JPH0936702A - アクティブロ−パスフィルタ - Google Patents
アクティブロ−パスフィルタInfo
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- JPH0936702A JPH0936702A JP20643395A JP20643395A JPH0936702A JP H0936702 A JPH0936702 A JP H0936702A JP 20643395 A JP20643395 A JP 20643395A JP 20643395 A JP20643395 A JP 20643395A JP H0936702 A JPH0936702 A JP H0936702A
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- voltage
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- lpf
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型、軽量であり、出力ノイズが低減でき、
Ｑ値の高いアクティブＬＰＦ（ローパスフィルタ）を提
供すること。 【解決手段】 周波数信号を入力し、ＬＰＦの出力端の
帰還電圧と入力電圧との偏差分を増幅して電流として出
力するトランスコンダクタンスアンプ１と、このトラン
スコンダクタンスアンプ１の出力側に抵抗Ｒ３を介して
接続したエミッタフォロア２と、このエミッタフォロア
１の出力側に抵抗Ｒを介して接続したエミッタフォロア
３と、トランスコンダクタンスアンプ１の出力側及びエ
ミッタフォロア３の入力側に夫々設けたキャパシタＣ
０、Ｃ１と、エミッタフォロア３の出力側とエミッタフ
ォロア２の入力側との間に介装したキャパシタＣ２と、
ＬＰＦの出力電圧を分圧してトランスコンダクタンスア
ンプ１に帰還するための抵抗Ｒ１、Ｒ２とを備えたアク
ティブＬＰＦ。
Ｑ値の高いアクティブＬＰＦ（ローパスフィルタ）を提
供すること。 【解決手段】 周波数信号を入力し、ＬＰＦの出力端の
帰還電圧と入力電圧との偏差分を増幅して電流として出
力するトランスコンダクタンスアンプ１と、このトラン
スコンダクタンスアンプ１の出力側に抵抗Ｒ３を介して
接続したエミッタフォロア２と、このエミッタフォロア
１の出力側に抵抗Ｒを介して接続したエミッタフォロア
３と、トランスコンダクタンスアンプ１の出力側及びエ
ミッタフォロア３の入力側に夫々設けたキャパシタＣ
０、Ｃ１と、エミッタフォロア３の出力側とエミッタフ
ォロア２の入力側との間に介装したキャパシタＣ２と、
ＬＰＦの出力電圧を分圧してトランスコンダクタンスア
ンプ１に帰還するための抵抗Ｒ１、Ｒ２とを備えたアク
ティブＬＰＦ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アクティブロ−パ
スフィルタに関する。
スフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】例えばディジタルコードレス電話ではク
ァドラチェア型のＦＭ復調回路が必要であり、このＦＭ
復調回路には、入力９０度移相回路が用いられる。９０
度移相回路は、例えば図７に示すように入力される周波
数信号の中心周波数ｆo の信号に対して位相が９０度異
なる信号を生成するものであり、Ｑ値（中間周波数ｆo
におけるピーク形状の鋭さを示す指標：クオリティファ
クタ）ができるだけ大きいことが望ましい。
ァドラチェア型のＦＭ復調回路が必要であり、このＦＭ
復調回路には、入力９０度移相回路が用いられる。９０
度移相回路は、例えば図７に示すように入力される周波
数信号の中心周波数ｆo の信号に対して位相が９０度異
なる信号を生成するものであり、Ｑ値（中間周波数ｆo
におけるピーク形状の鋭さを示す指標：クオリティファ
クタ）ができるだけ大きいことが望ましい。
【０００３】この種の移相回路の従来例を図８〜図１０
に示す。図８の回路は、抵抗Ｒ、コイルＬ、コンデンサ
Ｃ０及びバリキャップダイオードＣＶを組み合わせてな
るパッシブハイパスフィルタであり、中心周波数ｆo の
調整は、バリキャップダイオードＣＶの端子電圧を電圧
原Ｖにより変えて容量値を変化させることにより行われ
る。
に示す。図８の回路は、抵抗Ｒ、コイルＬ、コンデンサ
Ｃ０及びバリキャップダイオードＣＶを組み合わせてな
るパッシブハイパスフィルタであり、中心周波数ｆo の
調整は、バリキャップダイオードＣＶの端子電圧を電圧
原Ｖにより変えて容量値を変化させることにより行われ
る。
【０００４】図９に示す回路は、オペアンプＡ１〜Ａ
３、抵抗Ｒ１〜Ｒ６及びコンデンサＣ１、Ｃ２を組み合
わせてなる一般的なバイクワッドローパスフィルタであ
る。
３、抵抗Ｒ１〜Ｒ６及びコンデンサＣ１、Ｃ２を組み合
わせてなる一般的なバイクワッドローパスフィルタであ
る。
【０００５】図１０に示す回路は本発明者が既に出願し
