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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Verstärkerschaltung
unter Verwendung eines Multiple-Gated-Transistors (MGTR) und insbesondere
auf eine Verstärkerschaltung
mit einer verbesserten Linearität und
einem verbesserten Frequenzband unter Verwendung eines MGTR.
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Hintergrund des verwandten
Standes der Technik
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1 ist
ein Schaltbild einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung,
die einen Multiple-Gated-Transistor (MGTR) verwendet. Eine derartige
Verstärkerschaltung
ist beispielsweise bekannt aus Aparin V. et al. "Modified derivate superposition method
for linearizing FET low noise amplifiers" Radio Frequency Integrated Circuits
(RFIC) Symposium, 2004. Digest of papers. 2004 IEEE Fort Worth,
TX, USA 6. bis 8. Juni 2004, Piscataway, NJ, USA, IEEE &. Juni 2004 (2004-06-06),
Seiten 105-108, XP010714259 ISBN: 0-7803-8333-8.
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Unter
Bezugnahme auf 1 enthält die herkömmliche Verstärkerschaltung
einen Transistor MN11, einen MGTR, der aus einem Haupttransistor
MN12 und einem Hilfstransistor MN13 besteht, einen Widerstand R11
und eine Induktivität
L11.
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Das
Gate, die Drain und die Source des Haupttransistors MN12 sind jeweils
mit dem Gate, der Drain bzw. der Source des Hilfstransistors MN13
verbunden, um eine Verstärkungseinheit
zu bilden.
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Die
Sources des Haupttransistors MN12 und des Hilfstransistors MN13
sind mit der Induktivität
L11 verbunden, um eine Abschwächungseinheit
zu bilden. Die Gates des Haupttransistors MN12 und des Hilfstransistors
MN13 sind gemeinsam mit einem Eingangsanschluss verbunden.
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Die
Source des Transistors MN11 ist mit den Drains der Transistoren
MN12 und MN13 der Verstärkungseinheit
verbunden. Die Drain des Transistors MN11 ist mit dem Widerstand
R11 und dem Ausgangsanschluss einer Ausgangseinheit verbunden.
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Es
wird nun der Betrieb der herkömmlichen
Verstärkerschaltung
unter Verwendung eines MGTR beschrieben.
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Ein
zu verstärkendes
Eingangssignal wird an die Gates des Haupttransistors MN12 und des
Hilfstransistors MN13 angelegt. Hierbei werden die Betriebseigenschaften
des Hilfstransistors MN13 kontrolliert, um die Intermodulationsverzerrungen
IMD3 der dritten Ordnung zu entfernen, wenn der Haupttransistor
MN12 das Eingangssignal verstärkt.
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Die
Betriebseigenschaften des Transistors MN12 unterscheiden sich von
denjenigen des Transistors MN13, so dass die Linearität des Verstärkers verbessert
wird. Wenn jedoch eine Induktivität an die Sources der Transistoren
MN12 und MN13 angeschlossen wird, wird die Linearitätsverbesserung
insbesondere bei einer hohen Frequenz abgeschwächt.
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Die
Induktivität
wird der Verstärkerschaltung
unvermeidbar hinzugefügt
zur Integration auf einem Chip einer integrierten Schaltung (IC)
oder zur Verbindung mit der Schaltung für eine Eingangsimpedanzanpassung.
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Insbesondere
bei dem Entwurf eines Verstärkers
mit niedrigem Rauschen wird zur Eingangsimpedanzanpassung eine Induktivität zu der
Verstärkerschaltung
hinzugefügt.
Wenn in diesem Fall ein induktives Bauteil mit der Source eines
Transistors zur seriellen negativen Rückkopplung verbunden wird,
entspricht das induktive Bauteil dem Realteil der Eingangsimpedanz
von dem Gate des Transistors und so erscheint das induktive Bauteil
als Widerstand.
