DE102016105181B4

DE102016105181B4 - Vorrichtungen und Verfahren für eine Kaskodenverstärkertopologie für Millimeterwellenleistungsanwendung

Info

Publication number: DE102016105181B4
Application number: DE102016105181.0A
Authority: DE
Inventors: Dixian Zhao; Patrick Reynaert; Michael F. Keaveney
Original assignee: Analog Devices International ULC
Current assignee: Analog Devices International ULC
Priority date: 2015-03-25
Filing date: 2016-03-21
Publication date: 2020-11-26
Anticipated expiration: 2036-03-22
Also published as: US9413309B1; DE102016105181A1; CN106026952A; CN106026952B

Abstract

Vorrichtung, aufweisend:einen Verstärker, aufweisend:eine erste Schaltung, wobei die erste Schaltung so ausgebildet ist, dass sie ein Eingangssignal empfängt, wobei die erste Schaltung eine Neutralisierung einer parasitären Gate-Drain-Kapazität aufweist;eine zweite Schaltung, wobei die zweite Schaltung so ausgebildet ist, dass sie ein verstärktes Signal erzeugt, wobei die erste Schaltung und die zweite Schaltung zusammen eine Kaskodenschaltung bilden;einen ersten Knoten zwischen der ersten Schaltung und der zweiten Schaltung; undwobei die zweite Schaltung mindestens einen ersten Kondensator mit einer Kapazitätsgröße aufweist, die derart auf einen beabsichtigten Betriebsbereich des Verstärkers zugeschnitten ist, dass der erste Kondensator so ausgebildet ist, dass er mit einer ersten parasitären Kapazität zwischen dem ersten Knoten und einer AC-Masse in Resonanz ist, um die erste parasitäre Kapazität im Wesentlichen aufzuheben.

Description

HINTERGRUND
Gebiet
Ausführungsformen der Erfindung betreffen elektronische Schaltungen und insbesondere Hochfrequenz(HF)-Verstärker, die für eine Leistungsanwendung verwendet werden.
Beschreibung der verwandten Technik
Hochfrequenz(HF)-Verstärker werden bei einer Vielfalt von Anwendungen, wie beispielsweise in Sendern von drahtlosen Kommunikationssystemen, eingesetzt. Bei einer Anwendung wird ein HF-Verstärker als ein HF-Leistungsverstärker (PA für engl. power amplifier) zum Verstärken von HF-Signalen zur Übertragung in den Bändern von 71 bis 76 GHz (Gigahertz) und 81 bis 86 GHz verwendet, die als E-Band bekannt sind. Bei einer anderen Anwendung wird ein HF-Verstärker als ein HF-PA zum Verstärken von Signalen von einer WiFi-Quelle verwendet, um ein WiFi-Hotspot-Signal innerhalb eines drahtlosen lokalen Netzes (WLAN, wireless local area network) zu verstärken.
Die US 2005 / 0 057 309 A1 offenbart einen Verstärker, der mindestens einen ersten Transistor enthält, der ein erstes Eingangssignal an einem ersten Eingangsanschluss und einen ersten Ausgangsanschluss aufweist, an dem ein erstes verstärktes Ausgangssignal vorhanden ist. Der erste Transistor umfasst ein erstes parasitäres kapazitives Element, das zwischen den ersten Eingangs- und Ausgangsanschlüssen angeordnet ist und durch das ein erster Strom fließt. Die Stufe umfasst eine Vorrichtung mit einem zweiten Ausgangsanschluss mit einem Ausgangssignal mit einem Wert, der dem ersten Ausgangssignal entspricht, jedoch ein anderes Vorzeichen aufweist, und sie umfasst mindestens ein Element, das zwischen dem ersten Eingangsanschluss des ersten Transistors und dem zweiten Ausgang angeordnet ist Anschluss des Geräts, der von einem zweiten Strom mit einem Wert durchgelassen wird, der dem ersten Strom entspricht, jedoch ein anderes Vorzeichen aufweist.
Die US 2005 / 0 227 652 A1 offenbart, dass für den Empfänger eines drahtlosen Kommunikationssystems ein rauscharmer Verstärker vorgesehen ist. Der Verstärker enthält eine Bildunterdrückungsfunktion, indem er ein Sperrfilter enthält, das aus einem Induktor und einem Kondensator besteht, die an einem Knoten zwischen zwei aktiven Elementen des Verstärkers verbunden sind. Der Verstärker enthält auch eine Verstärkungsregelungsfunktion, indem ein weiteres aktives Element hinzugefügt wird, das einerseits mit einem Knoten zwischen Induktor und Kondensator und andererseits mit einer Spannungsversorgung verbunden ist. Ein Verstärkungssteuersignal ist mit dem Steuereingang des weiteren aktiven Elements verbunden, wobei ein Eingang mit einer Rückkopplungsleitung des Empfängers verbunden ist, um die Verstärkungssteuerung bereitzustellen.
KURZDARSTELLUNG
In einer Ausführungsform weist eine Vorrichtung einen Verstärker auf. Der Verstärker weist eine erste Schaltung auf, die so ausgebildet ist, dass sie ein Eingangssignal empfängt, und die erste Schaltung weist Neutralisierung von parasitärer Gate-Drain-Kapazität auf. Der Verstärker weist eine zweite Schaltung auf, die so ausgebildet ist, dass sie ein verstärktes Signal erzeugt, und die erste Schaltung und die zweite Schaltung bilden zusammen eine Kaskodenschaltung. Der Verstärker weist einen ersten Knoten zwischen der ersten Schaltung und der zweiten Schaltung auf. Die zweite Schaltung weist mindestens einen ersten Kondensator mit einer Kapazitätsgröße auf, die derart auf einen beabsichtigten Betriebsbereich des Verstärkers zugeschnitten ist, dass der erste Kondensator so ausgebildet ist, dass er mit einer ersten parasitären Kapazität zwischen dem ersten Knoten und einer AC-Masse (Wechselspannungsmasse, AC ground) mitschwingt, um die erste parasitäre Kapazität im Wesentlichen aufzuheben.
Die erste Schaltung kann eine erste Differentialschaltung aufweisen. Das Eingangssignal kann ein Differentialeingangssignal aufweisen, und die erste Differentialschaltung weist kreuzgekoppelte kapazitive Kopplung zur Neutralisierung auf. Die zweite Schaltung kann eine zweite Differentialschaltung aufweisen, und das verstärkte Signal kann ein Differentialsignal aufweisen. Die erste Differentialschaltung und die zweite Differentialschaltung bilden zusammen eine Kaskoden-Differentialschaltung.