たアクティブローパスフィルタであり、３つの電圧−電
流増幅器（トランスコンダクタンスアンプ）Ａ１〜Ａ３
と抵抗Ｒ１〜Ｒ３とコンデンサＣ１、Ｃ２と電流制御部
ａｄｊとを組み合わせて構成される。このローパスフィ
ルタ（以下「ＬＰＦ」という）は、二次のフィルタであ
り（このことは伝達関数を求めることによりわかる）、
電流制御部ａｄｊにより増幅器Ａ２、Ａ３の増幅率を変
えてカットオフ周波数ｆo が調整される。なお中心周波
数とカットオフ周波数とは厳密には意味が異なるが、符
号の繁雑化を避けるため、いずれもｆo としている。ま
た各図の間で符号が同じものがあるが、同一符号でも異
なる図の間では、必ずしも同一特性のものではない。
たアクティブローパスフィルタであり、３つの電圧−電
流増幅器（トランスコンダクタンスアンプ）Ａ１〜Ａ３
と抵抗Ｒ１〜Ｒ３とコンデンサＣ１、Ｃ２と電流制御部
ａｄｊとを組み合わせて構成される。このローパスフィ
ルタ（以下「ＬＰＦ」という）は、二次のフィルタであ
り（このことは伝達関数を求めることによりわかる）、
電流制御部ａｄｊにより増幅器Ａ２、Ａ３の増幅率を変
えてカットオフ周波数ｆo が調整される。なお中心周波
数とカットオフ周波数とは厳密には意味が異なるが、符
号の繁雑化を避けるため、いずれもｆo としている。ま
た各図の間で符号が同じものがあるが、同一符号でも異
なる図の間では、必ずしも同一特性のものではない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図８に示すパッシブハ
イパスフィルタは、コイルＬを変えて中心周波数ｆo を
調整するものに比べれば調整は容易であるが、バリキャ
ップダイオードの端子電圧の調整を必要とするし、外付
部品から構成されているので小型化、軽量化を図ること
が困難である。また仮にＦＭ復調出力の直流電圧の変化
をバリキャップダイオードの端子電圧のコントロールに
用いて無調整化したとすると、この場合外付回路が複雑
化してしまい、フィルタ自体が大型化してしまう上、外
付部品の温度依存性が効いてきて、ｆo 、Ｑ値が大きな
温度依存性を持ってしまう。
イパスフィルタは、コイルＬを変えて中心周波数ｆo を
調整するものに比べれば調整は容易であるが、バリキャ
ップダイオードの端子電圧の調整を必要とするし、外付
部品から構成されているので小型化、軽量化を図ること
が困難である。また仮にＦＭ復調出力の直流電圧の変化
をバリキャップダイオードの端子電圧のコントロールに
用いて無調整化したとすると、この場合外付回路が複雑
化してしまい、フィルタ自体が大型化してしまう上、外
付部品の温度依存性が効いてきて、ｆo 、Ｑ値が大きな
温度依存性を持ってしまう。
【０００７】更に図９に示すアクティブＬＰＦの場合に
は外付部品が多く、このため広いスペースを必要としか
つコストも高くなってしまう。このようなことから図８
及び図９に示すフィルタは、例えばコードレス電話など
の携帯品に使用されているが、小型化、軽量化、無調整
化を図るには不向きであった。
は外付部品が多く、このため広いスペースを必要としか
つコストも高くなってしまう。このようなことから図８
及び図９に示すフィルタは、例えばコードレス電話など
の携帯品に使用されているが、小型化、軽量化、無調整
化を図るには不向きであった。
【０００８】一方図１０に示すバイクワッドＬＰＦは、
電流制御部ａｄｊによアンプＡ２、Ａ３の増幅率を変え
てカットオフ周波数ｆ0 を調整しているため外付け部品
点数が少なくて済み、小型化、無調整化を図れるという
点では先の回路よりも優れている。
電流制御部ａｄｊによアンプＡ２、Ａ３の増幅率を変え
てカットオフ周波数ｆ0 を調整しているため外付け部品
点数が少なくて済み、小型化、無調整化を図れるという
点では先の回路よりも優れている。
【０００９】本発明は、図１０に示すアクティブＬＰＦ
を更に改良してなされたものであり、その目的は小型
化、軽量化が図れ、出力ノイズを低減することのできる
アクティブＬＰＦを提供することにある。
を更に改良してなされたものであり、その目的は小型
化、軽量化が図れ、出力ノイズを低減することのできる
アクティブＬＰＦを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、周波
数信号を一方の入力端に取り込み、一方及び他方の入力
端の偏差電圧を増幅して電流として出力する増幅器と、
この増幅器の出力端と第１の電位源との間に設けられた
第１の容量成分と、入力端が前記増幅器の出力端に第１
の抵抗成分を介して接続された第１のインピ−ダンス変
換部と、入力端が前記第１のインピ−ダンス変換部の出
力端に第２の抵抗成分を介して接続され、出力端が前記
増幅器の他方の入力端に接続された第２のインピ−ダン
ス変換部と、前記第２の抵抗成分および第２のインピ−
ダンス変換部の入力端の間と第１の電位源との間に設け
られた第２の容量成分と、一端が前記第１の抵抗成分及