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Hierbei
ist der Widerstandswert des Widerstands gm·Ls/(Cgs), wobei gm die Transkonduktanz
des Transistors, Ls die Induktivität des induktiven Bauteils und
Cgs die Gate-Source-Kapazität des Transistors
ist.
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Dieses
Verfahren wird angewendet, um gleichzeitig eine Rauschzahloptimierungsanpassung
und eine Eingangsleistungsanpassung im Fall eines Verstärkers mit
niedrigem Rauschen zu erreichen.
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Gemäß diesem
Verfahren erscheint ein Offset-Effekt von gm'' jedoch
im Falle eines MGTR nicht bei einer hohen Frequenz. Wenn eine Induktivität an die
Source eines Transistors angeschlossen ist, wird ein Imaginärteil der
Impedanz gm'' erzeugt und wird
ein Bauteil, das die Nicht-Linearität bestimmt. Dies bedeutet,
dass ein Realteil von gm'' effektiv durch einen
MGTR ausgelöscht
wird, jedoch wird der Imaginärteil
von gm'' neu erzeugt, da
die Induktivität
an die Source des Transistors angeschlossen ist. Auf diese Weise
wird der Linearitätsverbesserungseffekt
des MGTR beseitigt (es wird Bezug genommen auf IEEE RFIC Symposium
2004 Fort Worth, TX USA, 6. bis 8. Juni 2004).
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2 ist
ein Schaltbild einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
unter Verwendung eines MGTR, um die Nachteile der in 1 gezeigten
Verstärkerschaltung
zu vermeiden. Die Verstärkerschaltung
aus 2 ist offenbart in "IEEE RFIC Symposium 2004 Fort Worth,
TX, USB, 6. bis 8. Juni 2004" und
wird von Qualcomm vorgeschlagen.
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Unter
Bezugnahme auf 2 enthält die Verstärkerschaltung
Transistoren MN21 bis MN25, Kondensatoren C21, C22 und C23, Induktivitäten L21,
L22, L23 und L24, Stromquellen IS21 und IS22 sowie Widerstände R21
und R22.
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Die
Drain des Haupttransistors MN21 ist mit der Drain des Hilfstransistors
MN22 verbunden. Die Source des Haupttransistors MN21 ist mit der
Induktivität
L21 verbunden und die Source des Hilfstransistors MN21 ist mit der
Induktivität
L22 verbunden, um eine Verstärkungseinheit
zu bilden. Hierbei haben die Induktivitäten L21 und L22 verschiedene
Charakteristiken.
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Ein
Eingangsanschluss IN ist seriell mit dem Kondensator C21 und der
Induktivität
L23 verbunden, die seriell miteinander verbunden sind, und mit dem
Gate des Haupttransistors MN21 verbunden, so dass ein Eingangssignal
verstärkt
wird. Der Kondensator C22 ist zwischen das Gate des Haupttransistors
MN21 und das Gate des Hilfstransistors MN22 eingesetzt, um das Eingangssignal
unter Verwendung des Hilfstransistors M22 zu verstärken.
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Der
Ausgang der Stromquelle IS21 wird zur Vorspannung an die Drain und
das Gate des Transistors MN23 angelegt. Der Ausgang der Stromquelle
IS22 wird zur Vorspannung an die Drain und das Gate des Transistors
MN24 angelegt und die Stromquellen IS21 und IS22 empfangen eine
Stromversorgungsspannung Vdd.
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Der
Widerstand R21 ist in Reihe zwischen das Gate des Transistors MN23
und das Gate des Haupttransistors MN21 geschaltet und der Widerstand
R22 ist in Reihe zwischen das Gate des Transistors MN24 und das
Gate des Hilfstransistors MN22 geschaltet, um die Transistoren MN21
und MN22 vorzuspannen. Die Drain des Transistors M25 ist mit dem
Kondensator C23 verbunden, um einen Ausgangsanschluss zu bilden und
die Source des Transistors MN25 ist mit den Drains der Transistoren
MN21 und MN22 verbunden, um ein Signal auszugeben.