Die Vorrichtung kann einen zweiten Knoten zwischen der ersten Schaltung und der zweiten Schaltung aufweisen. Die zweite Schaltung weist einen zweiten Kondensator mit einer Kapazitätsmenge auf, die derart auf einen beabsichtigten Betriebsbereich des Verstärkers zugeschnitten ist, dass der zweite Kondensator so ausgebildet ist, dass er mit einer zweiten parasitären Kapazität zwischen dem zweiten Knoten und der AC-Masse in Resonanz ist, um die zweite parasitäre Kapazität im Wesentlichen aufzuheben.
Der erste Kondensator und der zweite Kondensator können so ausgebildet sein, dass sie mit der ersten parasitären Kapazität bzw. der zweiten Kapazität ohne Induktor in Resonanz sind.
Die erste Differentialschaltung kann ein Source-gekoppeltes Transistorpaar, einen dritten Kondensator und einen vierten Kondensator aufweisen. Das Source-gekoppelte Transistorpaar weist einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor auf, die so ausgebildet sind, dass sie das Differentialeingangssignal zwischen einem Gate des ersten Transistors und einem Gate des zweiten Transistors empfangen. Der dritte Kondensator ist elektrisch zwischen das Gate des ersten Transistors und einen Drain des zweiten Transistors geschaltet und der dritte Kondensator ist so ausgebildet, dass er eine parasitäre Gate-Drain-Kapazität des ersten Transistors neutralisiert. Der vierte Kondensator ist elektrisch zwischen das Gate des zweiten Transistors und einen Drain des ersten Transistors geschaltet und der vierte Kondensator ist so ausgebildet, dass er eine parasitäre Gate-Drain-Kapazität des zweiten Transistors neutralisiert.
Die zweite Differentialschaltung kann einen dritten Transistor und einen vierten Transistor aufweisen. Der dritte Transistor weist eine Source auf, die mit dem Drain des ersten Transistors elektrisch verbunden ist, und ein Gate, das mit einer Vorspannungsquelle (bias source) elektrisch verbunden ist. Der vierte Transistor weist eine Source auf, die mit dem Drain des zweiten Transistors elektrisch verbunden ist, und ein Gate, das mit der Vorspannungsquelle elektrisch verbunden ist. Der dritte Transistor und der vierte Transistor können so ausgebildet sein, dass sie das verstärkte Signal zwischen einem Drain des dritten Transistors und einem Drain des vierten Transistors bereitstellen.
Der erste Kondensator kann elektrisch zwischen den Drain und die Source des dritten Transistors geschaltet sein und der zweite Kondensator kann elektrisch zwischen den Drain und die Source des vierten Transistors geschaltet sein.
Der erste Transistor, der zweite Transistor, der dritte Transistor und der vierte Transistor können NMOS-Transistoren aufweisen. Der erste Transistor, der zweite Transistor, der dritte Transistor und der vierte Transistor können PMOS-Transistoren aufweisen.
Der Verstärker kann einen HF-Leistungsverstärker aufweisen, der so ausgebildet ist, dass er einen Verstärkungs- und Stabilitätsfaktor aufweist, der wenigstens teilweise von den ersten bis vierten Kondensatoren abhängt.
Der dritte Transistor kann ein Drain-Metallisierungsmuster, das eine erste Elektrode des ersten Kondensators bildet, und ein Source-Metallisierungsmuster aufweisen, das eine zweite Elektrode des ersten Kondensators bildet. Der vierte Transistor kann ein Drain-Metallisierungsmuster, das eine erste Elektrode des zweiten Kondensators bildet, und ein Source-Metallisierungsmuster aufweisen, das eine zweite Elektrode des zweiten Kondensators bildet. Die Metallisierungsmuster können auf mindestens zwei Metallisierungsschichten wiederholt sein.
Das Drain-Metallisierungsmuster und das Source-Metallisierungsmuster des dritten Transistors können eine derartige Fläche aufweisen, dass eine Kapazitätsgröße des ersten Kondensators der ersten parasitären Kapazität entspricht. Das Drain-Metallisierungsmuster und das Source-Metallisierungsmuster des vierten Transistors können eine derartige Fläche aufweisen, dass eine Kapazitätsgröße des zweiten Kondensators der zweiten parasitären Kapazität entspricht.
Der Verstärker kann in einer integrierten Schaltung realisiert sein.
Die erste Schaltung kann einen Transistor in Source-Schaltung und ein Reihen-LC-Netzwerk aufweisen. Der Transistor in Source-Schaltung kann so ausgebildet sein, dass er das Eingangssignal an einem Gate des Transistors in Source-Schaltung empfängt. Das Reihen-LC-Netzwerk ist elektrisch zwischen das Gate des Transistors in Source-Schaltung und einen Drain des Transistors in Source-Schaltung geschaltet. Das Reihen-LC-Netzwerk kann so ausgebildet sein, dass es eine parasitäre Gate-Drain-Kapazität des Transistors in Source-Schaltung neutralisiert.
Die zweite Schaltung kann einen Kaskodentransistor aufweisen. Der Kaskodentransistor weist eine Source auf, die mit dem Drain des Transistors in Source-Schaltung elektrisch verbunden ist, und ein Gate, das mit einer Vorspannungsquelle elektrisch verbunden ist. Der Kaskodentransistor kann so ausgebildet sein, dass er das verstärkte Signal an einem Drain des Kaskodentransistors bereitstellt.
Ein erster Kondensator kann elektrisch zwischen den Drain und die Source des Kaskodentransistors geschaltet sein. Der erste Kondensator kann so ausgebildet sein, dass er mit einer ersten parasitären Kapazität zwischen dem Drain des Transistors in Source-Schaltung und einer AC-Masse in Resonanz ist, um die erste parasitäre Kapazität im Wesentlichen aufzuheben.
Der Verstärker kann einen HF-Leistungsverstärker aufweisen, der so ausgebildet ist, dass er einen Verstärkungs- und Stabilitätsfaktor aufweist, der wenigstens teilweise von den ersten bis vierten Kondensatoren abhängt.
Der Kaskodentransistor kann ein Drain-Metallisierungsmuster, das eine erste Platte des ersten Kondensators bildet, und ein Source-Metallisierungsmuster aufweisen, das eine zweite Platte des ersten Kondensators bildet.
Das Drain-Metallisierungsmuster und das Source-Metallisierungsmuster des Kaskodentransistors können eine derartige Fläche aufweisen, dass eine Kapazitätsgröße des ersten Kondensators der ersten parasitären Kapazität entspricht.
In einer anderen Ausführungsform weist eine Vorrichtung zur HF-Leistungsverstärkung auf: ein Mittel zum Verstärken eines Eingangssignals, um ein verstärktes Signal zu erzeugen; ein Mittel zum Neutralisieren einer parasitären Gate-Drain-Kapazität des Verstärkungsmittels und ein Mittel um mit einer parasitären Kapazität zwischen einem Knoten und einer AC-Masse des Verstärkungsmittels in Resonanz zu sein, um die erste parasitäre Kapazität im Wesentlichen aufzuheben.