び前記第１のインピ−ダンス変換部の入力端の間に接続
され、他端が前記第２のインピーダンス変換部の出力端
に接続された第３の容量成分と、を備えたことを特徴と
する。
数信号を一方の入力端に取り込み、一方及び他方の入力
端の偏差電圧を増幅して電流として出力する増幅器と、
この増幅器の出力端と第１の電位源との間に設けられた
第１の容量成分と、入力端が前記増幅器の出力端に第１
の抵抗成分を介して接続された第１のインピ−ダンス変
換部と、入力端が前記第１のインピ−ダンス変換部の出
力端に第２の抵抗成分を介して接続され、出力端が前記
増幅器の他方の入力端に接続された第２のインピ−ダン
ス変換部と、前記第２の抵抗成分および第２のインピ−
ダンス変換部の入力端の間と第１の電位源との間に設け
られた第２の容量成分と、一端が前記第１の抵抗成分及
び前記第１のインピ−ダンス変換部の入力端の間に接続
され、他端が前記第２のインピーダンス変換部の出力端
に接続された第３の容量成分と、を備えたことを特徴と
する。
【００１１】請求項２の発明は、増幅器の他方の入力端
及び第２の電位源の間に接続された第３の抵抗成分と、
一端が前記増幅器の他方の入力端及び前記第３の抵抗成
分の間に接続され、他端が第２のインピ−ダンス変換部
の出力端に接続された第４の抵抗成分と、を備えたこと
を特徴とする。
及び第２の電位源の間に接続された第３の抵抗成分と、
一端が前記増幅器の他方の入力端及び前記第３の抵抗成
分の間に接続され、他端が第２のインピ−ダンス変換部
の出力端に接続された第４の抵抗成分と、を備えたこと
を特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態の一例
を示す回路図である。図中１は正の入力端に周波数信号
が取り込まれ、入力電圧を増幅して電流として出力する
増幅器（トランスコンダクタンスアンプ）１である。
を示す回路図である。図中１は正の入力端に周波数信号
が取り込まれ、入力電圧を増幅して電流として出力する
増幅器（トランスコンダクタンスアンプ）１である。
【００１３】前記トランスコンダクタンスアンプ１の出
力端には第１の容量成分であるキャパシタＣ０の一端側
が接続され、このキャパシタＣ０の他端側は第１の電位
源例えば高電位源ＶＣＣに接続されている。この高電位
源ＶＣＣは＋ＶＣＣの電位になっている。また前記キャ
パシタＣ０の一端側は第１の抵抗成分である抵抗Ｒ３を
介して第１のインピーダンス変換部であるエミッタフォ
ロア２の入力端に接続されている。このエミッタフォロ
ア２の出力端には、第２の抵抗成分である抵抗Ｒを介し
て第２の容量成分であるキャパシタＣ１の一端側が接続
され、このキャパシタＣ１の他端側は高電位源ＶＣＣに
接続されている。
力端には第１の容量成分であるキャパシタＣ０の一端側
が接続され、このキャパシタＣ０の他端側は第１の電位
源例えば高電位源ＶＣＣに接続されている。この高電位
源ＶＣＣは＋ＶＣＣの電位になっている。また前記キャ
パシタＣ０の一端側は第１の抵抗成分である抵抗Ｒ３を
介して第１のインピーダンス変換部であるエミッタフォ
ロア２の入力端に接続されている。このエミッタフォロ
ア２の出力端には、第２の抵抗成分である抵抗Ｒを介し
て第２の容量成分であるキャパシタＣ１の一端側が接続
され、このキャパシタＣ１の他端側は高電位源ＶＣＣに
接続されている。
【００１４】前記キャパシタＣ１の一端側（キャパシタ
Ｃ１及び抵抗Ｒの接続点）は、第２のインピーダンス変
換部であるエミッタフォロア３の入力端に接続されてい
る。このエミッタフォロア３の出力端は本発明に係るア
クティブＬＰＦの出力端に相当し、当該出力端は第４の
抵抗成分である抵抗Ｒ２を介して、前記トランスコンダ
クタンスアンプ１の負の入力端に接続されている。また
前記トランスコンダクタンスアンプ１の負の入力端及び
抵抗Ｒ２の接続点には第３の抵抗成分である抵抗Ｒ１の
一端が接続され、この抵抗Ｒ１の他端は低電源位である
アースに交流接地されている。なおこの例ではアースは
第２の電位源に相当する。更に第２のエミッタフォロア
３の出力端は第３の容量成分であるＣ２を介して第１の
エミッタフォロア２の入力端に接続されている。
Ｃ１及び抵抗Ｒの接続点）は、第２のインピーダンス変
換部であるエミッタフォロア３の入力端に接続されてい
る。このエミッタフォロア３の出力端は本発明に係るア
クティブＬＰＦの出力端に相当し、当該出力端は第４の
抵抗成分である抵抗Ｒ２を介して、前記トランスコンダ
クタンスアンプ１の負の入力端に接続されている。また
前記トランスコンダクタンスアンプ１の負の入力端及び
抵抗Ｒ２の接続点には第３の抵抗成分である抵抗Ｒ１の
一端が接続され、この抵抗Ｒ１の他端は低電源位である
アースに交流接地されている。なおこの例ではアースは
第２の電位源に相当する。更に第２のエミッタフォロア
３の出力端は第３の容量成分であるＣ２を介して第１の
エミッタフォロア２の入力端に接続されている。
【００１５】このように構成されたアクティブＬＰＦは