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In
der Verstärkerschaltung
aus 2 sind die Induktivitäten L21 und L2, die verschiedene
Charakteristiken haben, mit dem Haupttransistor MN21 bzw. mit dem
Hilfstransistor MN22 verbunden, um die Linearität zu verbessern. In diesem
Fall erfordert die Verstärkerschaltung
jedoch eine Induktivität
mehr als die Verstärkerschaltung
aus 1. Zusätzlich
ist es schwierig, den Induktivitätswert
der Induktivität
L22 des Hilfstransistors MN22 zu bestimmen und die Verstärkungsschaltung
wird nur bei einem Schmalband angewendet. Weiterhin gibt es kein
Verfahren zur Verarbeitung induzierten Gate-Rauschens (es wird Bezug
genommen auf IEEE RFIC Symposium 2004 Fort Worth, TX, USA, 6. bis
8. Juni 2004), das in dem Hilfstransistor erzeugt wird.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Demgemäß wurde
die vorliegende Erfindung gemacht, um die vorstehend erwähnten Probleme
zu lösen
und es ist ein Ziel der Erfindung, eine Verstärkerschaltung bereitzustellen
zur Verbesserung eines Frequenzbandes, während die Linearität verbessert
wird.
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Ein
anderes Ziel der Erfindung ist es, eine Verstärkerschaltung bereitzustellen,
die in der Lage ist, den Einfluss einer Degenerationsinduktivität eines
MGTR zu verringern und den Einfluss von induziertem Gate-Rauschen,
das in einem Hilfstransistor erzeugt wird, zu mindern, um eine Rauschzahl
zu verbessern.
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Zur
Erreichung der vorstehenden Ziele wird entsprechend einem Aspekt
der vorliegenden Erfindung eine Verstärkerschaltung mit einer verbesserten
Linearität
und einem verbesserten Frequenzband unter Verwendung eines MGTR
bereitgestellt, die aufweist: eine Verstärkungseinheit enthaltend einen
Haupttransistor und einen Hilfstransistor; eine Abschwächungseinheit,
enthaltend eine Induktivität,
die mit der Source des Haupttransistors und der Source des Hilfstransistors
verbunden ist; eine Kapazität,
die an einem Ende davon mit den Sources des Haupttransistors und
des Hilfstransistors verbunden ist und die mit ihrem anderen Ende mit
den Gates des Haupttransistors und des Hilfstransistors verbunden
ist; und eine Ausgangseinheit, die mit den Drains des Haupttransistors
und des Hilfstransistors verbunden ist.
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Vorzugsweise
haben der Haupttransistors und der Hilfstransistor unterschiedliche
Charakteristiken. Die Ausgangseinheit kann einen Transistor enthalten.
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Gemäß einem
anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist auch ein Rückkopplungsverstärker vorgesehen,
der zwischen ein Gate und eine Source des Transistors der Ausgangseinheit
geschaltet ist.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die
obigen und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden ersichtlich aus der folgenden detaillierten Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsbeispiele der
Erfindung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen, wobei
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1 ein
Schaltbild einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
ist, die einen MGTR verwendet,
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2 ein
Schaltbild einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
ist, die in "IEEE
RFIC Symposium 2004 Fort Worth, TX, USA, 6. bis 8. Juni 2004" offenbart ist und
die von Qualcomm vorgeschlagen wird,
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3 ein
Schaltbild einer Common-Source-Verstärkerschaltung ist mit einer
verbesserten Linearität und
einem verbesserten Frequenzband unter Verwendung eines MGTR gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung,
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4 ein
Schaltbild ist einer Kaskode-Verstärkerschaltung mit verbesserter
Linearität
und verbessertem Frequenzband unter Verwendung eines MGTR entsprechend
einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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5 ein
Schaltbild einer Verstärkerschaltung
ist mit verbesserter Linearität
und einem verbesserten Frequenzband unter Verwendung eines MGTR
entsprechend einem dritten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung,
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6 eine
Verstärkungskurve
ist, die ein Simulationsergebnis einer Verstärkerschaltung gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt,
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7 ein
IIP3-Graf ist, der ein Simulationsergebnis einer Verstärkerschaltung
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt,
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8 eine
Rauschzahlkurve ist, die ein Simulationsergebnis gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt, und
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9 ein
Smith-Chart ist, das ein Simulationsergebnis gemäß einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DES BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
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Es
wird nun im Detail Bezug genommen auf die bevorzugten Ausführungsbeispiele
der Erfindung, von denen Beispiele in den beiliegenden Zeichnungen
illustriert sind.
