JPH06152318A - フィルタ回路 - Google Patents
フィルタ回路Info
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- JPH06152318A JPH06152318A JP4302525A JP30252592A JPH06152318A JP H06152318 A JPH06152318 A JP H06152318A JP 4302525 A JP4302525 A JP 4302525A JP 30252592 A JP30252592 A JP 30252592A JP H06152318 A JPH06152318 A JP H06152318A
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- amplifier
- output terminal
- resistor
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
- H03H11/0433—Two integrator loop filters
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
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- H03F3/45—Differential amplifiers
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- Power Engineering (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 差動出力型増幅器等にノイズとして発生する
同相信号成分を高い同相除去比（ＣＭＲＲ）で除去する
ことのできるフィルタ回路を得る。 【構成】 アクティブフィルタを構成する前段のコンダ
クタンス・アンプＧ1 の正相入力端子を第１の抵抗器Ｒ
1 を介して第１の入力端子ＩＮ1 に接続すると共に、第
２の抵抗器Ｒ2 を介して接地点に接続する一方、第１の
コンタクタンス・アンプＧ1 の逆相入力端子を第３の抵
抗器Ｒ3 を介して第２の入力端子ＩＮ2 に接続すると共
に、第４の抵抗器Ｒ4 を介して外部出力端子ＯＵＴに接
続し、しかも、第１および第２の抵抗器の抵抗値比と第
３および第４の抵抗器の抵抗値比とを等しくして、同相
信号成分を含む一方の信号を第１の入力端子ＩＮ1 に、
他方の信号を第２の入力端子ＩＮ2 にそれぞれ加えるよ
うにしたものである。
同相信号成分を高い同相除去比（ＣＭＲＲ）で除去する
ことのできるフィルタ回路を得る。 【構成】 アクティブフィルタを構成する前段のコンダ
クタンス・アンプＧ1 の正相入力端子を第１の抵抗器Ｒ
1 を介して第１の入力端子ＩＮ1 に接続すると共に、第
２の抵抗器Ｒ2 を介して接地点に接続する一方、第１の
コンタクタンス・アンプＧ1 の逆相入力端子を第３の抵
抗器Ｒ3 を介して第２の入力端子ＩＮ2 に接続すると共
に、第４の抵抗器Ｒ4 を介して外部出力端子ＯＵＴに接
続し、しかも、第１および第２の抵抗器の抵抗値比と第
３および第４の抵抗器の抵抗値比とを等しくして、同相
信号成分を含む一方の信号を第１の入力端子ＩＮ1 に、
他方の信号を第２の入力端子ＩＮ2 にそれぞれ加えるよ
うにしたものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、コンダクタンス・アン
プを用いてフィルタ特性を実現するアクティブフィルタ
に係り、特に、低周波数帯域の信号のみを通過させるフ
ィルタ回路に関する。
プを用いてフィルタ特性を実現するアクティブフィルタ
に係り、特に、低周波数帯域の信号のみを通過させるフ
ィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来のフィルタ回路として図４
に示すものがあった。このフィルタ回路は、主に、コン
ダクタンス・アンプＧ1 ，Ｇ2 、コンデンサＣ1 ，Ｃ2
及びバッファ・アンプＢＵＦ1 ，ＢＵＦ2 によって構成
されている。この場合、コンダクタンス・アンプＧ1 の
正相入力端子ＩＮ＋は外部信号を入力する入力端子ＩＮ
に接続され、逆相入力端子ＩＮ−は外部へ信号を出力す
るための外部出力端子ＯＵＴに接続され、出力端子はコ
ンデンサＣ1 を介して接地されると共に、利得が１のバ
ッファ・アンプＢＵＦ1 の入力端子に接続されている。
また、コンダクタンス・アンプＧ2 の正相入力端子ＩＮ
＋はバッファ・アンプＢＵＦ1 の出力端子に接続され、
逆相入力端子ＩＮ−は外部出力端子ＯＵＴに接続され、
出力端子はコンデンサＣ2 を介して接地されると共に、
利得が１のバッファ・アンプＢＵＦ2 の入力端子に接続
されている。そして、バッファ・アンプＢＵＦ2 の出力
端子も外部出力端子ＯＵＴに接続されている。
に示すものがあった。このフィルタ回路は、主に、コン
ダクタンス・アンプＧ1 ，Ｇ2 、コンデンサＣ1 ，Ｃ2
及びバッファ・アンプＢＵＦ1 ，ＢＵＦ2 によって構成
されている。この場合、コンダクタンス・アンプＧ1 の
正相入力端子ＩＮ＋は外部信号を入力する入力端子ＩＮ
に接続され、逆相入力端子ＩＮ−は外部へ信号を出力す
るための外部出力端子ＯＵＴに接続され、出力端子はコ
ンデンサＣ1 を介して接地されると共に、利得が１のバ
ッファ・アンプＢＵＦ1 の入力端子に接続されている。
また、コンダクタンス・アンプＧ2 の正相入力端子ＩＮ
＋はバッファ・アンプＢＵＦ1 の出力端子に接続され、
逆相入力端子ＩＮ−は外部出力端子ＯＵＴに接続され、
出力端子はコンデンサＣ2 を介して接地されると共に、
利得が１のバッファ・アンプＢＵＦ2 の入力端子に接続
されている。そして、バッファ・アンプＢＵＦ2 の出力
端子も外部出力端子ＯＵＴに接続されている。
【０００３】ここで、バッファ・アンプＢＵＦ1 ，ＢＵ
Ｆ2 はそれぞれ利得が１であるから、実質的には、コン
ダクタンス・アンプＧ1 の出力がコンダクタンス・アン
プＧ2 の入力となり、コンダクタンス・アンプＧ2 の出
力が外部出力端子ＯＵＴに現れる。よって、コンダクタ
ンス・アンプＧ1 ，Ｇ2 のコンダクタンスを夫々gm1，g
m2 とすれば、このフィルタ回路の伝達関数は次式で表
される。
Ｆ2 はそれぞれ利得が１であるから、実質的には、コン
ダクタンス・アンプＧ1 の出力がコンダクタンス・アン
プＧ2 の入力となり、コンダクタンス・アンプＧ2 の出
力が外部出力端子ＯＵＴに現れる。よって、コンダクタ
ンス・アンプＧ1 ，Ｇ2 のコンダクタンスを夫々gm1，g
m2 とすれば、このフィルタ回路の伝達関数は次式で表
される。
【０００４】
【数１】 ただし ＶIN ：入力端子ＩＮの電圧 ＶOUT ：外部出力端子ＯＵＴの電圧 Ｃ1 ：コンデンサＣ1 の静電容量 Ｃ2 ：コンデンサＣ2 の静電容量 である。
【０００５】一方、二次の低域通過フィルタの伝達関数
の一般式は次式で表される。
の一般式は次式で表される。
【０００６】
【数２】 従って、図３に示すフィルタ回路は二次の低域通過フィ
ルタであることがわかる。ここで、 ω0 ＝｛（gm1 ・gm2 ）／（Ｃ1 ・Ｃ2 ）｝1/2 … (3) Ｑ＝｛（gm1 ／gm2 ）（Ｃ2 ／Ｃ1 ）｝1/2 … (4) となる。
ルタであることがわかる。ここで、 ω0 ＝｛（gm1 ・gm2 ）／（Ｃ1 ・Ｃ2 ）｝1/2 … (3) Ｑ＝｛（gm1 ／gm2 ）（Ｃ2 ／Ｃ1 ）｝1/2 … (4) となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】周知の如く、差動出力
型増幅器は正出力端子と負出力端子とを有し、接地レベ