以下のように動作する。周波数信号がトランスコンダク
タンスアンプ１の正の入力端に入力すると、トランスコ
ンダクタンスアンプ１は入力信号Ｖｉｎの電圧と、アク
ティブＬＰＦの出力側から帰還され、抵抗Ｒ１、Ｒ２で
分圧した帰還電圧との偏差分を増幅して、電流として出
力する。この電流に応じてキャパシタＣ０の一端側に電
圧Ｖ１が発生する。そしてこの電圧Ｖ１は抵抗Ｒ３及び
キャパシタＣ２により電圧Ｖ２に変換され、エミッタフ
ォロア２から出力される。エミッタフォロア２の出力電
圧Ｖ２は抵抗Ｒ及びキャパシタＣ１により電圧Ｖ３に変
換され、この電圧Ｖ３はアクティブＬＰＦの出力電圧Ｖ
ｏｕｔとして取り出されると共に、この出力電圧が抵抗
Ｒ２及びキャパシタＣ２を介して夫々トランスコンダク
タンスアンプ１及び第１のエミッタフォロア２の各入力
側に帰還される。
以下のように動作する。周波数信号がトランスコンダク
タンスアンプ１の正の入力端に入力すると、トランスコ
ンダクタンスアンプ１は入力信号Ｖｉｎの電圧と、アク
ティブＬＰＦの出力側から帰還され、抵抗Ｒ１、Ｒ２で
分圧した帰還電圧との偏差分を増幅して、電流として出
力する。この電流に応じてキャパシタＣ０の一端側に電
圧Ｖ１が発生する。そしてこの電圧Ｖ１は抵抗Ｒ３及び
キャパシタＣ２により電圧Ｖ２に変換され、エミッタフ
ォロア２から出力される。エミッタフォロア２の出力電
圧Ｖ２は抵抗Ｒ及びキャパシタＣ１により電圧Ｖ３に変
換され、この電圧Ｖ３はアクティブＬＰＦの出力電圧Ｖ
ｏｕｔとして取り出されると共に、この出力電圧が抵抗
Ｒ２及びキャパシタＣ２を介して夫々トランスコンダク
タンスアンプ１及び第１のエミッタフォロア２の各入力
側に帰還される。
【００１６】次に上述のアクティブＬＰＦが９０度移相
回路であるローパスフィルタであることについて説明す
る。先ず上述回路の伝達関数を求めるが、図１に示す各
部の符号Ｖｉｎ、Ｃ０、Ｒ３などは、便宜上各部の符号
であると共に対応する電圧値、容量、抵抗値をも夫々示
し、各計算式ではこれら符号を用いて表すことにする。
なお第３のキャパシタＣ２の容量はＫ・Ｃ０に設定して
いる。また各式においてＳは複素変数（Ｓ＝ｊω：ωは
周波数）、ｇｍはΔＩ／ΔＶ（ただし増幅器を構成する
トランジスタのコレクタ電流の変化をΔＩ、ベース、エ
ミッタ間電圧の変化分をΔＶとする）、を表している。
回路であるローパスフィルタであることについて説明す
る。先ず上述回路の伝達関数を求めるが、図１に示す各
部の符号Ｖｉｎ、Ｃ０、Ｒ３などは、便宜上各部の符号
であると共に対応する電圧値、容量、抵抗値をも夫々示
し、各計算式ではこれら符号を用いて表すことにする。
なお第３のキャパシタＣ２の容量はＫ・Ｃ０に設定して
いる。また各式においてＳは複素変数（Ｓ＝ｊω：ωは
周波数）、ｇｍはΔＩ／ΔＶ（ただし増幅器を構成する
トランジスタのコレクタ電流の変化をΔＩ、ベース、エ
ミッタ間電圧の変化分をΔＶとする）、を表している。
【００１７】Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ、Ｖ１、Ｖ２の関係を求
めると次の（１）〜（３）式が成り立つ。
めると次の（１）〜（３）式が成り立つ。
【００１８】
【数１】 上記（１）〜（３）式より次の（４）式が成り立ち、従
って伝達関数は（５）式のように表わされる。
って伝達関数は（５）式のように表わされる。
【００１９】
【数２】 ここでカットオフ周波数ｆo における角周波数ω0 とす
るとω0 は上述（５）式より（６）式のように表わされ
る。
るとω0 は上述（５）式より（６）式のように表わされ
る。
【００２０】
【数３】 またＱ（クオリティファクタ）は上述の（５）式よりω
＝ω0 として（７）式のように表わされる。ただしＱ＊
はＲ３＝０としたときのＱの値であり（８）式のように
表わされる。
＝ω0 として（７）式のように表わされる。ただしＱ＊
はＲ３＝０としたときのＱの値であり（８）式のように
表わされる。
【００２１】
【数４】 従って（７）式からＱは（９）式で表わされる。
【００２２】
【数５】 ここで図１を参照すると、トランスコンダクタンスアン
プ１及びキャパシタＣ０により１次のフィルタが構成さ
れ、また抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ２により１次のフィ
ルタが構成され、更に抵抗Ｒ及びキャパシタＣ１により
１次のフィルタが構成されている。従って上述のアクテ
ィブＬＰＦは３次のフィルタを構成しているものであ
り、このことは（５）式に示す伝達関数の中にＳ3 の項
が含まれていることからも分かる。Ｒ３を入れた３次の
フィルタはＲ３＝０とした２次のフィルタに比べてＱの
値を大きくとることができ、図１の回路ではカットオフ
周波数ｆo （角周波数ω0 ）においてＲ３、Ｋ・Ｃ０に
よる３次成分が虚数成分を減少させることによりＱ値を
高める働きをしている。
プ１及びキャパシタＣ０により１次のフィルタが構成さ