Figurenliste
Diese Zeichnungen und die zugehörige Beschreibung hierin werden zum Veranschaulichen von spezifischen Ausführungsformen der Erfindung bereitgestellt und sollen diese nicht einschränken.

1A ist eine schematische Darstellung eines HF-Differentialverstärkers und einer Last gemäß den Lehren hierin.
1B ist eine schematische Darstellung, die parasitäre und Eigenkapazitäten eines HF-Differentialverstärkers gemäß den Lehren hierin aufweist.
2A ist eine schematische Darstellung eines HF-Verstärkers gemäß einer anderen Ausführungsform.
2B ist eine schematische Darstellung, die parasitäre Kapazitäten eines HF-Verstärkers gemäß einer anderen Ausführungsform aufweist.
3 ist eine Draufsicht eines Metallisierungsmusters eines Bootstrap-Feldeffekttransistors gemäß einer Ausführungsform.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die folgende ausführliche Beschreibung von Ausführungsformen legt verschiedene Beschreibungen von spezifischen Ausführungsformen der Erfindung dar. Die Erfindung kann jedoch in einer Vielzahl von verschiedenen Arten und Weisen realisiert werden, wie durch die Ansprüche definiert und von diesen erfasst. In dieser Beschreibung wird auf die Zeichnungen Bezug genommen, in welchen gleiche Bezugszeichen identische oder funktionell ähnliche Elemente anzeigen können.
Hochfrequenz(HF)-Signale werden in der Atmosphäre gedämpft und das Ausmaß der Dämpfung hängt von verschiedenen Faktoren ab, zu welchen die Frequenz des HF-Signals und die atmosphärischen Bedingungen gehören. Zum Beispiel weist ein 80-GHz(Gigahertz)-Signal auf Seehöhe bei trockenen Luftbedingungen eine Dämpfung von ungefähr 0,01 dB/km (Dezibel pro Kilometer) auf, während ein 80-GHz-Signal bei feuchten Bedingungen eine Dämpfung von ungefähr 0,3 dB/km aufweist.
HF-Signale innerhalb des E-Bandes, das Frequenzen von 71 bis 76 GHz und 81 bis 86 GHz umfasst, verfügen über das Potenzial, bei zukünftigen Mobilfunknetzen der fünften Generation (5G), wie beispielsweise Mobile Backhaul und Kleinzell-Anwendungen, eine Schlüsselrolle zu spielen. Für eine Mehrfach-Gbit/s(Gigabit pro Sekunde)-Strecke mit einer Übertragungslänge von über 3 km (Kilometer) ist jedoch eine Ausgangsleistung (POUT) von mindestens 22 dBm (Dezibel-Milliwatt) wünschenswert, um zu gewährleisten, dass das Signal nach dem Erleiden von Dämpfung über den Übertragungsweg empfangen werden kann. Hinsichtlich einer 99,99%igen Wetterverfügbarkeit weltweit werden siliciumbasierten HF-Verstärkern, die unter Verwendung von kostengünstigen Siliciumscheiben-Prozessen entwickelt werden, durch solche Ausgangsleistungsanforderungen Grenzen gesetzt.
Um von einer weltweiten Verwendung von HF-Signalen innerhalb des E-Bandes zu profitieren, sollten HF-Verstärker gleichmäßige Leistung von über 20 dBm aufweisen, um Dämpfung durch Regen Rechnung zu tragen. HF-Verstärker, die als Leistungsverstärker (PAs) zum Verstärken von HF-Signalen des E-Bandes verwendet werden, können Schaltungstopologien einsetzen, die in MMIC-HEMT-Prozessen (MMIC für engl. monolithicmicrowave-integrated-circuit - monolithische integrierte Mikrowellenschaltung; HEMT für engl. high-electron mobility transistor - Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit), wie beispielsweise GaN (Galliumnitrid) und GaAs (Galliumarsenid), entwickelt werden, aber die Verwendung solcher Prozesse ist verhältnismäßig teuer.
Es besteht daher ein Bedarf an alternativen HF-Verstärkertopologien, die zur Anfertigung unter Verwendung von kostengünstigen Prozessen, wie beispielsweise CMOS(komplementärer Metalloxid-Halbleiter nach engl. complementary metal oxide semiconductor)-Prozessen, geeignet sind.
Hierin werden Vorrichtungen und Verfahren für eine Kaskodenverstärkertopologie für Millimeterwellen-Leistungsanwendung bereitgestellt. Der Kaskodenverstärker kann FETs (Feldeffekttransistoren) und Kondensatoren verwenden, die aus einem CMOS-Prozess hergestellt werden, um einen vorbehaltslos stabilen HF-Verstärker zur Verwendung als einen HF-Leistungsverstärker mit einer Verstärkung von über 20 dB zu bilden.
1A ist eine schematische Darstellung eines HF-Differentialverstärkers und einer Last 130 gemäß den Lehren hierin. Der HF-Differentialialverstärker weist eine neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 102 und eine Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 104 auf. Wie in 1 dargestellt, ist die neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 102 elektrisch gegen Masse geschaltet; in anderen Konfigurationen kann die neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 102 jedoch mit einer anderen Spannungsreferenz als Masse elektrisch verbunden sein. Die neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 102 empfängt ein erstes Eingangssignal V_IN+ und ein zweites Eingangssignal V_IN-, die ein Differentialeingangssignal definieren, das V_IN+ minus V_IN- entspricht. Die neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 102 stellt außerdem ein erstes Zwischensignal V_M- und ein zweites Zwischensignal V_M+ bereit. Die Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 104 ist in einer Kaskodenkonfiguration mit der neutralisierten Stufe in Source-Schaltung 102 elektrisch verbunden und empfängt eine Vorspannung V_CAS, das erste Zwischensignal V_M- und das zweite Zwischensignal V_M+. Die Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 104 stellt außerdem ein erstes Ausgangssignal V_OUT- und ein zweites Ausgangssignal V_OUT+ bereit, die ein Differentialausgangssignal definieren, das V_OUT+ minus V_OUT- entspricht. Die Last 130 ist mit der Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 104 elektrisch verbunden und stellt ein erstes gekoppeltes Signal V_A+, ein zweites gekoppeltes Signal V_A-, ein drittes gekoppeltes Signal V_B+ und ein viertes gekoppeltes Signal V_B. bereit.