ルを基準にして、正出力端子から差動分としての電圧Ｖ
1 と、電源リップル等のノイズ分、すなわち、さまざま
な周波数成分を有するノイズ分ＶN とを重畳させた電圧
Ｖ1 ＋ＶN が出力されたとすれば、負出力端子からは−
Ｖ1 ＋ＶN が出力される。このうち、ノイズ分ＶN は同
相成分と称されている。
型増幅器は正出力端子と負出力端子とを有し、接地レベ
ルを基準にして、正出力端子から差動分としての電圧Ｖ
1 と、電源リップル等のノイズ分、すなわち、さまざま
な周波数成分を有するノイズ分ＶN とを重畳させた電圧
Ｖ1 ＋ＶN が出力されたとすれば、負出力端子からは−
Ｖ1 ＋ＶN が出力される。このうち、ノイズ分ＶN は同
相成分と称されている。
【０００８】上述したフィルタ回路の入力端子ＩＮに、
差動出力型増幅器Ａ1 の一方の端子出力、すなわち、Ｖ
1 ＋ＶN を印加したとすれば、ノイズ分ＶN のうち、カ
ットオフ周波数ｆc より周波数の高い成分は除去される
が、カットオフ周波数ｆc より周波数の低い成分は除去
されずに、外部出力端子ＯＵＴに現れる。
差動出力型増幅器Ａ1 の一方の端子出力、すなわち、Ｖ
1 ＋ＶN を印加したとすれば、ノイズ分ＶN のうち、カ
ットオフ周波数ｆc より周波数の高い成分は除去される
が、カットオフ周波数ｆc より周波数の低い成分は除去
されずに、外部出力端子ＯＵＴに現れる。
【０００９】かくして、図４に示す従来のフィルタ回路
にあっては、差動出力型増幅器の出力等に含まれる同相
ノイズ成分を除去することができないという問題があっ
た。
にあっては、差動出力型増幅器の出力等に含まれる同相
ノイズ成分を除去することができないという問題があっ
た。
【００１０】この発明は、上記の問題点を解決するため
になされたもので、同相ノイズ成分を高い同相除去比
（ＣＭＲＲ）で除去することのできるフィルタ回路を得
ることを目的とする。
になされたもので、同相ノイズ成分を高い同相除去比
（ＣＭＲＲ）で除去することのできるフィルタ回路を得
ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、出力端子が直
接または間接的に外部出力端子に接続されたコンダクタ
ンス・アンプと、一端がコンダクタンス・アンプの出力
端子に接続され、他端が接地されたコンデンサと、一端
が第１の入力端子に接続され、他端がコンダクタンス・
アンプの正相入力端子に接続された第１の抵抗器と、一
端がコンダクタンス・アンプの正相入力端子に接続さ
れ、他端が接地された第２の抵抗器と、一端が第２の入
力端子に接続され、他端がコンダクタンス・アンプの逆
相入力端子に接続された第３の抵抗器と、一端が第１の
コンダクタンス・アンプの逆相入力端子に接続され、他
端が外部出力端子に接続された第４の抵抗器とを備え、
第１及び第２の抵抗器の抵抗値比と第３及び第４の抵抗
器の抵抗値比とを等しくしたものである。
接または間接的に外部出力端子に接続されたコンダクタ
ンス・アンプと、一端がコンダクタンス・アンプの出力
端子に接続され、他端が接地されたコンデンサと、一端
が第１の入力端子に接続され、他端がコンダクタンス・
アンプの正相入力端子に接続された第１の抵抗器と、一
端がコンダクタンス・アンプの正相入力端子に接続さ
れ、他端が接地された第２の抵抗器と、一端が第２の入
力端子に接続され、他端がコンダクタンス・アンプの逆
相入力端子に接続された第３の抵抗器と、一端が第１の
コンダクタンス・アンプの逆相入力端子に接続され、他
端が外部出力端子に接続された第４の抵抗器とを備え、
第１及び第２の抵抗器の抵抗値比と第３及び第４の抵抗
器の抵抗値比とを等しくしたものである。
【００１２】もう一つの発明は、第１のコンダクタンス
・アンプと、一端がコンダクタンス・アンプの出力端子
に接続され、他端が接地された第１のコンデンサと、出