れ、また抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ２により１次のフィ
ルタが構成され、更に抵抗Ｒ及びキャパシタＣ１により
１次のフィルタが構成されている。従って上述のアクテ
ィブＬＰＦは３次のフィルタを構成しているものであ
り、このことは（５）式に示す伝達関数の中にＳ3 の項
が含まれていることからも分かる。Ｒ３を入れた３次の
フィルタはＲ３＝０とした２次のフィルタに比べてＱの
値を大きくとることができ、図１の回路ではカットオフ
周波数ｆo （角周波数ω0 ）においてＲ３、Ｋ・Ｃ０に
よる３次成分が虚数成分を減少させることによりＱ値を
高める働きをしている。
【００２３】またω＝ω0 のときｓ＝ｊω0 となり、こ
れを（５）式に代入して整理すると伝達関数は次の（１
０）式のように２次の式で表わされる。
れを（５）式に代入して整理すると伝達関数は次の（１
０）式のように２次の式で表わされる。
【００２４】
【数６】 上述の（５）式の伝達関数は３次の式であっても特殊な
形であり、言い換えれば本発明のアクティブＬＰＦが特
殊な３次フィルタであることがわかる。アクティブＬＰ
Ｆが特殊な３次フィルタとして機能するのは、Ｒ３を設
けたことによる。ここで（７）式が成立するので後述の
（１１）、（１２）、（１３）式からわかるように入出
力位相差は９０度になる。
形であり、言い換えれば本発明のアクティブＬＰＦが特
殊な３次フィルタであることがわかる。アクティブＬＰ
Ｆが特殊な３次フィルタとして機能するのは、Ｒ３を設
けたことによる。ここで（７）式が成立するので後述の
（１１）、（１２）、（１３）式からわかるように入出
力位相差は９０度になる。
【００２５】そして（９）式からわかるようにＲ３を変
化させることによりω0 において入出力の位相θが０
度、−９０度、＋９０度のいずれかになる。このことを
式で表わすと次のように（１１）〜（１３）式となる。
このようにＲ３は位相を調整する働きも兼ね備えてい
る。
化させることによりω0 において入出力の位相θが０
度、−９０度、＋９０度のいずれかになる。このことを
式で表わすと次のように（１１）〜（１３）式となる。
このようにＲ３は位相を調整する働きも兼ね備えてい
る。
【００２６】
【数７】 以上のことから本発明によれば後述の実験結果からもわ
かるようにＱ値を高く例えば１０以上に設定することが
でき、このためＬＰＦの通過帯域幅を狭くできる。そし
て既述の比較例である図１０に示す回路に比べて回路構
成の総素子数が少なく、特にアンプを１個しか用いてい
ないのでノイズが少なく、こうしたことから従来のアク
ティブ移相回路に比べて低ノイズでかつ高いＣ／Ｎを確
保でき、ＦＭ復調システムに本発明のＬＰＦを用いれば
Ｓ／Ｎを大きく改善することができる。
かるようにＱ値を高く例えば１０以上に設定することが
でき、このためＬＰＦの通過帯域幅を狭くできる。そし
て既述の比較例である図１０に示す回路に比べて回路構
成の総素子数が少なく、特にアンプを１個しか用いてい
ないのでノイズが少なく、こうしたことから従来のアク
ティブ移相回路に比べて低ノイズでかつ高いＣ／Ｎを確
保でき、ＦＭ復調システムに本発明のＬＰＦを用いれば
Ｓ／Ｎを大きく改善することができる。
【００２７】またＱ値及びｆo はトランスコンダクタン
スアンプ１の直流ゲイン、キャパシタの容量比及び抵抗
などによって調整できるが、キャパシタを小さくして抵
抗Ｒ１、Ｒ２や前記直流ゲインによりＱ値及びｆo を調
整する方が有利である。何故なら一般に容量成分は集積
回路の内蔵化を図る場合に大きな面積を占めるからであ
る。従って本発明では抵抗Ｒ１、Ｒ２を用いることが有
利である。抵抗Ｒ１、Ｒ２がなければ（Ｒ１＋Ｒ２）／
Ｒ１の値が１になり、そのためｆo 、Ｑの調整はＣ０、
Ｃ１に頼らなければならなくなり、Ｃ０、Ｃ１として大
きいものが必要になってくるし、またＬＰＦの出力がそ
のままトランスコンダクタンスアンプ１の入力に戻るの
でトランスコンダクタンスアンプ１のダイナミックレン
ジが小さい場合には出力が歪んでしまう。なおＲを大き
くする方法もあるが、Ｒを大きくすると熱ノイズが大き
くなるので得策ではない。
スアンプ１の直流ゲイン、キャパシタの容量比及び抵抗
などによって調整できるが、キャパシタを小さくして抵
抗Ｒ１、Ｒ２や前記直流ゲインによりＱ値及びｆo を調
整する方が有利である。何故なら一般に容量成分は集積
回路の内蔵化を図る場合に大きな面積を占めるからであ
る。従って本発明では抵抗Ｒ１、Ｒ２を用いることが有
利である。抵抗Ｒ１、Ｒ２がなければ（Ｒ１＋Ｒ２）／
Ｒ１の値が１になり、そのためｆo 、Ｑの調整はＣ０、
Ｃ１に頼らなければならなくなり、Ｃ０、Ｃ１として大
きいものが必要になってくるし、またＬＰＦの出力がそ
のままトランスコンダクタンスアンプ１の入力に戻るの
でトランスコンダクタンスアンプ１のダイナミックレン
ジが小さい場合には出力が歪んでしまう。なおＲを大き
くする方法もあるが、Ｒを大きくすると熱ノイズが大き