In der Konfiguration von 1A kann der HF-Differentialverstärker als ein HF-Leistungsverstärker fungieren, der Leistung an die Last 130 liefert. Außerdem ist die Last 130 in der beispielhaften Ausführungsform von 1A ein Leistungsteiler, der die mit dem ersten Ausgangssignal V_OUT- und dem zweiten Ausgangssignal V_OUT+ assoziierte Differentialausgangsleistung teilt. Die Last 130 stellt Differentialleistung bereit, die zwischen einem ersten geteilten Differentialsignal, das V_A+ minus V_A- entspricht, und einem zweiten geteilten Differentialsignal, das V_B+ minus V_B- entspricht, geteilt ist. Obwohl der HF-Differentialverstärker mit der Last 130 verbunden dargestellt ist, sind auch andere Typen von Lasten möglich. Wie den Fachleuten auf dem Gebiet der Konstruktion von HF-Leistungsverstärkern bekannt ist, kann die Last 130 zum Beispiel durch einen Transformator, einen Leistungskombinierer, eine HF-Drossel, ein LC-Anpassungsnetz, eine Antenne und dergleichen ersetzt werden.
Die neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 102 weist einen ersten N-Kanal-Feldeffekttransistor (NFET) in Source-Schaltung 106 und einen zweiten NFET in Source-Schaltung 108 auf. Eine Source des ersten NFETs in Source-Schaltung 106 ist elektrisch mit einer Source des zweiten NFETs in Source-Schaltung 108 gekoppelt und an Masse geschaltet; infolgedessen bilden der erste NFET in Source-Schaltung 106 und der zweite NFET in Source-Schaltung 108 ein Source-Schaltungspaar. Ein Gate des ersten NFETs in Source-Schaltung 106 empfängt das erste Eingangssignal V_IN+ und ein Gate des zweiten NFETs in Source-Schaltung 108 empfängt das zweite Eingangssignal V_IN-. Ein Drain des ersten NFETs in Source-Schaltung 106 empfängt das erste Zwischensignal V_IN+ und ein Drain des zweiten NFETs in Source-Schaltung 108 empfängt das zweite Zwischensignal V_IN-. Außerdem ist ein erster Neutralisierungskondensator 110 elektrisch zwischen das Gate des ersten NFETs in Source-Schaltung 106 und den Drain des zweiten NFETs in Source-Schaltung 108 geschaltet. Außerdem ist ein zweiter Neutralisierungskondensator 112 elektrisch zwischen das Gate des zweiten NFETs in Source-Schaltung 108 und den Drain des ersten NFETs in Source-Schaltung 106 geschaltet.
Der erste Neutralisierungskondensator 110 und der zweite Neutralisierungskondensator 112 können Kapazität neutralisieren, die mit dem ersten NFET in Source-Schaltung 106 bzw. dem zweiten NFET in Source-Schaltung 108 assoziiert ist. Aufgrund des Miller-Effekts und der entgegengesetzten Polarität aus der Kreuzkopplung erwecken der erste Neutralisierungskondensator 110 und der zweite Neutralisierungskondensator 112 den Anschein, als ob sie Kondensatoren von negativem Wert wären. Dies verbessert vorteilhafterweise die Performance und die Stabilität der neutralisierten Stufe in Source-Schaltung 102.
Die Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 104 weist einen ersten NFET in Gate-Schaltung 114 und einen zweiten NFET in Gate-Schaltung 116 auf. Ein Gate des ersten NFETs in Gate-Schaltung 114 ist mit einem Gate des zweiten NFETs in Gate-Schaltung 116 elektrisch verbunden und empfängt die Vorspannung V_CAS; infolgedessen bilden der erste NFET in Gate-Schaltung 114 und der zweite NFET in Gate-Schaltung 116 ein Gate-Schaltungspaar. Eine Source des ersten NFETs in Gate-Schaltung 114 ist elektrisch derart mit dem Drain des ersten NFETs in Source-Schaltung 106 gekoppelt, dass sie das erste Zwischensignal V_M- empfängt. Eine Source des zweiten NFETs in Gate-Schaltung 116 ist elektrisch derart mit dem Drain des zweiten NFETs in Source-Schaltung 108 gekoppelt, dass sie das zweite Zwischensignal V_M+ empfängt. Ein Drain des ersten NFETs in Gate-Schaltung 114 stellt das erste Ausgangssignal V_OUT- bereit und ein Drain des zweiten NFETs in Gate-Schaltung 116 stellt das zweite Ausgangssignal V_OUT+ bereit. Außerdem ist ein erster Bootstrap-Kondensator 118 elektrisch zwischen die Source und den Drain des ersten NFETs in Gate-Schaltung 114 geschaltet und ein zweiter Bootstrap-Kondensator 120 ist elektrisch zwischen die Source und den Drain des zweiten NFETs in Gate-Schaltung 116 geschaltet.
Der erste Bootstrap-Kondensator 118 und der zweite Bootstrap-Kondensator 120 können parasitäre Kapazität, die mit dem Drain des ersten NFETs in Source-Schaltung 106 bzw. dem Drain des zweiten NFETs in Source-Schaltung 108 assoziiert ist, reduzieren oder eliminieren. Dies verbessert vorteilhafterweise die Performance bei gleichzeitiger Erhöhung einer Verstärkung des Verstärkers von 1A. Die offenbarten Techniken ermöglichen es, den Verstärker von 1A vorteilhafterweise durch einen billigen CMOS-Prozess herzustellen und Performance zum Verstärken von HF-Signalen des E-Bandes bereitzustellen. Wenn der Verstärker von 1A zum Beispiel unter Verwendung eines 40-nm-CMOS-Prozesses hergestellt wird, kann er als ein HF-Leistungsverstärker (PA) fungieren, der eine HF-Verstärkung von über 20 dB für Signale des E-Bandes erreicht.
Für erhöhte Verstärkung können Verstärkerstufen kaskadiert werden. Zum Beispiel können Transformatoren zum Koppeln zwischen Verstärkerstufen verwendet werden. Im veranschaulichten Beispiel entspricht die Last 130 einem Splitter zur Verstärkung durch zwei nachfolgende Stufen und weist einen ersten Transformator 132, einen zweiten Transformator 134, einen dritten Transformator 136 und einen vierten Transformator 138 auf. Der erste Transformator 132 empfängt das erste Ausgangssignal V_OUT- und ist mit dem dritten Transformator 136 elektrisch verbunden. Der zweite Transformator empfängt das zweite Ausgangssignal V_OUT+ und ist mit dem vierten Transformator 138 elektrisch verbunden. Der erste Transformator 132 stellt das zweite gekoppelte Signal V_A- bereit. Der zweite Transformator 134 stellt das dritte gekoppelte Signal V_B. bereit. Der dritte Transformator 136 stellt das erste gekoppelte Signal V_A+ bereit und der vierte Transformator 138 stellt das dritte gekoppelte Signal V_B+ bereit. Natürlich können andere Lasten angewendet werden, wie beispielsweise ein einziger Transformator zum Koppeln zwischen zwei Verstärkerstufen.