力端子が直接または間接的に外部出力端子に接続され、
正相入力端子が第１のコンダクタンス・アンプの出力端
子に直接または間接的に接続され、逆相入力端子が外部
出力端子に接続された第２のコンダクタンス・アンプ
と、一端が第２のコンダクタンス・アンプの出力端子に
接続され、他端が接地された第２のコンデンサと、一端
が第１の入力端子に接続され、他端が第１のコンダクタ
ンス・アンプの正相入力端子に接続された第１の抵抗器
と、一端が第１のコンダクタンス・アンプの正相入力端
子に接続され、他端が接地された第２の抵抗器と、一端
が第２の入力端子に接続され、他端がコンダクタンス・
アンプの逆相入力端子に接続された第３の抵抗器と、一
端が第１のコンダクタンス・アンプの逆相入力端子に接
続され、他端が外部出力端子に接続された第４の抵抗器
とを備え、第１及び第２の抵抗器の抵抗値比と第３及び
第４の抵抗器の抵抗値比とを等しくしたものである。
・アンプと、一端がコンダクタンス・アンプの出力端子
に接続され、他端が接地された第１のコンデンサと、出
力端子が直接または間接的に外部出力端子に接続され、
正相入力端子が第１のコンダクタンス・アンプの出力端
子に直接または間接的に接続され、逆相入力端子が外部
出力端子に接続された第２のコンダクタンス・アンプ
と、一端が第２のコンダクタンス・アンプの出力端子に
接続され、他端が接地された第２のコンデンサと、一端
が第１の入力端子に接続され、他端が第１のコンダクタ
ンス・アンプの正相入力端子に接続された第１の抵抗器
と、一端が第１のコンダクタンス・アンプの正相入力端
子に接続され、他端が接地された第２の抵抗器と、一端
が第２の入力端子に接続され、他端がコンダクタンス・
アンプの逆相入力端子に接続された第３の抵抗器と、一
端が第１のコンダクタンス・アンプの逆相入力端子に接
続され、他端が外部出力端子に接続された第４の抵抗器
とを備え、第１及び第２の抵抗器の抵抗値比と第３及び
第４の抵抗器の抵抗値比とを等しくしたものである。
【００１３】
【作用】この発明においては、入力信号が加えられるコ
ンダクタンス・アンプの正相入力端子を第１の抵抗器を
介して第１の入力端子に接続すると共に、第２の抵抗器
を介して接地点に接続する一方、コンダクタンス・アン
プの逆相入力端子を第３の抵抗器を介して第２の入力端
子に接続すると共に、第４の抵抗器を介して外部出力端
子に接続し、しかも、第１及び第２の抵抗器の抵抗比と
第３及び第４の抵抗器の抵抗比とを等しくして、同相信
号成分を有する信号の一方を第１の入力端子に、他方を
第２の入力端子に加えるようにしたので、差動信号成分
は出力端子に伝達されるが、同相信号成分は出力端子に
現れないようになり、これによって同相信号成分を高い
同相除去比で除去することができる。
ンダクタンス・アンプの正相入力端子を第１の抵抗器を
介して第１の入力端子に接続すると共に、第２の抵抗器
を介して接地点に接続する一方、コンダクタンス・アン
プの逆相入力端子を第３の抵抗器を介して第２の入力端
子に接続すると共に、第４の抵抗器を介して外部出力端
子に接続し、しかも、第１及び第２の抵抗器の抵抗比と
第３及び第４の抵抗器の抵抗比とを等しくして、同相信
号成分を有する信号の一方を第１の入力端子に、他方を
第２の入力端子に加えるようにしたので、差動信号成分
は出力端子に伝達されるが、同相信号成分は出力端子に
現れないようになり、これによって同相信号成分を高い
同相除去比で除去することができる。
【００１４】
【実施例】以下、本発明を図面に示す実施例によって詳
細に説明する。図１はこの発明の一実施例の構成を示す
回路図であり、図中、図４と同一の符号を付したものは
それぞれ同一の要素を示している。
細に説明する。図１はこの発明の一実施例の構成を示す
回路図であり、図中、図４と同一の符号を付したものは
それぞれ同一の要素を示している。
【００１５】これは、入力端子ＩＮ1 及びＩＮ2 を有し