くなるので得策ではない。
【００２８】また抵抗Ｒ１、Ｒ２によってアンプ１の直
流ゲインを変えることができるのでＬＰＦの出力レベル
も調整することができる。更にＬＰＦの出力端からＣ２
を用いて２段ステージ入力端に帰還をかけているため、
容量比の分（１＋Ｋ）分だけＱ値を高くすることができ
る。
流ゲインを変えることができるのでＬＰＦの出力レベル
も調整することができる。更にＬＰＦの出力端からＣ２
を用いて２段ステージ入力端に帰還をかけているため、
容量比の分（１＋Ｋ）分だけＱ値を高くすることができ
る。
【００２９】本発明のアクティブＬＰＦはこのような効
果に加え次のような利点もある。即ちＦＭ復調システム
の位相エラー補正ループを用いることでＱ値及びｆo に
ついての完全無調整化を達成化できる。またＦＭ復調に
不可欠な移相回路（コイル、ディスクリミネータ）がＩ
Ｃの中に内蔵されることによりアプリケーションのコス
トダウンが図れ、更に小型化、軽量化が図れると共に、
位相コイルに起因する不要放射を除去でき、他のＲＦ回
路への影響を低減できる。
果に加え次のような利点もある。即ちＦＭ復調システム
の位相エラー補正ループを用いることでＱ値及びｆo に
ついての完全無調整化を達成化できる。またＦＭ復調に
不可欠な移相回路（コイル、ディスクリミネータ）がＩ
Ｃの中に内蔵されることによりアプリケーションのコス
トダウンが図れ、更に小型化、軽量化が図れると共に、
位相コイルに起因する不要放射を除去でき、他のＲＦ回
路への影響を低減できる。
【００３０】更にまた上述のアクティブＬＰＦにおいて
ω0 及びＱ値の温度依存性はアンプ１のｇｍの温度係数
を調整すれば理論上０になる。即ちω0 及びＱ値は、Ｃ
０、Ｃ１の温度特性Ｔc （Ｃ０）、Ｔc （Ｃ１）がいず
れも０に近似しているため次の（１４）、（１５）式の
ように表わすことができる。
ω0 及びＱ値の温度依存性はアンプ１のｇｍの温度係数
を調整すれば理論上０になる。即ちω0 及びＱ値は、Ｃ
０、Ｃ１の温度特性Ｔc （Ｃ０）、Ｔc （Ｃ１）がいず
れも０に近似しているため次の（１４）、（１５）式の
ように表わすことができる。
【００３１】
【数８】 そしてω0 及びＱ値を温度Ｔで微分すると次の（１
６）、（１７）式が得られる。
６）、（１７）式が得られる。
【００３２】
【数９】 従って（１６）式よりｇｍとＲとの温度係数を揃えれば
［Ｔc （ｇｍ）＝Ｔc（Ｒ）］、ω0 の温度変化は理論
上０になる。また（１７）式よりｇｍとＲとの温度係数
の絶対値を揃え、Ｔc （ｇｍ）＝−Ｔc （Ｒ）とすれば
Ｑ値の温度変化は理論上０になる。
［Ｔc （ｇｍ）＝Ｔc（Ｒ）］、ω0 の温度変化は理論
上０になる。また（１７）式よりｇｍとＲとの温度係数
の絶対値を揃え、Ｔc （ｇｍ）＝−Ｔc （Ｒ）とすれば
Ｑ値の温度変化は理論上０になる。
【００３３】
【実施例】次に本発明のアクティブＬＰＦを適用した実
施例を図２に示す。この実施例では、入力信号ＶＩｎは
トランジスタ４１よりなるエミッタフォロア４を通じて
トランスコンダクタンスアンプ１に入力される。トラン
スコンダクタンスアンプ１は、差動接続されたトランジ
スタ（１１、１４）及び（１２、１３）と電流制御部１
５、１６とを含む。トランスコンダクタンスアンプ１の
出力側の電圧Ｖ１は抵抗Ｒ３を介して電圧Ｖ２になる
が、この電圧Ｖ２は、トランジスタ２１、２２を二段接
続してなる第１のエミッタフォロア２のトランジスタ２
２のエミッタ側に出力される。また第２のエミッタフォ
ロア３は、トランジスタ３１、３２、３３の各ベースを
抵抗Ｒの出力側に接続するとともにトランジスタ３１、
３２のエミッタに夫々トランジスタ３４、３５のベース
を接続して、帰還出力端と出力信号Ｖｏｕｔを取り出す
ＬＰＦの出力端とを分けるように構成されている。この
ように出力端を分けた理由はキャパシタＣ２がＬＰＦの
次段回路に影響を及ぼすことを避けるためである。なお
図２中５１〜６０は定電流源である。また上述の例では
キャパシタＣ０、Ｃ１をＶＣＣに接続し、抵抗Ｒ１を交
流接地しているが本発明ではキャパシタＣ０、Ｃ１を交
流接地（第１の電位源）し、抵抗Ｒ１をＶＣＣ（第２の
電位源）に接続するような回路構成であってもよい。
施例を図２に示す。この実施例では、入力信号ＶＩｎは
トランジスタ４１よりなるエミッタフォロア４を通じて
トランスコンダクタンスアンプ１に入力される。トラン
スコンダクタンスアンプ１は、差動接続されたトランジ
スタ（１１、１４）及び（１２、１３）と電流制御部１
５、１６とを含む。トランスコンダクタンスアンプ１の
出力側の電圧Ｖ１は抵抗Ｒ３を介して電圧Ｖ２になる
が、この電圧Ｖ２は、トランジスタ２１、２２を二段接
続してなる第１のエミッタフォロア２のトランジスタ２
２のエミッタ側に出力される。また第２のエミッタフォ
ロア３は、トランジスタ３１、３２、３３の各ベースを
抵抗Ｒの出力側に接続するとともにトランジスタ３１、
３２のエミッタに夫々トランジスタ３４、３５のベース