1B ist eine schematische Darstellung, die parasitäre Kapazitäten eines HF-Differentialverstärkers gemäß den Lehren hierin aufweist. Der HF-Differentialverstärker von 1B ähnelt dem Differentialverstärker von 1A, mit der Ausnahme, dass die Last 130 nicht dargestellt ist; außerdem sind parasitäre Kapazitäten veranschaulicht, die mit der neutralisierten Stufe in Source-Schaltung 102 und der Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 104 assoziiert sind.
1B stellt eine erste parasitäre Kapazität C_GDP1 zwischen dem Gate und dem Drain des ersten NFETs in Source-Schaltung 106 und eine zweite parasitäre Kapazität C_GDP2 zwischen dem Gate und dem Drain des zweiten NFETs in Source-Schaltung 108 dar. Die erste parasitäre Kapazität C_GDP1 und die zweite parasitäre Kapazität C_GDP2 sind parasitäre Kapazitäten, die mit dem ersten NFET in Source-Schaltung 106 bzw. dem zweiten NFET in Source-Schaltung 108 in Beziehung stehen. Außerdem können die erste parasitäre Kapazität C_GDP1 und die zweite parasitäre Kapazität C_GDP2 die Stabilität und die Leistungsverstärkung des Differentialverstärkers von 1A verschlechtern. Auf der Basis von Simulation und/oder Berechnungen kann die Kapazitätsgröße des ersten Neutralisierungskondensators 110 und des zweiten Neutralisierungskondensators 112 so ausgewählt werden, dass sie die Wirkungen der ersten parasitären Kapazität C_GDP1 bzw. der zweiten parasitären Kapazität C_GDP2 vorteilhafterweise neutralisiert. In einer Ausführungsform kann die Kapazitätsgröße des ersten Neutralisierungskondensators 110 und des zweiten Neutralisierungskondensators 112 etwa gleich wie die Kapazitätsgröße der ersten parasitären Kapazität C_GDP1 und der zweiten parasitären Kapazität C_GDP2 sein.
1B zeigt außerdem eine dritte parasitäre Kapazität C_NP1 zwischen dem Drain des ersten NFETs in Source-Schaltung 106 und einer AC-Masse. Ferner ist eine vierte parasitäre Kapazität C_NP2 zwischen dem Drain des zweiten NFETs in Source-Schaltung 108 und AC-Masse vorhanden. Bei dieser Konfiguration bedeutet das Konzept von AC-Masse Kleinsignalmasse, ein für Fachleute auf dem Gebiet der Konstruktion von Verstärkern übliches Schaltungskonzept. Die dritte parasitäre Kapazität C_NP1 und die vierte parasitäre Kapazität C_NP2 sind parasitäre Kapazitäten, die mit den Verbindungen der neutralisierten Stufe in Source-Schaltung 102 und der Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 104 in Beziehung stehen. Die dritte parasitäre Kapazität C_NP1 und die vierte parasitäre Kapazität C_NP2 schalten Signalstrom in Nebenschluss nach AC-Masse und reduzieren dadurch die Leistungsverstärkung des HF-Differentialverstärkers von 1B. Aufgrund des Miller-Effekts und der entsprechenden Phasenverschiebungen kann sich der erste Bootstrap-Kondensator 118 wie ein Induktor verhalten und die dritte parasitäre Kapazität C_NP1 bei einer gewünschten HF-Frequenz aufheben. Indem sich der erste Bootstrap-Kondensator 118 wie ein Induktor verhält, sperrt er außerdem HF-Ströme, die in Nebenschluss nach Masse geschaltet werden, und verbessert dadurch die Verstärkung des HF-Differentialverstärkers. Ähnlich kann sich der zweite Bootstrap-Kondensator 120 bei HF-Frequenzen wie ein Induktor verhalten und die vierte parasitäre Kapazität C_NP2 aufheben. Indem sich der zweite Bootstrap-Kondensator 120 wie ein Induktor verhält, sperrt er außerdem HF-Ströme, die in Nebenschluss nach Masse geschaltet werden, und verbessert dadurch die Verstärkung des HF-Differentialverstärkers von 1B.
2A ist eine schematische Darstellung eines HF-Verstärkers gemäß einer anderen Ausführungsform. Der HF-Differentialverstärker von 2A weist eine unsymmetrische neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 202 und eine Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 204 auf. Die neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 202 ist elektrisch an Masse geschaltet oder mit einer anderen Spannungsreferenz verbunden und empfängt ein einziges Eingangssignal V_IN. Die neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 202 stellt außerdem ein einziges Zwischensignal V_M bereit. Die Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 204 ist in einer Kaskodenkonfiguration mit der neutralisierten Stufe in Source-Schaltung 202 elektrisch verbunden und empfängt eine Vorspannung V_CAS und das einzige Zwischensignal V_M. Die Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 204 stellt außerdem ein einziges Ausgangssignal V_OUT bereit. Außerdem kann der HF-Verstärker bei der Konfiguration von 2A als ein Leistungsverstärker fungieren, der durch das einzige Ausgangssignal V_OUT Leistung liefert. Der Ausgangsknoten V_OUT kann zur Vorspannung induktiv mit einer Leistungsversorgungsschiene gekoppelt sein.
Die neutralisierte Stufe in Source-Schaltung 202 weist einen einzigen NFET in Source-Schaltung 206 mit einer Source auf, die in einer Source-Konfiguration elektrisch an Masse gelegt ist. Ein Gate des einzigen NFETs in Source-Schaltung 206 empfängt das einzige Eingangssignal V_IN. Ein Drain des einzigen NFETs in Source-Schaltung 206 stellt das einzige Zwischensignal V_M bereit. Außerdem sind ein Reihenkondensator 210 und ein Reiheninduktor 211 zwischen dem Gate und dem Drain des einzigen NFETs in Source-Schaltung 206 in Reihe geschaltet. Der Reihenkondensator 210 verhält sich bei GS wie Leerlauf und bei HF-Frequenzen wie Kurzschluss.
Der Reiheninduktor 211 kann Kapazität neutralisieren, die mit dem einzigen NFET in Source-Schaltung 206 assoziiert ist, um die Performance und die Stabilität der neutralisierten Stufe in Source-Schaltung 202 bei einer gewünschten HF-Frequenz vorteilhafterweise zu verbessern.
