausgebildet ist, um den LNA-Schaltkreis gegenüber Spannungsänderungen unter Herstellungstoleranzen zu desensibilisieren.