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3 ist
ein Schaltbild einer Common-Source-Verstärkerschaltung mit verbesserter
Linearität
und einem verbesserten Frequenzband unter Verwendung eines MGTR
entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung und 4 ist ein
Schaltbild einer Kaskode-Verstärkerschaltung
mit verbesserter Linearität
und verbessertem Frequenzband unter Verwendung eines MGTR entsprechend
einem zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Da die Verstärkereinheiten der Verstärkerschaltung aus
den 3 und 4 denselben Aufbau haben, wird
nun nur die Kaskode-Verstärkerschaltung
aus 4 erklärt.
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Unter
Bezugnahme auf 4 enthält die Verstärkerschaltung
einen MGTR, der aus einem Haupttransistor MN41 und einem Hilfstransistor
MN42 besteht, einen Transistor MN43, eine In duktivität L41, eine
Kapazität
C41 und einen Widerstand R41. Das Gate, das Drain und die Source
des Haupttransistors MN41 sind mit dem Gate, dem Drain bzw. der
Source des Hilfstransistors MN42 verbunden. Die Sources des Haupttransistors MN41
und des Hilfstransistors MN42 sind miteinander verbunden, so dass
der Haupttransistor MN41 und der Hilfstransistors MN42 miteinander
verbunden sind, um eine Verstärkungseinheit
zu bilden.
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Die
Source des Haupttransistors MN41, die Source des Hilfstransistors
MN42 und ein Ende der Induktivität
L41 sind gemeinsam angeschlossen, um eine Abschwächungseinheit zu bilden. Die
Kapazität
C41 ist an einem Ende davon mit den Gates des Haupttransistors MN41
und des Hilfstransistors MN42 verbunden und sie ist mit dem anderen
Ende davon mit den Sources des Haupttransistors Mn41 und des Hilfstransistors
MN42 verbunden.
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Die
Drain des Transistors MN43 ist mit einem Ende des Widerstands R41
und einem Ausgangsanschluss OUT verbunden, um eine Ausgangseinheit
zu bilden, und die Source des Transistors MN43 ist mit den Drains
des Haupttransistors MN41 und des Hilfstransistors MN42 verbunden.
Hier wird die Charakteristik des Hilfstransistors MN42 bestimmt
zur Reduzierung von IMD3, das erzeugt wird, wenn der Haupttransistors
MN41 ein Signal verstärkt.
Wenn jedoch eine Induktivität
unvermeidbar mit der Source eines Transistors verbunden ist aufgrund
einer Integration oder wenn eine Induktivität zur Eingangsanpassung zu
der Verstärkerschaltung zugefügt wird,
wird zwischen dem Gate und der Source des Transistors über die
Induktivität
eine Rückkopplung
von zweiten harmonischen Komponenten 2f1, 2f2 und f1 + f2 erzeugt.
Durch diese Rückkopplung
werden Imaginärteile
von gm'' erzeugt und so wird
bei einer hohen Frequenz keine Linearitätsverbesserung entsprechend
einem MGTR erreicht.