Die Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 204 weist einen einzigen NFET in Gate-Schaltung 214 mit einem Gate auf, das elektrisch so gekoppelt ist, dass es die Vorspannung V_CAS empfängt. Eine Source des einzigen NFETs in Gate-Schaltung 214 ist elektrisch derart mit dem Drain des einzigen NFETs in Source-Schaltung 206 verbunden, dass sie das einzige Zwischensignal V_M empfängt. Ein Drain des einzigen NFETs in Gate-Schaltung 214 stellt das einzige Ausgangssignal V_OUT bereit. Der Drain des einzigen NFETs in Gate-Schaltung 214 kann über einen Induktor vorgespannt sein. Außerdem ist ein einziger Bootstrap-Kondensator 218 elektrisch zwischen die Source und den Drain des einzigen NFETs in Gate-Schaltung 214 geschaltet.
Der einzige Bootstrap-Kondensator 218 kann parasitäre Kapazität, die mit dem Drain des einzigen NFETs in Source-Schaltung 206 assoziiert ist, reduzieren oder eliminieren. Dies verbessert vorteilhafterweise die Performance und die Stabilität bei gleichzeitiger Erhöhung einer Verstärkung des Verstärkers von 2A.
2B ist ein schematische Darstellung, die parasitäre Kapazitäten eines HF-Verstärkers von 2A aufweist; außerdem sind parasitäre Kapazitäten veranschaulicht, die mit der neutralisierten Stufe in Source-Schaltung 202 und der Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 204 assoziiert sind.
2B stellt eine parasitäre NFET-Kapazität C_GDP zwischen dem Gate und dem Drain des einzigen NFETs in Source-Schaltung 206 dar. Die parasitäre NFET-Kapazität C_GDP ist eine Eigenkapazität, die mit dem einzigen NFET in Source-Schaltung 206 in Beziehung steht. Außerdem kann die parasitäre NFET-Kapazität C_GDP die Stabilität des HF-Verstärkers von 2B verschlechtern. Der Reihenkondensator 210 stellt GS-Sperre bereit. Auf der Basis von Simulation und/oder Berechnungen kann die Induktivitätsmenge des Reiheninduktors 211 so ausgewählt werden, dass sie die Wirkung der parasitären NFET-Kapazität C_GDP zum Beispiel durch in Resonanz sein mit der Kapazität bei der beabsichtigen Betriebsfrequenz vorteilhafterweise neutralisiert.
2B zeigt außerdem eine parasitäre Zwischenkapazität C_NP zwischen dem Drain des einzigen NFETs in Source-Schaltung 206 und einer AC-Masse. Die parasitäre Zwischenkapazität C_NP ist eine parasitäre Kapazität, die mit den Verbindungen der neutralisierten Stufe in Source-Schaltung 202 und der Bootstrap-Stufe in Gate-Schaltung 204 in Beziehung steht. Die parasitäre Zwischenkapazität C_NP reduziert die Verstärkung des HF-Differentialverstärkers von 2B. Bei HF-Frequenzen kann sich der einzige Bootstrap-Kondensator 218 wie ein Induktor verhalten und die parasitäre Zwischenkapazität C_NP aufheben. Auf diese Weise kann die Aufhebung der parasitären Zwischenkapazität C_NP die Verstärkung und die Performance des in 2B dargestellten HF-Kaskodenverstärkers vorteilhafterweise erhöhen.
3 ist eine Draufsicht eines Metallisierungsmusters eines Bootstrap-Feldeffekttransistors 416 gemäß einer Ausführungsform. Das gleiche Metallisierungsmuster kann über mindestens 2 Metallisierungsschichten wiederholt sein. In einem Beispiel beträgt die Anzahl der verwendeten Metallisierungsschichten 3. Die Anzahl von Metallisierungsschichten kann jedoch in einem großen Bereich von zwei oder mehr variieren. Es versteht sich, dass normalerweise nur eine Metallisierungsschicht erforderlich wäre, um Leitfähigkeit für den darunter liegenden Transistor bereitzustellen; in den veranschaulichten Ausführungsformen sind jedoch bewusst zusätzliche Metallisierungsschichten vorgesehen, um Kapazität hinzuzufügen. Üblicherweise versucht ein Designer, parasitäre Kapazität zu minimieren, so dass diese offenbarten Techniken der gängigen Meinung widersprechen. Der Bootstrap-Feldeffekttransistor 416 kann das Layout eines NFETs in einem CMOS-Prozess darstellen, wobei ein Drain und eine Source unter Verwendung von Metallstreifen, auch als Finger bezeichnet, ausgebildet sind. Die Drain-Finger und die Source-Finger sind verschachtelt, um die Bootstrapping-Kapazität zu bildet. Der Bootstrap-Feldeffekttransistor 416 kann ferner den zweiten NFET in Gate-Schaltung 116 von 1A darstellen. Wie in 4 veranschaulicht, stellen eine Mehrzahl von Drain-Fingern und eine Mehrzahl von Source-Fingern eine Verbindung zwischen zwei Metallleitern her. Ein Drain-Leiter mit der Bezeichnung V_OUT+ steht mit den Drain-Fingern in Verbindung und ein Source-Leiter V_M+ steht mit den Source-Fingern in Verbindung. Da außerdem der Drain-Leiter und der Source-Leiter bei einem herkömmlichen Transistor-Layout nur von einer Seite herausgeleitet werden, reduziert das vorgeschlagene Layout Elektromigration zwischen dem Drain-Leiter und dem Source-Leiter, was die Zuverlässigkeit verbessert.
Abgesehen davon, dass sie eine Verbindung mit dem Drain und der Source des Bootstrap-Feldeffekttransistors 416 herstellen, können die Mehrzahl von Source-Fingern und die Mehrzahl von Drain-Fingern außerdem so gemustert sein, dass sie einen Bootstrap-Kondensator bilden. Ein Source-Finger aus der Mehrzahl von Source-Fingern kann über oder unter einem Drain-Finger aus der Mehrzahl von Drain-Fingern gemustert sein, derart dass es eine Finger-Kapazität zwischen dem Source-Finger und dem Drain-Finger gibt. Die Finger-Kapazität hängt von der Geometrie und den dielektrischen Eigenschaften des Musters ab; und eine Schichttrennung zwischen dem Source-Finger und dem Drain-Finger ist ein regelbarer Designfreiheitsgrad. Der Schichtabstand kann durch Auswahl der Zwischenverbindungs-/Metallschicht geregelt werden.