を接続して、帰還出力端と出力信号Ｖｏｕｔを取り出す
ＬＰＦの出力端とを分けるように構成されている。この
ように出力端を分けた理由はキャパシタＣ２がＬＰＦの
次段回路に影響を及ぼすことを避けるためである。なお
図２中５１〜６０は定電流源である。また上述の例では
キャパシタＣ０、Ｃ１をＶＣＣに接続し、抵抗Ｒ１を交
流接地しているが本発明ではキャパシタＣ０、Ｃ１を交
流接地（第１の電位源）し、抵抗Ｒ１をＶＣＣ（第２の
電位源）に接続するような回路構成であってもよい。
【００３４】ここで図１の回路に基づいてシミュレーシ
ョン回路を作成し、このシミュレーションにおいて抵抗
Ｒ３の値を変えたときにＬＰＦのゲインと入出力の位相
ずれとがどのように変化するのかをコンピュータによっ
てシミュレーションした。図３〜図６はその結果を示す
グラフであり、夫々Ｒ３を５ｋΩ、２．５ｋΩ、０．５
ｋΩ，０Ωとしている。ただし、Ｃ０、Ｃ１を夫々１５
ＰＦ、４０ＰＦ、Ｋを５、Ｒ１、Ｒ２、Ｒを夫々１．５
ｋΩ、２ｋΩ、１２ｋΩとしている。この結果からわか
るようにＲ３を変えることによりＱの値が変化し、例え
ば図３に示すようにＱ値を３０もの高い値にすることが
できる。
ョン回路を作成し、このシミュレーションにおいて抵抗
Ｒ３の値を変えたときにＬＰＦのゲインと入出力の位相
ずれとがどのように変化するのかをコンピュータによっ
てシミュレーションした。図３〜図６はその結果を示す
グラフであり、夫々Ｒ３を５ｋΩ、２．５ｋΩ、０．５
ｋΩ，０Ωとしている。ただし、Ｃ０、Ｃ１を夫々１５
ＰＦ、４０ＰＦ、Ｋを５、Ｒ１、Ｒ２、Ｒを夫々１．５
ｋΩ、２ｋΩ、１２ｋΩとしている。この結果からわか
るようにＲ３を変えることによりＱの値が変化し、例え
ば図３に示すようにＱ値を３０もの高い値にすることが
できる。
【００３５】以上において本発明のアクティブＬＰＦは
ＦＭ復調回路に用いることに限定されるものではなく、
例えば外付け部品のコイルの代用として使用することが
できる。
ＦＭ復調回路に用いることに限定されるものではなく、
例えば外付け部品のコイルの代用として使用することが
できる。
【００３６】
【発明の効果】以上述べたように本発明のアクティブＬ
ＰＦによれば、小型、軽量であり、また出力ノイズを低
減することができ、しかも高いＱ値を得ることができる
という効果がある。
ＰＦによれば、小型、軽量であり、また出力ノイズを低
減することができ、しかも高いＱ値を得ることができる
という効果がある。
【図１】本発明の実施の形態の一例を示す回路図であ
る。
る。
【図２】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図３】本発明のアクティブＬＰＦに基づいてシミュレ
ーションを行って求めた周波数特性と位相特性を示す特
性図である。
ーションを行って求めた周波数特性と位相特性を示す特
性図である。
【図４】本発明のアクティブＬＰＦに基づいてシミュレ
ーションを行って求めた周波数特性と位相特性を示す特
性図である。
ーションを行って求めた周波数特性と位相特性を示す特
性図である。
【図５】本発明のアクティブＬＰＦに基づいてシミュレ
ーションを行って求めた周波数特性と位相特性を示す特
性図である。
ーションを行って求めた周波数特性と位相特性を示す特
性図である。
【図６】本発明のアクティブＬＰＦに基づいてシミュレ
ーションを行って求めた周波数特性と位相特性を示す特
性図である。
ーションを行って求めた周波数特性と位相特性を示す特
性図である。
【図７】ＬＰＦの周波数特性と位相特性を示す特性図で
ある。
ある。
【図８】従来のパッシブバンドパスフィルタを示す回路
図である。
図である。
【図９】従来のアクティブＬＰＦを示す回路図である。
【図１０】アクティブＬＰＦの比較例を示す回路図であ
る。
る。
１ トランジスタ（増幅器） Ｒ３ 抵抗（第１の抵抗成分） Ｒ 抵抗（第２の抵抗成分） Ｒ１ 抵抗（第３の抵抗成分） Ｒ２ 抵抗（第４の抵抗成分） Ｃ０ キャパシタ（第１の容量成分） Ｃ１ キャパシタ（第２の容量成分） Ｃ２ キャパシタ（第３の容量成分） ２ エミッタフォロア（第１のインピーダンス変
換部） ３ エミッタフォロア（第２のインピーダンス変
換部）
換部） ３ エミッタフォロア（第２のインピーダンス変
換部）
Claims (2)
- 【請求項１】 周波数信号を一方の入力端に取り込み、
一方及び他方の入力端の偏差電圧を増幅して電流として
出力する増幅器と、 この増幅器の出力端と第１の電位源との間に設けられた
第１の容量成分と、 入力端が前記増幅器の出力端に第１の抵抗成分を介して
接続された第１のインピ−ダンス変換部と、 入力端が前記第１のインピ−ダンス変換部の出力端に第
２の抵抗成分を介して接続され、出力端が前記増幅器の
他方の入力端に接続された第２のインピ−ダンス変換部
と、 前記第２の抵抗成分および第２のインピ−ダンス変換部
の入力端の間と第１の電位源との間に設けられた第２の
容量成分と、 一端が前記第１の抵抗成分及び前記第１のインピ−ダン
ス変換部の入力端の間に接続され、他端が前記第２のイ
ンピーダンス変換部の出力端に接続された第３の容量成
分と、を備えたことを特徴とするアクティブロ−パスフ
ィルタ。 - 【請求項２】 前記増幅器の他方の入力端及び第２の電
位源の間に接続された第３の抵抗成分と、一端が前記増
幅器の他方の入力端及び前記第３の抵抗成分の間に接続
され、他端が第２のインピ−ダンス変換部の出力端に接
続された第４の抵抗成分と、を備えたことを特徴とする
アクティブロ−パスフィルタ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20643395A JPH0936702A (ja) | 1995-07-20 | 1995-07-20 | アクティブロ−パスフィルタ |
| SG1996010220A SG68586A1 (en) | 1995-07-20 | 1996-07-05 | Active low pass filter |
| EP96111171A EP0755115A1 (en) | 1995-07-20 | 1996-07-11 | Active low pass filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20643395A JPH0936702A (ja) | 1995-07-20 | 1995-07-20 | アクティブロ−パスフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0936702A true JPH0936702A (ja) | 1997-02-07 |
Family
ID=16523302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20643395A Pending JPH0936702A (ja) | 1995-07-20 | 1995-07-20 | アクティブロ−パスフィルタ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0755115A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0936702A (ja) |
| SG (1) | SG68586A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021176775A1 (ja) * | 2020-03-02 | 2021-09-10 | 株式会社村田製作所 | 調整装置及びそれを備えた発振装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3616878B2 (ja) * | 2002-01-17 | 2005-02-02 | オンキヨー株式会社 | 低域通過フィルタ |
| CN109873620B (zh) * | 2017-12-01 | 2023-08-29 | 炬芯科技股份有限公司 | 三阶低通滤波器 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH063861B2 (ja) * | 1990-02-14 | 1994-01-12 | 株式会社東芝 | アクティブ・フィルタ |
| US5325070A (en) * | 1993-01-25 | 1994-06-28 | Motorola, Inc. | Stabilization circuit and method for second order tunable active filters |
-
1995
- 1995-07-20 JP JP20643395A patent/JPH0936702A/ja active Pending
-
1996
- 1996-07-05 SG SG1996010220A patent/SG68586A1/en unknown
- 1996-07-11 EP EP96111171A patent/EP0755115A1/en not_active Ceased
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021176775A1 (ja) * | 2020-03-02 | 2021-09-10 | 株式会社村田製作所 | 調整装置及びそれを備えた発振装置 |
| JPWO2021176775A1 (ja) * | 2020-03-02 | 2021-09-10 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SG68586A1 (en) | 1999-11-16 |
| EP0755115A1 (en) | 1997-01-22 |
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