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Dementsprechend
verbindet die vorliegende Erfindung ein Ende der Kapazität C41 mit
dem Eingangsanschluss IN und den Gates der Transistoren MN41 und
MN42 und verbindet das andere Ende der Kapazität C41 mit den Sources der Transistoren
MN41 und MN42, um die Größe der Verstärkung der
zweiten harmonischen Komponenten zu verringern und dadurch den Einfluss
der Rückkopplung
zu verringern. Auf diese Weise kann selbst bei einer hohen Frequenz
eine Lineraritätsverbesserung
entsprechend einem MGTR erhalten werden.
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Insbesondere
kann die Verstärkerschaltung
aus 1 für
ein Schmalband verwendet werden, wenn sie an das Schmalband angepasst
wird, weil dort keine Frequenzresonanz ist, wenn die Verstärkerschaltung ein
Signal verstärkt.
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5 ist
ein Schaltbild einer Verstärkerschaltung
mit verbesserter Linearität
und verbessertem Frequenzband unter Verwendung eines MGTR entsprechend
einem dritten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Unter Bezugnahme auf 5 enthält die Verstärkerschaltung
Transistoren MN51, MN52, MN53, eine Induktivität L51, eine Kapazität C51, einen
Widerstand R51 und einen Rückkopplungsverstärker 501.
Da der grundlegende Aufbau der Verstärkerschaltung aus 4 ähnlich demjenigen
der Verstärkerschaltung
aus 3 ist und nur der Rückkopplungsverstärkerteil
sich von der Verstärkerschaltung
aus 3 unterscheidet, wird nun nur der Rückkopplungsverstärker 501 beschrieben.
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Der
Ausgangsanschluss des Rückkopplungsverstärkers 501 ist
mit dem Gate des Transistors MN53 verbunden und der Eingangsanschluss
des Rückkopplungsverstärkers 501 ist
mit einem Kno tenpunkt verbunden, der mit der Source des Transistors
MN53 und den Drains des MGTR MN51 und MN52 verbunden ist. Dies bedeutet,
dass der Rückkopplungsverstärker 501 zwischen
dem Gate und der Source des Transistors MN53 hinzugefügt ist,
um die Impedanz des Common-Gate-Eingangs (Eingang des Transistors
MN53) durch eine Rückkopplungsschleifenverstärkung in
der Kaskodeschaltung zu erhöhen.
In diesem Fall wird die Common-Gate-Eingangsimpedanz verringert
und auf diese Weise kann die allgemein als Miller-Effekt bezeichnete Rückkopplung
zwischen dem Gate und der Drain verringert werden. Dies bedeutet,
dass ein an den Drains des MGTR MN51 und MN52 erzeugter harmonischer
Rückkopplungseffekt
verringert wird, um die Linearität um
ungefähr
2 bis 3 dB zu verbessern.
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6 ist
eine Verstärkungskurve,
die ein Simulationsergebnis einer Verstärkerschaltung gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt. Unter Bezugnahme auf 6 erhält man die
maximale Verstärkung
bei einer Eingangsfrequenz von 906,1 MHz. Hierbei ist dB (S(2,1))
eines Verstärkungspunktes
m 14,222 dB, das ist die maximale Verstärkung.
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7 ist
ein IIP3-Graf, der ein Simulationsergebnis einer Verstärkerschaltung
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt. Unter Bezugnahme auf 7 ist
IIP3 8,240 dBm, wenn indep (m1) 0,166 ist, IIP3 ist 7,449 dBm, wenn
indep (m2) 0,193 ist, IIP3 ist 7,470 dBm, wenn indep (m3) 0,221
ist und IIP3 ist –2,286
dBm, wenn indep (m4) 0,000 ist. Hierbei ist indep (m4) im Falle
einer herkömmlichen
Kaskodenschaltung ohne die Verwendung eines MGTR 0,00. Dies bedeutet,
dass das maximale IIP3 8,2409 dBm ist und so wird IIP3 um ungefähr 10 dB
gemäß dem MGTR
verbessert.