Zum Beispiel kann beim Entwerfen des Layout-Musters der Mehrzahl von Source-Fingern und der Mehrzahl von Drain-Fingern des Transistors 416 ein Bootstrap-Kondensator durch Konturieren einer ersten Region 420, einer zweiten Region 422 und einer dritten Region 424 gebildet werden. Die erste Region 420 kann mit einem ersten Satz von Source-Fingern und einem ersten Satz von Drain-Fingern auf Metallschichten mit einer ersten Schichttrennung gemustert werden. Die zweite Region 422 kann mit einem zweiten Satz von Source-Fingern und einem zweiten Satz von Drain-Fingern auf Metallschichten mit einer zweiten Schichttrennung gemustert werden. Ähnlich kann die dritte Region 424 mit einem dritten Satz von Source-Fingern und einem dritten Satz von Drain-Fingern auf Metallschichten mit einer dritten Schichttrennung gemustert werden. Eine erste Kapazität der ersten Region 420, eine zweite Kapazität der zweiten Region 422 und eine dritte Kapazität der dritten Region 424 können durch Regeln der Fläche und der Schichttrennungen der Source-Finger und der Drain-Finger angepasst werden.
Obwohl 3 ein mögliches Verfahren zur Bildung eines Bootstrap-Kondensators aus der Mehrzahl von Source-Fingern und der Mehrzahl von Drain-Fingern darstellt, sind auch andere Konfigurationen möglich. Anstelle des Vorhandenseins von drei Finger-Regionen kann zum Beispiel eine einzige Region mit größeren oder weniger Drain-Fingern oder Source-Fingern möglich sein. Im Allgemeinen können jeder Source-Finger und jeder Drain-Finger als individuelle Elektrode eines Kondensators proportional zu einer Fläche des Drain-/Source-Fingers geteilt durch den Trennungsabstand zwischen den Fingern behandelt werden.
Abgesehen davon, dass das Verwenden der Mehrzahl von Source-Fingern und der Mehrzahl von Drain-Fingern im Transistor 416 zum Bilden des Bootstrap-Kondensators den Vorteil eines kompakten Layout bietet, kann es die Performance und das Leistungsvermögen verbessern. Und ein ähnlicher Ansatz kann beim Bilden eines Bootstrap-Kondensators in einem PFET angewendet werden.
ANWENDUNGEN
Geräte, welche die zuvor beschriebenen Kaskodenverstärkertopologie einsetzen, können in verschiedenen elektronischen Geräten implementiert werden. Beispiele der elektronischen Geräte können Unterhaltungs- und Haushaltselektronikprodukte, Teile von Unterhaltungs- und Haushaltselektronikprodukten, elektronische Prüfeinrichtungen usw. umfassen, ohne darauf beschränkt zu sein. Beispiele der elektronischen Geräte können außerdem Schaltungen von optischen Netzen oder anderen Kommunikationsnetzen umfassen. Die Unterhaltungs- und Haushaltselektronikprodukte können ein Kraftfahrzeug, einen Camcorder, eine Kamera, eine Digitalkamera, einen tragbaren Speicherchip, eine Waschmaschine, eine Trockenmaschine, einen Waschtrockner, ein Kopiergerät, ein Faxgerät, einen Scanner, Multifunktions-Peripheriegerät usw. umfassen, ohne darauf beschränkt zu sein. Ferner kann das elektronische Gerät unfertige Produkte, darunter jene für industrielle, medizinische und KFZ-Anwendungen, umfassen.
Die vorstehende Beschreibung und die nachfolgenden Ansprüche können sich so auf Elemente oder Merkmale beziehen, dass sie miteinander „verbunden“ oder „gekoppelt“ sind. Sofern nichts ausdrücklich anders angegeben, bedeutet „verbunden“, wie hierin verwendet, dass ein Element/Merkmal direkt oder indirekt, aber nicht unbedingt mechanisch mit einem anderen Element/Merkmal verbunden ist. Gleichermaßen bedeutet „gekoppelt“, sofern nichts ausdrücklich anders angegeben, dass ein Element/Merkmal direkt oder indirekt, aber nicht unbedingt mechanisch mit einem anderen Element/Merkmal gekoppelt ist. Obwohl daher verschiedene Schemata, die in den Figuren dargestellt sind, beispielhafte Anordnungen von Elementen und Komponenten veranschaulichen, können zusätzliche Zwischenelemente, Geräte, Merkmale oder Komponenten in einer tatsächlichen Ausführungsform vorhanden sein (vorausgesetzt, dass nicht die Funktionalität der dargestellten Schaltungen darunter leidet).
Obwohl diese Erfindung in Bezug auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben wurde, fallen auch andere Ausführungsformen, die für Durchschnittsfachleute zu erkennen sind und Ausführungsformen umfassen, die nicht alle der hierin dargelegten Merkmale und Vorteile umfassen, in den Schutzbereich dieser Erfindung. Außerdem können die verschiedenen vorstehend beschriebenen Ausführungsformen auch kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen bereitzustellen. Darüber hinaus können bestimmte Merkmale, die im Kontext einer Ausführungsform dargestellt sind, auch in andere Ausführungsformen integriert werden. Demgemäß wird der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nur durch Bezugnahme auf die folgenden Ansprüche definiert.

Claims

Vorrichtung, aufweisend: einen Verstärker, aufweisend: eine erste Schaltung, wobei die erste Schaltung so ausgebildet ist, dass sie ein Eingangssignal empfängt, wobei die erste Schaltung eine Neutralisierung einer parasitären Gate-Drain-Kapazität aufweist; eine zweite Schaltung, wobei die zweite Schaltung so ausgebildet ist, dass sie ein verstärktes Signal erzeugt, wobei die erste Schaltung und die zweite Schaltung zusammen eine Kaskodenschaltung bilden; einen ersten Knoten zwischen der ersten Schaltung und der zweiten Schaltung; und wobei die zweite Schaltung mindestens einen ersten Kondensator mit einer Kapazitätsgröße aufweist, die derart auf einen beabsichtigten Betriebsbereich des Verstärkers zugeschnitten ist, dass der erste Kondensator so ausgebildet ist, dass er mit einer ersten parasitären Kapazität zwischen dem ersten Knoten und einer AC-Masse in Resonanz ist, um die erste parasitäre Kapazität im Wesentlichen aufzuheben.
Vorrichtung nach Anspruch 1: wobei die erste Schaltung eine erste Differentialschaltung aufweist und das Eingangssignal ein Differentialeingangssignal aufweist, wobei die erste Differentialschaltung kreuzgekoppelte kapazitive Kopplung zur Neutralisierung aufweist; wobei die zweite Schaltung eine zweite Differentialschaltung aufweist und das verstärkte Signal ein Differentialsignal aufweist; und wobei die erste Differentialschaltung und die zweite Differentialschaltung zusammen eine Kaskoden-Differentialschaltung bilden.
Vorrichtung nach Anspruch 2, ferner aufweisend: einen zweiten Knoten zwischen der ersten Schaltung und der zweiten Schaltung; wobei die zweite Schaltung einen zweiten Kondensator mit einer Kapazitätsgröße aufweist, die derart auf einen beabsichtigten Betriebsbereich des Verstärkers zugeschnitten ist, dass der zweite Kondensator so ausgebildet ist, dass er mit einer zweiten parasitären Kapazität zwischen dem zweiten Knoten und der AC-Masse in Resonanz ist, um die zweite parasitäre Kapazität im Wesentlichen aufzuheben.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der erste Kondensator und der zweite Kondensator so ausgebildet sind, dass der erste Kondensator mit der ersten parasitären Kapazität in Resonanz ist und der zweite Kondensator mit der zweiten Kapazität ohne Induktor in Resonanz ist.
Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, wobei die erste Differentialschaltung aufweist: ein Source-gekoppeltes Transistorpaar, das einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor aufweist, die so ausgebildet sind, dass sie das Differentialeingangssignal zwischen einem Gate des ersten Transistors und einem Gate des zweiten Transistors empfangen; einen dritten Kondensator, der elektrisch zwischen das Gate des ersten Transistors und einen Drain des zweiten Transistors geschaltet ist, wobei der dritte Kondensator so ausgebildet ist, dass er eine parasitäre Gate-Drain-Kapazität des ersten Transistors neutralisiert; und einen vierten Kondensator, der elektrisch zwischen das Gate des zweiten Transistors und einen Drain des ersten Transistors geschaltet ist, wobei der vierte Kondensator so ausgebildet ist, dass er eine parasitäre Gate-Drain-Kapazität des zweiten Transistors neutralisiert.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die zweite Differentialschaltung aufweist: einen dritten Transistor mit einer Source, die mit dem Drain des ersten Transistors elektrisch verbunden ist, und einem Gate, das mit einer Vorspannungsquelle elektrisch verbunden ist; einen vierten Transistor mit einer Source, die mit dem Drain des zweiten Transistors elektrisch verbunden ist, und einem Gate, das mit der Vorspannungsquelle elektrisch verbunden ist; und wobei der dritte Transistor und der vierte Transistor so ausgebildet sind, dass sie das verstärkte Signal zwischen einem Drain des dritten Transistors und einem Drain des vierten Transistors bereitstellen.
Vorrichtung nach Anspruch 6: wobei der erste Kondensator elektrisch zwischen den Drain und die Source des dritten Transistors geschaltet ist; und wobei der zweite Kondensator elektrisch zwischen den Drain und die Source des vierten Transistors geschaltet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei der erste Transistor, der zweite Transistor, der dritte Transistor und der vierte Transistor NMOS-Transistoren aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei der erste Transistor, der zweite Transistor, der dritte Transistor und der vierte Transistor PMOS-Transistoren aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 7, 8 oder 9, wobei der Verstärker einen HF-Leistungsverstärker aufweist, der so ausgebildet ist, dass er einen Verstärkungs- und Stabilitätsfaktor aufweist, der wenigstens teilweise von den ersten bis vierten Kondensatoren abhängt.
Vorrichtung nach Anspruch 7, 8, 9 oder 10: wobei der dritte Transistor ein Drain-Metallisierungsmuster, das eine erste Elektrode des ersten Kondensators bildet, und ein Source-Metallisierungsmuster aufweist, das eine zweite Elektrode des ersten Kondensators bildet; wobei der vierte Transistor ein Drain-Metallisierungsmuster, das eine erste Elektrode des zweiten Kondensators bildet, und ein Source-Metallisierungsmuster aufweist, das eine zweite Elektrode des zweiten Kondensators bildet, wobei die Metallisierungsmuster auf mindestens zwei Metallisierungsschichten wiederholt sind.
Vorrichtung nach Anspruch 11: wobei das Drain-Metallisierungsmuster und das Source-Metallisierungsmuster des dritten Transistors eine derartige Fläche aufweisen, dass eine Kapazitätsgröße des ersten Kondensators der ersten parasitären Kapazität entspricht; und wobei das Drain-Metallisierungsmuster und das Source-Metallisierungsmuster des vierten Transistors eine derartige Fläche aufweisen, dass eine Kapazitätsgröße des zweiten Kondensators der zweiten parasitären Kapazität entspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, wobei der Verstärker in einer integrierten Schaltung realisiert ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste Schaltung aufweist: einen Transistor in Source-Schaltung, der so ausgebildet ist, dass er das Eingangssignal an einem Gate des Transistors in Source-Schaltung empfängt; und ein Reihen-LC-Netzwerk, das elektrisch zwischen das Gate des Transistors in Source-Schaltung und einen Drain des Transistors in Source-Schaltung geschaltet ist, wobei das Reihen-LC-Netzwerk so ausgebildet ist, dass es eine parasitäre Gate-Drain-Kapazität des Transistors in Source-Schaltung neutralisiert.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die zweite Schaltung aufweist: einen Kaskodentransistor mit einer Source, die mit dem Drain des Transistors in Source-Schaltung elektrisch verbunden ist, und einem Gate, das mit einer Vorspannungsquelle elektrisch verbunden ist; und wobei der Kaskodentransistor so ausgebildet ist, dass er das verstärkte Signal an einem Drain des Kaskodentransistors bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei ein erster Kondensator elektrisch zwischen den Drain und die Source des Kaskodentransistors geschaltet ist, wobei der erste Kondensator so ausgebildet ist, dass er mit einer ersten parasitären Kapazität zwischen dem Drain des Transistors in Source-Schaltung und einer AC-Masse in Resonanz ist, um die erste parasitäre Kapazität im Wesentlichen aufzuheben.
Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei der Verstärker einen HF-Leistungsverstärker aufweist, der so ausgebildet ist, dass er einen Verstärkungs- und Stabilitätsfaktor aufweist, der wenigstens teilweise von den ersten bis vierten Kondensatoren abhängt.
Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17, wobei der Kaskodentransistor ein Drain-Metallisierungsmuster, das eine erste Platte des ersten Kondensators bildet, und ein Source-Metallisierungsmuster aufweist, das eine zweite Platte des ersten Kondensators bildet.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei das Drain-Metallisierungsmuster und das Source-Metallisierungsmuster des Kaskodentransistors eine derartige Fläche aufweisen, dass eine Kapazitätsgröße des ersten Kondensators der ersten parasitären Kapazität entspricht.
Vorrichtung zur HF-Leistungsverstärkung, aufweisend: ein Mittel zum Verstärken eines Eingangssignals, um ein verstärktes Signal zu erzeugen; ein Mittel zum Neutralisieren einer parasitären Gate-Drain-Kapazität des Verstärkungsmittels; und ein Mittel zum in Resonanz sein mit einer parasitären Kapazität zwischen einem Knoten und einer AC-Masse des Verstärkungsmittels, um die parasitäre Kapazität zwischen dem Knoten und der AC-Masse des Verstärkungsmittels im Wesentlichen aufzuheben.