ている。このうち、入力端子ＩＮ1には抵抗器Ｒ1 の一
端が接続されている。抵抗器Ｒ1 の他端はコンダクタン
ス・アンプＧ1 の正相入力端子ＩＮ＋に接続されてい
る。また、コンダクタンス・アンプＧ1 の正相入力端子
ＩＮ＋に抵抗器Ｒ2 の一端が接続されている。この抵抗
器Ｒ2 の他端は接地されている。一方、入力端子ＩＮ2
には抵抗器Ｒ3 の一端が接続されている。抵抗器Ｒ3 の
他端はコンダクタンス・アンプＧ1 の逆相入力端子ＩＮ
−に接続されている。また、コンダクタンス・アンプＧ
1 の逆相入力端子ＩＮ−に抵抗器Ｒ4 の一端が接続され
ている。この抵抗器Ｒ4 の他端は外部出力端子ＯＵＴに
接続されている。なお、コンダクタンス・アンプＧ1 の
出力端子から外部出力端子ＯＵＴまでは図４と全く同様
に構成されているのでその構成説明を省略する。
ている。このうち、入力端子ＩＮ1には抵抗器Ｒ1 の一
端が接続されている。抵抗器Ｒ1 の他端はコンダクタン
ス・アンプＧ1 の正相入力端子ＩＮ＋に接続されてい
る。また、コンダクタンス・アンプＧ1 の正相入力端子
ＩＮ＋に抵抗器Ｒ2 の一端が接続されている。この抵抗
器Ｒ2 の他端は接地されている。一方、入力端子ＩＮ2
には抵抗器Ｒ3 の一端が接続されている。抵抗器Ｒ3 の
他端はコンダクタンス・アンプＧ1 の逆相入力端子ＩＮ
−に接続されている。また、コンダクタンス・アンプＧ
1 の逆相入力端子ＩＮ−に抵抗器Ｒ4 の一端が接続され
ている。この抵抗器Ｒ4 の他端は外部出力端子ＯＵＴに
接続されている。なお、コンダクタンス・アンプＧ1 の
出力端子から外部出力端子ＯＵＴまでは図４と全く同様
に構成されているのでその構成説明を省略する。
【００１６】上記のように構成された本実施例の動作に
ついて以下に説明する。
ついて以下に説明する。
【００１７】先ず、入力端子ＩＮ1 及びＩＮ2 に同相信
号成分を加える例として、入力端子ＩＮ1 に差動出力型
増幅器Ａ1 の正出力端子に現れる信号を印加し、入力端
子ＩＮ2 に差動出力型増幅器Ａ1 の負出力端子に現れる
信号を印加する。このとき、外部出力端子ＯＵＴには次
式に示す電圧ＶOUT が現れる。
号成分を加える例として、入力端子ＩＮ1 に差動出力型
増幅器Ａ1 の正出力端子に現れる信号を印加し、入力端
子ＩＮ2 に差動出力型増幅器Ａ1 の負出力端子に現れる
信号を印加する。このとき、外部出力端子ＯＵＴには次
式に示す電圧ＶOUT が現れる。
【００１８】
【数３】 ただし、 Ｒ1 ：抵抗器Ｒ1 の抵抗値 Ｒ2 ：抵抗器Ｒ2 の抵抗値 Ｒ3 ：抵抗器Ｒ3 の抵抗値 Ｒ4 ：抵抗器Ｒ4 の抵抗値 である。
【００１９】ここで、抵抗器Ｒ1 〜Ｒ4 としては、抵抗
値の間に次式の関係が成立するようなものが用いられて
いる。
値の間に次式の関係が成立するようなものが用いられて
いる。
【００２０】 Ｒ1 ／Ｒ2 ＝Ｒ3 ／Ｒ4 … (6) この(6) 式の関係を用いると、(5) 式は次式のように変
形できる。
形できる。
【００２１】
【数４】 ここで、分かり易くするために、入力端子ＩＮ1 に差動
信号成分ＶIN／２が印加され、入力端子ＩＮ2 に差動信
号成分−ＶIN／２が印加された場合に伝達関数は次式で
表される。
信号成分ＶIN／２が印加され、入力端子ＩＮ2 に差動信
号成分−ＶIN／２が印加された場合に伝達関数は次式で
表される。
【００２２】
【数５】 ただし Ａ：Ｒ2 ／Ｒ1 である。
【００２３】二次の低域通過フィルタの伝達関数の一般
式は(2) 式で与えられるので、この(2) 式と(8) 式とを
比較すれば分かるように、図１のフイルタ回路は利得が
Ａで、かつ、ω0 及びＱが次式で与えられる二次の低域
通過フィルタである。
式は(2) 式で与えられるので、この(2) 式と(8) 式とを
比較すれば分かるように、図１のフイルタ回路は利得が
Ａで、かつ、ω0 及びＱが次式で与えられる二次の低域