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8 ist
ein Rauschzahl-(NF)-Graf, der ein Simulationsergebnis gemäß einem
Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Er findung zeigt. Wie in 8 gezeigt
ist, ist die Rauschzahl 0,983 dB, wenn die Frequenz 906,1 MHz beträgt.
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9 ist
ein Smith-Diagramm, das ein Simulationsergebnis gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt. Unter Bezugnahme auf
9 ist
S(1,1) 0,054/68,915 und die Impedanz ist Zo·(1,034 + j0,104), wenn die
Eingangsfrequenz 906,1 MHz ist. Wenn die Eingangsfrequenz 886,9
MHz beträgt,
ist S(2,2) 0,216/81,239 und die Impedanz ist Zo·(0,972 + j0,435). Tabelle 1 gibt die Simulationsergebnisse
der Fig. 6, 7, 8 und 9 wieder.
| Freq.
(GHZ) | S21(dB) | NF(dB) | IIP3
(dBm) | Pdc(mA@V) | FOM |
Vorliegende Erfindung | 0,9 | 14,2 | 0,98 | +8,0 | 1,6@1,8 | 230,0 |
Qualcomm | 0,9 | 15,5 | 1,60 | +17,2 | 9,0@2,6 | 179,0 |
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In
Tabelle 1 ist FOM (Figure of Merit) ein Index zum charakteristischen
Vergleich und er wird gemäß [0IF3/[Noise
Factor-1]·Pdc] berechnet,
was die Berechnungsmethode des Referenzpapiers (IEE RFIC Symposium
2004 Fort Worth, TX USA 6. bis 8. Juni 2004) ist.
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Die
vorliegende Erfindung verringert signifikant den Einfluss einer
Degenerationsinduktanz der Verstärkerschaltung
unter Verwendung eines MGTR und verringert den Einfluss von induziertem
Gate-Rauschen, das in dem Hilfstransistor erzeugt wird. Zusätzlich verbessert
die vorliegende Erfindung eine Rauschzahl und die Kennlinie nach
einer Anpassung. Weiterhin können
die Verstärkerschaltungen
entsprechend der vorliegenden Erfindung auf ein Breitband angewendet
werden. Ferner kann die vorliegende Erfindung in einfacher Weise
die Kapazität
des Kondensators C31 der Verstärkerschaltung
bestimmen und unter Verwendung einer geringen Anzahl von Elementen
eine Verstärkerschaltung
bilden, um den Stromverbrauch zu verringern. Dementsprechend können die
Verstärkerschaltungen
der vorliegenden Erfindung bei einer Schaltung angewendet werden,
die einen geringeren Stromverbrauch fordern.
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Die
vorliegende Erfindung führt
eine Kapazität
in eine Verstärkerschaltung
ein, um den Einfluss einer Degenerationsinduktivität zu verringern
und um induziertes Gate-Rauschen zu verringern, das in einem Hilfstransistor
der Verstärkerschaltung
erzeugt wird, und sie verbessert die Linearität der Verstärkerschaltung, um eine Rauschzahl
zu verbessern und sie erlaubt die Anwendung der Verstärkerschaltung
auf ein Breitband. Weiterhin minimiert die vorliegende Erfindung
die Anzahl von Elementen, die der Verstärkerschaltung zur Verbesserung
der Linearität
hinzugefügt
werden, indem eine Kapazität
in die Verstärkerschaltung
eingeführt
wird. Dementsprechend wird der Stromverbrauch der Verstärkerschaltung
verringert, so dass verschiedene Schaltungen in einfacher Weise
konstruiert werden können,
welche die Verstärkerschaltung
verwenden.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf die besonderen erläuternden
Ausführungsbeispiele
beschrieben worden ist, wird sie durch die Ausführungsbeispiele nicht beschränkt, sondern
nur durch die beiliegenden Ansprüche.
Es ist verständlich,
dass der Fachmann die Ausführungsbeispiele ändern oder modifizieren
kann, ohne vom Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen.