JPH07245546A - アクティブローパスフィルタ - Google Patents
アクティブローパスフィルタInfo
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- JPH07245546A JPH07245546A JP6033875A JP3387594A JPH07245546A JP H07245546 A JPH07245546 A JP H07245546A JP 6033875 A JP6033875 A JP 6033875A JP 3387594 A JP3387594 A JP 3387594A JP H07245546 A JPH07245546 A JP H07245546A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/22—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of active elements with more than two electrodes to which two signals are applied derived from the signal to be demodulated and having a phase difference related to the frequency deviation, e.g. phase detector
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1217—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a plurality of operational amplifiers
- H03H11/1252—Two integrator-loop-filters
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- H—ELECTRICITY
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- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＩＣ化しても外部部品をほとんど必要とせず
９０゜移相回路として好適なアクティブローパスフィル
タを提供する。 【構成】 第１インピーダンス素子から出力された入力
信号による電流を第１電流アンプによって増幅し、その
出力電流を第１変換手段によって電圧に変換して第２イ
ンピーダンス素子を介して第２電流アンプに供給し、第
２電流アンプの出力電流を第２変換手段によって電圧に
変換してフィルタ出力として出力すると共に第２変換手
段の出力電圧に応じた電流を第１及び第２電流アンプの
入力に負帰還し、更に、少なくとも第１電流アンプの電
流増幅率を制御可能にしてカットオフ周波数を任意に変
化させ得るようにした。
９０゜移相回路として好適なアクティブローパスフィル
タを提供する。 【構成】 第１インピーダンス素子から出力された入力
信号による電流を第１電流アンプによって増幅し、その
出力電流を第１変換手段によって電圧に変換して第２イ
ンピーダンス素子を介して第２電流アンプに供給し、第
２電流アンプの出力電流を第２変換手段によって電圧に
変換してフィルタ出力として出力すると共に第２変換手
段の出力電圧に応じた電流を第１及び第２電流アンプの
入力に負帰還し、更に、少なくとも第１電流アンプの電
流増幅率を制御可能にしてカットオフ周波数を任意に変
化させ得るようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、９０゜移相回路として
好適なアクティブローパスフィルタに関する。
好適なアクティブローパスフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】９０゜移相回路は例えば、クァドラチュ
ア型のＦＭ復調回路で用いられ、入力される中間周波信
号とは９０゜位相が異なる信号を生成する。このＦＭ復
調回路の９０゜移相回路は図１に示したようにＬＣＲ
（コイル、コンデンサ及び抵抗）を用いたＢＰＦ（バン
ドパスフィルタ）、或いは図２に示したようにオペアン
プを用いたバイクワッド型のＬＰＦ（ローパスフィル
タ）から形成されている。ＬＣＲを用いたＢＰＦの場合
に位相差を９０゜になるように中心周波数を変化させる
ためにはコイルを調整するか、バリキャップダイオード
を用いてその端子電圧に対応する容量値に変化させてい
る。また、バイクワッド型のＬＰＦの場合にはオペアン
プに接続される外部素子の定数を変えることにより、位
相差が９０゜となるカットオフ周波数やＱ値が得られて
いる。
ア型のＦＭ復調回路で用いられ、入力される中間周波信
号とは９０゜位相が異なる信号を生成する。このＦＭ復
調回路の９０゜移相回路は図１に示したようにＬＣＲ
（コイル、コンデンサ及び抵抗）を用いたＢＰＦ（バン
ドパスフィルタ）、或いは図２に示したようにオペアン
プを用いたバイクワッド型のＬＰＦ（ローパスフィル
タ）から形成されている。ＬＣＲを用いたＢＰＦの場合
に位相差を９０゜になるように中心周波数を変化させる
ためにはコイルを調整するか、バリキャップダイオード
を用いてその端子電圧に対応する容量値に変化させてい
る。また、バイクワッド型のＬＰＦの場合にはオペアン
プに接続される外部素子の定数を変えることにより、位
相差が９０゜となるカットオフ周波数やＱ値が得られて
いる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、９０゜
移相回路として上記の如くＢＰＦ及びバイクワッド型の
ＬＰＦのいずれを用いても、ＩＣ（集積回路）として形
成する場合にはコイル、コンデンサ及び抵抗等の外部部
品が必要となり、小型化、軽量化及び無調整化を図るこ
とができないという問題点があった。
移相回路として上記の如くＢＰＦ及びバイクワッド型の
ＬＰＦのいずれを用いても、ＩＣ（集積回路）として形
成する場合にはコイル、コンデンサ及び抵抗等の外部部
品が必要となり、小型化、軽量化及び無調整化を図るこ
とができないという問題点があった。
【０００４】そこで、本発明の目的は、ＩＣ化しても外
部部品をほとんど必要とせず９０゜移相回路として好適
なアクティブローパスフィルタを提供することである。
部部品をほとんど必要とせず９０゜移相回路として好適
なアクティブローパスフィルタを提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のアクティブロー
パスフィルタは、入力信号を受け入れる第１インピーダ
ンス素子と、第１インピーダンス素子から出力された電
流を増幅する第１電流アンプと、第１電流アンプの出力
電流を電圧に変換して第２インピーダンス素子を介して
出力する第１変換手段と、第１変換手段の出力電圧によ
って得られる電流を増幅する第２電流アンプと、第２電
流アンプの出力電流を電圧に変換してフィルタ出力とし
て出力する第２変換手段と、第２変換手段の出力電圧に
応じた電流を第１及び第２電流アンプの入力に負帰還す
る負帰還手段と、第１電流アンプの電流増幅率を変化さ
せる制御手段とを備えたことを特徴としている。
パスフィルタは、入力信号を受け入れる第１インピーダ
ンス素子と、第１インピーダンス素子から出力された電
流を増幅する第１電流アンプと、第１電流アンプの出力
電流を電圧に変換して第２インピーダンス素子を介して
出力する第１変換手段と、第１変換手段の出力電圧によ
って得られる電流を増幅する第２電流アンプと、第２電
流アンプの出力電流を電圧に変換してフィルタ出力とし
て出力する第２変換手段と、第２変換手段の出力電圧に
応じた電流を第１及び第２電流アンプの入力に負帰還す
る負帰還手段と、第１電流アンプの電流増幅率を変化さ
せる制御手段とを備えたことを特徴としている。
【０００６】
【作用】本発明のアクティブローパスフィルタにおいて
は、少なくとも第１電流アンプの電流増幅率を変化させ
てカットオフ周波数を任意に変化させることが行なわれ
る。
は、少なくとも第１電流アンプの電流増幅率を変化させ
てカットオフ周波数を任意に変化させることが行なわれ
る。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳
細に説明する。図３は本発明によるバイクワッド型のア
クティブローパスフィルタを示している。このアクティ
ブローパスフィルタにおいては、３つの電流アンプ１，
２，３が設けられている。これらの電流アンプ１，２，
３の各々は差動アンプからなる。電流アンプ１は第１イ
ンピーダンス素子に対応し、入力信号に対し一定した電
流増幅を行なって、その出力信号を電流アンプ２に供給
する。電流アンプ２には可変電流源を備えた増幅率制御
回路４が接続され、増幅率制御回路４の出力電流に応じ
て電流アンプ２の電流増幅率が変化するようになってい
る。電流アンプ２の差動出力にはコンデンサ５ａ，５
ｂ、バッファ６ａ，６ｂ及び抵抗７ａ，７ｂからなる電
圧変換回路８が接続されている。抵抗７ａ，７ｂが第２
インピーダンス素子に対応する。電圧変換回路８の出力
は電流アンプ３に接続されている。すなわち、コンデン
サ５ａ，５ｂに電流アンプ２から出力電流が流れ込むこ
とにより得られるコンデンサ５ａ，５ｂの電圧がバッフ
ァ６ａ，６ｂ及び抵抗７ａ，７ｂを介して電流アンプ３
に供給される。電流アンプ３は電圧変換回路８の出力電
圧により流れ込む電流を一定した電流増幅率で増幅す
る。
細に説明する。図３は本発明によるバイクワッド型のア
クティブローパスフィルタを示している。このアクティ
ブローパスフィルタにおいては、３つの電流アンプ１，
２，３が設けられている。これらの電流アンプ１，２，
３の各々は差動アンプからなる。電流アンプ１は第１イ
ンピーダンス素子に対応し、入力信号に対し一定した電
流増幅を行なって、その出力信号を電流アンプ２に供給
する。電流アンプ２には可変電流源を備えた増幅率制御
回路４が接続され、増幅率制御回路４の出力電流に応じ
て電流アンプ２の電流増幅率が変化するようになってい
る。電流アンプ２の差動出力にはコンデンサ５ａ，５
ｂ、バッファ６ａ，６ｂ及び抵抗７ａ，７ｂからなる電
圧変換回路８が接続されている。抵抗７ａ，７ｂが第２
インピーダンス素子に対応する。電圧変換回路８の出力
は電流アンプ３に接続されている。すなわち、コンデン
サ５ａ，５ｂに電流アンプ２から出力電流が流れ込むこ
とにより得られるコンデンサ５ａ，５ｂの電圧がバッフ
ァ６ａ，６ｂ及び抵抗７ａ，７ｂを介して電流アンプ３
に供給される。電流アンプ３は電圧変換回路８の出力電
圧により流れ込む電流を一定した電流増幅率で増幅す
る。
【０００８】電流アンプ３の差動出力にはコンデンサ９
ａ，９ｂ、バッファ１０ａ，１０ｂからなる電圧変換回
路１１が接続されている。電圧変換回路１１の出力信号
が出力端子に供給される。すなわち、コンデンサ９ａ，
９ｂに電流アンプ３から出力電流が流れ込むことにより
得られるコンデンサ９ａ，９ｂの電圧がバッファ１０
ａ，１０ｂを介して出力される。この電圧変換回路１１
の出力を電流アンプ２，３の入力に負帰還するために抵
抗１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂが設けられている。
バッファ１０ｂの出力電圧は抵抗１２ａを介して電流ア
ンプ２の一方の入力端子に供給され、また抵抗１３ａを
介して電流アンプ３の一方の入力端子に供給される。同
様に、バッファ１０ａの出力電圧は抵抗１２ｂを介して
電流アンプ２の他方の入力端子に供給され、また抵抗１
３ｂを介して電流アンプ３の他方の入力端子に供給され
る。
ａ，９ｂ、バッファ１０ａ，１０ｂからなる電圧変換回
路１１が接続されている。電圧変換回路１１の出力信号
が出力端子に供給される。すなわち、コンデンサ９ａ，
９ｂに電流アンプ３から出力電流が流れ込むことにより
得られるコンデンサ９ａ，９ｂの電圧がバッファ１０
ａ，１０ｂを介して出力される。この電圧変換回路１１
の出力を電流アンプ２，３の入力に負帰還するために抵
抗１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂが設けられている。
バッファ１０ｂの出力電圧は抵抗１２ａを介して電流ア
ンプ２の一方の入力端子に供給され、また抵抗１３ａを
介して電流アンプ３の一方の入力端子に供給される。同
様に、バッファ１０ａの出力電圧は抵抗１２ｂを介して
電流アンプ２の他方の入力端子に供給され、また抵抗１
３ｂを介して電流アンプ３の他方の入力端子に供給され
る。
【０００９】かかる構成においては、入力端子に供給さ
れる差動入力電圧に応じた電流が電流アンプ１によって
増幅され、増幅された電流が電流アンプ２に流れ込む。
また、電流アンプ２にはバッファ１０ａ，１０ｂの各出
力電圧に応じた電流が帰還抵抗１２ｂ，１２ａを介して
流れ込む。このように流れ込んだ電流を電流アンプ２は
増幅し、電流アンプ２の電流増幅率は上記のように増幅
率制御回路４から供給される電流に応じて変化する。電
流アンプ２の出力電流は電圧変換回路８によって電圧に
変換されて電流アンプ３に供給される。電流アンプ３に
は電圧変換回路８の出力電圧に応じた電流と共にバッフ
ァ１０ａ，１０ｂの各出力電圧に応じた電流が帰還抵抗
１３ｂ，１３ａを介して流れ込む。流れ込んだ電流を電
流アンプ３は増幅し、電流アンプ３の出力電流は電圧変
換回路１１を介して電圧として出力される。
れる差動入力電圧に応じた電流が電流アンプ１によって
増幅され、増幅された電流が電流アンプ２に流れ込む。
また、電流アンプ２にはバッファ１０ａ，１０ｂの各出
力電圧に応じた電流が帰還抵抗１２ｂ，１２ａを介して
流れ込む。このように流れ込んだ電流を電流アンプ２は
増幅し、電流アンプ２の電流増幅率は上記のように増幅
率制御回路４から供給される電流に応じて変化する。電
流アンプ２の出力電流は電圧変換回路８によって電圧に
変換されて電流アンプ３に供給される。電流アンプ３に
は電圧変換回路８の出力電圧に応じた電流と共にバッフ
ァ１０ａ，１０ｂの各出力電圧に応じた電流が帰還抵抗
１３ｂ，１３ａを介して流れ込む。流れ込んだ電流を電
流アンプ３は増幅し、電流アンプ３の出力電流は電圧変
換回路１１を介して電圧として出力される。
【００１０】次に、かかるアクティブローパスフィルタ
がローパスフィルタとしての入出力特性を有することを
説明する。図４はその説明のために図３の構成を簡単に
示しており、この図４において符号Ｒ0〜Ｒ5は抵抗値を
示し、符号Ｃ1，Ｃ2はコンデンサの容量を示し、ａ，ｂ
は電流アンプ２，３の電流増幅率を示している。また、
Ｖinはローパスフィルタの入力電圧、Ｖ1は電流アンプ
２の出力電圧、Ｖ3は電流アンプ３の出力電圧、ＶOはロ
ーパスフィルタの出力電圧である。更に、ｉ1は電流ア
ンプ２の入力電流、ｉ2は電流アンプ３の入力電流を示
している。Ｒ1は電流アンプ２の入力から電流アンプ１
側を見た抵抗値（インピーダンス）である。
がローパスフィルタとしての入出力特性を有することを
説明する。図４はその説明のために図３の構成を簡単に
示しており、この図４において符号Ｒ0〜Ｒ5は抵抗値を
示し、符号Ｃ1，Ｃ2はコンデンサの容量を示し、ａ，ｂ
は電流アンプ２，３の電流増幅率を示している。また、
Ｖinはローパスフィルタの入力電圧、Ｖ1は電流アンプ
２の出力電圧、Ｖ3は電流アンプ３の出力電圧、ＶOはロ
ーパスフィルタの出力電圧である。更に、ｉ1は電流ア
ンプ２の入力電流、ｉ2は電流アンプ３の入力電流を示
している。Ｒ1は電流アンプ２の入力から電流アンプ１
側を見た抵抗値（インピーダンス）である。
【００１１】先ず、電流アンプ２の出力電圧Ｖ1と出力
電圧ＶOは、複素変数をｓとすると、
電圧ＶOは、複素変数をｓとすると、
【００１２】
【数１】
【００１３】の如く示される。式（１）の電圧Ｖ1を式
（２）に代入することにより、次のようになる。
（２）に代入することにより、次のようになる。
【００１４】
【数２】
【００１５】よって、入出力電圧比ＶO／Ｖinは次のよ
うになる。ここで、Ｐ1＝Ｃ1Ｒ4、Ｐ 2＝Ｃ2Ｒ3、Ｋ3＝
Ｒ3／Ｒ2、Ｋ4＝Ｒ4／Ｒ1、Ｍ＝Ｒ3／Ｒ5である。
うになる。ここで、Ｐ1＝Ｃ1Ｒ4、Ｐ 2＝Ｃ2Ｒ3、Ｋ3＝
Ｒ3／Ｒ2、Ｋ4＝Ｒ4／Ｒ1、Ｍ＝Ｒ3／Ｒ5である。
【００１６】
【数３】
【００１７】この式（５）からローパスフィルタとして
の特性を有することが分かる。また、式（５）からカッ
トオフ周波数ｆ0における角周波数ω0について次の式
（６）及び（７）のように関係がほぼ得られる。
の特性を有することが分かる。また、式（５）からカッ
トオフ周波数ｆ0における角周波数ω0について次の式
（６）及び（７）のように関係がほぼ得られる。
【００１８】
【数４】
【００１９】ここで、Ｃ1＝Ｃ2＝Ｃ、Ｒ4＝Ｒ、Ｒ2＝Ｒ
3＝ｎＲと設定すると、Ｋ3＝１、Ｐ 1＝ＣＲ、Ｐ2＝ｎＣ
Ｒとなるので、カットオフ周波数ｆ0は式（８）のよう
に表わすことができる。なお、ｎは整数であり、例え
ば、ａ＝５，ｂ＝１／５，ｎ＝４となる。
3＝ｎＲと設定すると、Ｋ3＝１、Ｐ 1＝ＣＲ、Ｐ2＝ｎＣ
Ｒとなるので、カットオフ周波数ｆ0は式（８）のよう
に表わすことができる。なお、ｎは整数であり、例え
ば、ａ＝５，ｂ＝１／５，ｎ＝４となる。
【００２０】
【数５】
【００２１】よって、電流アンプ２の電流増幅率ａを増
幅率制御回路４によって変化させることにより、カット
オフ周波数ｆ0が変化する。角周波数ω0とＱとの間には
式（５）から
幅率制御回路４によって変化させることにより、カット
オフ周波数ｆ0が変化する。角周波数ω0とＱとの間には
式（５）から
【００２２】
【数６】
【００２３】なる関係がほぼあるので、Ｒ5→∞，Ｍ→
０とすると、Ｑは、式（８）から
０とすると、Ｑは、式（８）から
【００２４】
【数７】
【００２５】の如く表され、電流増幅率ａ，ｂに応じて
変化することが分かる。図５は本発明の他の実施例を示
している。図５において、図３と同一部分は同一符号を
用いている。このアクティブローパスフィルタにおいて
は、増幅率制御回路４の電流に応じて電流アンプ２の電
流増幅率が変化するだけでなく電流アンプ３の電流増幅
率も変化するようになっている。
変化することが分かる。図５は本発明の他の実施例を示
している。図５において、図３と同一部分は同一符号を
用いている。このアクティブローパスフィルタにおいて
は、増幅率制御回路４の電流に応じて電流アンプ２の電
流増幅率が変化するだけでなく電流アンプ３の電流増幅
率も変化するようになっている。
【００２６】図６は図５の主要部分の構成を具体的に示
している。電流アンプ２は差動接続されたトランジスタ
２１ａ，２１ｂを有し、トランジスタ２１ａ，２１ｂの
ベースが入力端子となっている。また、ベースには定電
流源２２ａ，２２ｂ、２３及びダイオード２４ａ，２４
ｂからなる電流供給回路が形成されている。定電流源２
２ａ，２２ｂは電流Ｉ1を発生し、定電流源２３は電流
２Ｉ1を発生する。定電流源２２ａとダイオード２４ａ
のアノードとの接続点にトランジスタ２２ａのベースに
接続され、定電流源２２ｂとダイオード２４ｂのアノー
ドとの接続点にトランジスタ２２ｂのベースに接続され
ている。ダイオード２４ａ，２４ｂを流れた電流が定電
流源２３を流れる。電流アンプ２の出力端子となるトラ
ンジスタ２１ａ，２１ｂのコレクタには抵抗２５ａ，２
５ｂ及びトランジスタ２６ａ，２６ｂからなる電流源が
各々接続されている。この電流源は増幅率制御回路４の
カレントミラーの電流受取部として形成され、電流Ｉ2
を発生する。トランジスタ２１ａ，２１ｂのエミッタに
は電流２Ｉ2を発生する電流源２７が共通接続されてい
る。
している。電流アンプ２は差動接続されたトランジスタ
２１ａ，２１ｂを有し、トランジスタ２１ａ，２１ｂの
ベースが入力端子となっている。また、ベースには定電
流源２２ａ，２２ｂ、２３及びダイオード２４ａ，２４
ｂからなる電流供給回路が形成されている。定電流源２
２ａ，２２ｂは電流Ｉ1を発生し、定電流源２３は電流
２Ｉ1を発生する。定電流源２２ａとダイオード２４ａ
のアノードとの接続点にトランジスタ２２ａのベースに
接続され、定電流源２２ｂとダイオード２４ｂのアノー
ドとの接続点にトランジスタ２２ｂのベースに接続され
ている。ダイオード２４ａ，２４ｂを流れた電流が定電
流源２３を流れる。電流アンプ２の出力端子となるトラ
ンジスタ２１ａ，２１ｂのコレクタには抵抗２５ａ，２
５ｂ及びトランジスタ２６ａ，２６ｂからなる電流源が
各々接続されている。この電流源は増幅率制御回路４の
カレントミラーの電流受取部として形成され、電流Ｉ2
を発生する。トランジスタ２１ａ，２１ｂのエミッタに
は電流２Ｉ2を発生する電流源２７が共通接続されてい
る。
【００２７】電流アンプ３はトランジスタ３１ａ，３１
ｂ，３６ａ，３６ｂ、定電流源３２ａ，３２ｂ，３３，
３７、ダイオード３４ａ，３４ｂ及び抵抗３５ａ，３５
ｂからなり、電流アンプ２と同様に構成されている。定
電流源３２ａ，３２ｂは電流Ｉ3を生成し、定電流源３
３は２Ｉ3を生成する。また、定電流源３７は２Ｉ4を生
成する。
ｂ，３６ａ，３６ｂ、定電流源３２ａ，３２ｂ，３３，
３７、ダイオード３４ａ，３４ｂ及び抵抗３５ａ，３５
ｂからなり、電流アンプ２と同様に構成されている。定
電流源３２ａ，３２ｂは電流Ｉ3を生成し、定電流源３
３は２Ｉ3を生成する。また、定電流源３７は２Ｉ4を生
成する。
【００２８】増幅率制御回路４は可変電流源４１、トラ
ンジスタ４２，４３及び抵抗４４，４５からなり、トラ
ンジスタ４２，４３及び抵抗４４，４５は可変電流源４
１から出力された電流に応じた電流をトランジスタ２６
ａ，２６ｂ，３６ａ，３６ｂに流すためにカレントミラ
ーの電流出力部を形成している。よって、可変電流源４
１の出力電流値に応じて電流Ｉ2，Ｉ4の値が定まり、電
流Ｉ2，Ｉ4に対する定電流Ｉ1，Ｉ3の比、すなわち電流
増幅率ａ，ｂは、
ンジスタ４２，４３及び抵抗４４，４５からなり、トラ
ンジスタ４２，４３及び抵抗４４，４５は可変電流源４
１から出力された電流に応じた電流をトランジスタ２６
ａ，２６ｂ，３６ａ，３６ｂに流すためにカレントミラ
ーの電流出力部を形成している。よって、可変電流源４
１の出力電流値に応じて電流Ｉ2，Ｉ4の値が定まり、電
流Ｉ2，Ｉ4に対する定電流Ｉ1，Ｉ3の比、すなわち電流
増幅率ａ，ｂは、
【００２９】
【数８】
【００３０】であるので可変電流源４１の出力電流値の
変化に応じて変化することになる。図５の実施例の場合
においても、カットオフ周波数ｆ0は上記の式（８）に
よって表されるので、可変電流源４１の出力電流Ｉが変
化すれば、電流増幅率ａ，ｂ双方が変化してカットオフ
周波数ｆ0が変化することになる。式（８）に式（１
１）を代入すると、
変化に応じて変化することになる。図５の実施例の場合
においても、カットオフ周波数ｆ0は上記の式（８）に
よって表されるので、可変電流源４１の出力電流Ｉが変
化すれば、電流増幅率ａ，ｂ双方が変化してカットオフ
周波数ｆ0が変化することになる。式（８）に式（１
１）を代入すると、
【００３１】
【数９】
【００３２】となる。ここで、Ｉ2＝ｍ1Ｉ，Ｉ4＝ｍ2Ｉ
（ｍ1，ｍ2は電流比）とすると、カットオフ周波数ｆ0
は、
（ｍ1，ｍ2は電流比）とすると、カットオフ周波数ｆ0
は、
【００３３】
【数１０】
【００３４】の如く表わすことができる。よって、カッ
トオフ周波数ｆ0は可変電流源４１の出力電流Ｉに比例
する。また、式（１３）を微分して得られるｄｆ0／ｄ
Ｉは、
トオフ周波数ｆ0は可変電流源４１の出力電流Ｉに比例
する。また、式（１３）を微分して得られるｄｆ0／ｄ
Ｉは、
【００３５】
【数１１】
【００３６】となる。よって、その傾きは一定となって
いるので、電流Ｉに対してカットオフ周波数ｆ0はリニ
アに変化する。一方、Ｑは上記の式（１０）によって表
されるが、ここで、カットオフ周波数ｆ0が電流増幅率
ａ，ｂ双方の変化によりｆ0’になったとすると、変化
した電流増幅率ａ’，ｂ’はａ’＝ｋａ，ｂ’＝ｋｂと
なる。なお、ｋ≠０である。このときのＱ’は、
いるので、電流Ｉに対してカットオフ周波数ｆ0はリニ
アに変化する。一方、Ｑは上記の式（１０）によって表
されるが、ここで、カットオフ周波数ｆ0が電流増幅率
ａ，ｂ双方の変化によりｆ0’になったとすると、変化
した電流増幅率ａ’，ｂ’はａ’＝ｋａ，ｂ’＝ｋｂと
なる。なお、ｋ≠０である。このときのＱ’は、
【００３７】
【数１２】
【００３８】となるので、電流増幅率ａ，ｂが変化して
もＱの値は変化しないことが分かる。次に、かかるロー
パスフィルタのカットオフ周波数ｆ0及びＱの温度依存
性について説明する。先ず、式（８）から温度Ｔの変化
に対する周波数ｆ0の変化は、
もＱの値は変化しないことが分かる。次に、かかるロー
パスフィルタのカットオフ周波数ｆ0及びＱの温度依存
性について説明する。先ず、式（８）から温度Ｔの変化
に対する周波数ｆ0の変化は、
【００３９】
【数１３】
【００４０】となり、よって、
【００４１】
【数１４】
【００４２】となる。ここで、電流増幅率ａ，ｂの温度
係数が抵抗Ｒの温度係数に等しく、コンデンサＣのばら
つきがなければ、
係数が抵抗Ｒの温度係数に等しく、コンデンサＣのばら
つきがなければ、
【００４３】
【数１５】
【００４４】であるので、よって、
【００４５】
【数１６】
【００４６】となり、カットオフ周波数ｆ0の温度依存
性は生じない。また、式（１０）から温度Ｔの変化に対
するＱの変化は、
性は生じない。また、式（１０）から温度Ｔの変化に対
するＱの変化は、
【００４７】
【数１７】
【００４８】となり、よって、
【００４９】
【数１８】
【００５０】となる。この式（２２）において、電流増
幅率ａ，ｂの温度係数が等しければ、Ｑ値の温度依存性
は生じない。図７及び図８は本発明によるローパスフィ
ルタを適用したＦＭ復調回路を各々示している。図７の
ＦＭ復調回路においては、中間周波信号がＩＦリミッタ
アンプ５１に増幅される。この中間周波信号はＲＦ（高
周波）信号が図示しないミキサによって変換された後、
更に周波数帯域通過フィルタ（図示せず）を経たＦＭ信
号である。ＩＦリミッタアンプ５１から出力される中間
周波信号は例えば、０．６Ｖppの出力であり、リミッタ
アンプ５２を介して０゜の中間周波信号として位相差検
出器５３に供給される。また、この中間周波信号はレジ
スタネットワーク（抵抗回路網）５４によって減衰され
てから本発明によるローパスフィルタ５５に供給され
る。ローパスフィルタ５５は供給された中間周波信号を
中間周波数付近で９０゜の位相差を有する信号として出
力する。この９０゜の中間周波信号はリミッタアンプ５
６を介して位相差検出器５３に供給され、０゜及び９０
゜の各中間周波信号の位相差ｄＦが検出される。位相差
検出器５３は検出した位相差ｄＦに応じた交流電圧ｄＶ
0をバッファ５７を介して出力し、これが復調出力とな
る。更に、このバッファ５７からの復調出力に応じてパ
ッシブ形のローパスフィルタ５８によって平均電圧が得
られる。ここで、この位相差の検出から平均電圧が得ら
れるまでの変換係数をｋ１とする。なお、ローパスフィ
ルタ５８のカットオフ周波数ｆｃは２ｆ0より十分に低
い。平均電圧と基準電圧（位相が９０゜の時に出力され
る電圧）とをトランスコンダクタンスアンプを用いたエ
ラーアンプ５９によって比較し、その差に対応した電流
が増幅されてローパスフィルタ５５の周波数制御信号と
してフィードバックされる。ここで、平均電圧からフィ
ードバックされるまでの変換係数をｋ２とする。ローパ
スフィルタ５５はその回路のＱを変化させることなく位
相差が９０゜となる周波数が中間周波数に等しくなるよ
うに変化させることができる。ローパスフィルタ５５の
変換係数をｋ３とする。これら変換係数の間にｋ１＞ｋ
２・ｋ３なる関係があるとき最終的に中間周波数で安定
したフィードバック動作状態となる。
幅率ａ，ｂの温度係数が等しければ、Ｑ値の温度依存性
は生じない。図７及び図８は本発明によるローパスフィ
ルタを適用したＦＭ復調回路を各々示している。図７の
ＦＭ復調回路においては、中間周波信号がＩＦリミッタ
アンプ５１に増幅される。この中間周波信号はＲＦ（高
周波）信号が図示しないミキサによって変換された後、
更に周波数帯域通過フィルタ（図示せず）を経たＦＭ信
号である。ＩＦリミッタアンプ５１から出力される中間
周波信号は例えば、０．６Ｖppの出力であり、リミッタ
アンプ５２を介して０゜の中間周波信号として位相差検
出器５３に供給される。また、この中間周波信号はレジ
スタネットワーク（抵抗回路網）５４によって減衰され
てから本発明によるローパスフィルタ５５に供給され
る。ローパスフィルタ５５は供給された中間周波信号を
中間周波数付近で９０゜の位相差を有する信号として出
力する。この９０゜の中間周波信号はリミッタアンプ５
６を介して位相差検出器５３に供給され、０゜及び９０
゜の各中間周波信号の位相差ｄＦが検出される。位相差
検出器５３は検出した位相差ｄＦに応じた交流電圧ｄＶ
0をバッファ５７を介して出力し、これが復調出力とな
る。更に、このバッファ５７からの復調出力に応じてパ
ッシブ形のローパスフィルタ５８によって平均電圧が得
られる。ここで、この位相差の検出から平均電圧が得ら
れるまでの変換係数をｋ１とする。なお、ローパスフィ
ルタ５８のカットオフ周波数ｆｃは２ｆ0より十分に低
い。平均電圧と基準電圧（位相が９０゜の時に出力され
る電圧）とをトランスコンダクタンスアンプを用いたエ
ラーアンプ５９によって比較し、その差に対応した電流
が増幅されてローパスフィルタ５５の周波数制御信号と
してフィードバックされる。ここで、平均電圧からフィ
ードバックされるまでの変換係数をｋ２とする。ローパ
スフィルタ５５はその回路のＱを変化させることなく位
相差が９０゜となる周波数が中間周波数に等しくなるよ
うに変化させることができる。ローパスフィルタ５５の
変換係数をｋ３とする。これら変換係数の間にｋ１＞ｋ
２・ｋ３なる関係があるとき最終的に中間周波数で安定
したフィードバック動作状態となる。
【００５１】図８のＦＭ復調回路においては、入力段に
図７の回路中のＩＦリミッタアンプ５１とは異なるＩＦ
リミッタアンプ６１が設けられ、そのＩＦリミッタアン
プ６１は２つの異なるレベルの増幅出力を各々生成す
る。よって、図７の回路中のレジスタネットワーク５４
及びリミッタアンプ５２，５６が設けられていない。Ｉ
Ｆリミッタアンプ６１は例えば、０．２４Ｖppの出力を
位相差検出器５３に供給し、４０ｍＶppの出力をローパ
スフィルタ５５に供給する。その他の構成及び動作につ
いては図７のＦＭ復調回路と同様である。
図７の回路中のＩＦリミッタアンプ５１とは異なるＩＦ
リミッタアンプ６１が設けられ、そのＩＦリミッタアン
プ６１は２つの異なるレベルの増幅出力を各々生成す
る。よって、図７の回路中のレジスタネットワーク５４
及びリミッタアンプ５２，５６が設けられていない。Ｉ
Ｆリミッタアンプ６１は例えば、０．２４Ｖppの出力を
位相差検出器５３に供給し、４０ｍＶppの出力をローパ
スフィルタ５５に供給する。その他の構成及び動作につ
いては図７のＦＭ復調回路と同様である。
【００５２】なお、上記した各実施例においては、差動
入力でかつ差動出力のアクティブローパスフィルタを示
したが、アースに対して単一入力で単一出力のアクティ
ブローパスフィルタでも本発明を適用できることは明白
である。
入力でかつ差動出力のアクティブローパスフィルタを示
したが、アースに対して単一入力で単一出力のアクティ
ブローパスフィルタでも本発明を適用できることは明白
である。
【００５３】
【発明の効果】以上の如く、本発明のアクティブローパ
スフィルタにおいては、第１インピーダンス素子から出
力された入力信号による電流を第１電流アンプによって
増幅し、その出力電流を第１変換手段によって電圧に変
換して第２インピーダンス素子を介して第２電流アンプ
に供給し、第２電流アンプの出力電流を第２変換手段に
よって電圧に変換してフィルタ出力として出力すると共
に第２変換手段の出力電圧に応じた電流を第１及び第２
電流アンプの入力に負帰還することが行なわれ、更に、
少なくとも第１電流アンプの電流増幅率が制御可能にさ
れている。よって、第１電流アンプの電流増幅率を変化
させてカットオフ周波数を任意に変化させることができ
る。この結果、ＩＣ化しても外部部品を設けることなく
９０゜移相回路として好適なアクティブローパスフィル
タを得ることができる。
スフィルタにおいては、第１インピーダンス素子から出
力された入力信号による電流を第１電流アンプによって
増幅し、その出力電流を第１変換手段によって電圧に変
換して第２インピーダンス素子を介して第２電流アンプ
に供給し、第２電流アンプの出力電流を第２変換手段に
よって電圧に変換してフィルタ出力として出力すると共
に第２変換手段の出力電圧に応じた電流を第１及び第２
電流アンプの入力に負帰還することが行なわれ、更に、
少なくとも第１電流アンプの電流増幅率が制御可能にさ
れている。よって、第１電流アンプの電流増幅率を変化
させてカットオフ周波数を任意に変化させることができ
る。この結果、ＩＣ化しても外部部品を設けることなく
９０゜移相回路として好適なアクティブローパスフィル
タを得ることができる。
【図１】９０゜移相回路として従来用いられたバンドパ
スフィルタを示す回路図である。
スフィルタを示す回路図である。
【図２】９０゜移相回路として従来用いられたローパス
フィルタを示す回路図である。
フィルタを示す回路図である。
【図３】本発明の実施例を示す回路図である。
【図４】ローパスフィルタとしての入出力特性を有する
ことを説明するための回路図である。
ことを説明するための回路図である。
【図５】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図６】図５のフィルタの主要部分の構成を具体的に示
す回路図である。
す回路図である。
【図７】本発明によるローパスフィルタを適用したＦＭ
復調回路を示すブロック図である。
復調回路を示すブロック図である。
【図８】本発明によるローパスフィルタを適用した他の
ＦＭ復調回路を示すブロック図である。
ＦＭ復調回路を示すブロック図である。
１，２，３ 電流アンプ ４ 増幅率制御回路 ８，１１ 電圧変換回路 ４１ 可変電流源
Claims (4)
- 【請求項１】 入力信号を受け入れる第１インピーダン
ス素子と、 前記第１インピーダンス素子から出力された電流を増幅
する第１電流アンプと、 前記第１電流アンプの出力電流を電圧に変換して第２イ
ンピーダンス素子を介して出力する第１変換手段と、 前記第１変換手段の出力電圧によって得られる電流を増
幅する第２電流アンプと、 前記第２電流アンプの出力電流を電圧に変換してフィル
タ出力として出力する第２変換手段と、 前記第２変換手段の出力電圧に応じた電流を前記第１及
び第２電流アンプの入力に負帰還する負帰還手段と、 前記第１電流アンプの電流増幅率を変化させる制御手段
と、を備えたことを特徴とするアクティブローパスフィ
ルタ。 - 【請求項２】 前記制御手段は前記第１電流アンプの電
流増幅率と共に前記第２電流アンプの電流増幅率をも変
化させることを特徴とする請求項１記載のアクティブロ
ーパスフィルタ。 - 【請求項３】 前記制御手段は可変電流源を備え、前記
可変電流源の出力電流に応じて前記第１及び第２電流ア
ンプの各電流増幅率を変化させることを特徴とする請求
項２記載のアクティブローパスフィルタ。 - 【請求項４】 前記入力信号を差動入力で受けかつ前記
フィルタ出力を差動出力としたことを特徴とする請求項
１記載のアクティブローパスフィルタ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6033875A JPH07245546A (ja) | 1994-03-03 | 1994-03-03 | アクティブローパスフィルタ |
| US08/395,136 US5489873A (en) | 1994-03-03 | 1995-02-27 | Active low-pass filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6033875A JPH07245546A (ja) | 1994-03-03 | 1994-03-03 | アクティブローパスフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07245546A true JPH07245546A (ja) | 1995-09-19 |
Family
ID=12398698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6033875A Pending JPH07245546A (ja) | 1994-03-03 | 1994-03-03 | アクティブローパスフィルタ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5489873A (ja) |
| JP (1) | JPH07245546A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007006402A (ja) * | 2005-06-27 | 2007-01-11 | Oht Inc | 帰還形信号処理回路 |
| US7482871B2 (en) | 2006-01-09 | 2009-01-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | CMOS amplifier of filter for ultra wideband application and method of the same |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3151376B2 (ja) * | 1995-04-26 | 2001-04-03 | 株式会社東芝 | フィルタ回路 |
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| GB2335810B (en) | 1998-03-24 | 2001-12-12 | Ericsson Telefon Ab L M | Demodulator circuits |
| US6208205B1 (en) * | 1999-07-12 | 2001-03-27 | Motorola, Inc. | Amplifier circuit and method for reducing noise therein |
| EP1091492A1 (en) * | 1999-10-08 | 2001-04-11 | STMicroelectronics S.r.l. | An output buffer for digital signals |
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| US7194037B1 (en) | 2000-05-23 | 2007-03-20 | Marvell International Ltd. | Active replica transformer hybrid |
| USRE41831E1 (en) | 2000-05-23 | 2010-10-19 | Marvell International Ltd. | Class B driver |
| US7095348B1 (en) | 2000-05-23 | 2006-08-22 | Marvell International Ltd. | Communication driver |
| US7113121B1 (en) | 2000-05-23 | 2006-09-26 | Marvell International Ltd. | Communication driver |
| US6462688B1 (en) | 2000-12-18 | 2002-10-08 | Marvell International, Ltd. | Direct drive programmable high speed power digital-to-analog converter |
| US7606547B1 (en) | 2000-07-31 | 2009-10-20 | Marvell International Ltd. | Active resistance summer for a transformer hybrid |
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1994
- 1994-03-03 JP JP6033875A patent/JPH07245546A/ja active Pending
-
1995
- 1995-02-27 US US08/395,136 patent/US5489873A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5489873A (en) | 1996-02-06 |
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