通過フィルタである。
【００２４】 ω0 ＝[{（gm1 ・gm2 ）／（Ｃ1 ・Ｃ2 ）}{（Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）}]1/2 … (9) Ｑ＝［（gm1 ／gm2 ）（Ｃ2 ／Ｃ1 ）｛Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）｝］1/2 …(10) 次に、入力端子ＩＮ1 ，ＩＮ2 にそれぞれ同相信号成分
ＶN が印加された場合には(7) 式から明らかなようにＶ
OUT ＝０となる。
ＶN が印加された場合には(7) 式から明らかなようにＶ
OUT ＝０となる。
【００２５】この結果、入力端子ＩＮ1 に差動出力型増
幅器の正出力端子に現れた信号ＶIN／２＋ＶN が印加さ
れ、入力端子ＩＮ2 に差動出力型増幅器の負出力端子に
現れた信号−ＶIN／２＋ＶN が印加されたとすれば、差
動信号成分ＶINは(8) 式に従って外部出力端子ＯＵＴに
伝達されるが、同相成分ＶN は外部出力端子ＯＵＴに現
れることはない。よって、図１に示すフィルタ回路は、
同相除去比（ＣＭＲＲ）の高い二次の低域通過フイルタ
であると言える。
幅器の正出力端子に現れた信号ＶIN／２＋ＶN が印加さ
れ、入力端子ＩＮ2 に差動出力型増幅器の負出力端子に
現れた信号−ＶIN／２＋ＶN が印加されたとすれば、差
動信号成分ＶINは(8) 式に従って外部出力端子ＯＵＴに
伝達されるが、同相成分ＶN は外部出力端子ＯＵＴに現
れることはない。よって、図１に示すフィルタ回路は、
同相除去比（ＣＭＲＲ）の高い二次の低域通過フイルタ
であると言える。
【００２６】なお、特殊な場合として、Ｒ1 ／Ｒ2 ＝Ｒ
3 ／Ｒ4 ＝１の条件が成立したとすれば、Ａ＝１とな
り、伝達関数は次式のような簡単な形で表すことができ
る。
3 ／Ｒ4 ＝１の条件が成立したとすれば、Ａ＝１とな
り、伝達関数は次式のような簡単な形で表すことができ
る。
【００２７】
【数６】 この時のω0 及びＱはそれぞれ次式のようになる。
【００２８】 ω0 ＝｛（gm1 ・gm2 ）／（２Ｃ1 ・Ｃ2 ）｝1/2 …(12) Ｑ＝｛（gm1 ／gm2 ）（Ｃ2 ／Ｃ1 ）／２｝1/2 …(13) なお、上記実施例では、バッファ・アンプＢＵＦ1 ，Ｂ
ＵＦ2 を使用しているが、コンダクタンス・アンプＧ2
の入力インピーダンスが十分に高い場合にはこのバッフ
ァ・アンプＢＵＦ1 を除去することができ、さらにま
た、抵抗器Ｒ4 の抵抗値が十分に大きく、外部出力端子
ＯＵＴに接続される負荷回路の入力インピーダンスが十
分に高い場合には、バッファ・アンプＢＵＦ2 をも除去
することができる。
ＵＦ2 を使用しているが、コンダクタンス・アンプＧ2
の入力インピーダンスが十分に高い場合にはこのバッフ
ァ・アンプＢＵＦ1 を除去することができ、さらにま
た、抵抗器Ｒ4 の抵抗値が十分に大きく、外部出力端子
ＯＵＴに接続される負荷回路の入力インピーダンスが十
分に高い場合には、バッファ・アンプＢＵＦ2 をも除去
することができる。
【００２９】なおまた、上記実施例では、入力端子ＩＮ
1 に差動出力型増幅器の正出力端子に現れた信号を印加
し、入力端子ＩＮ2 に差動出力型増幅器の負出力端子に
現れた信号を印加したが、入力端子ＩＮ1 ，ＩＮ2 に入
力する信号は差動出力型増幅器の出力信号に限らず、互
いに同相成分を含む一方の信号を入力端子ＩＮ1 に、他
方の信号を入力端子ＩＮ2 にそれぞれ入力して、同相信
号成分を除去するような使い方ができることは言うまで
もない。
1 に差動出力型増幅器の正出力端子に現れた信号を印加
し、入力端子ＩＮ2 に差動出力型増幅器の負出力端子に
現れた信号を印加したが、入力端子ＩＮ1 ，ＩＮ2 に入
力する信号は差動出力型増幅器の出力信号に限らず、互
いに同相成分を含む一方の信号を入力端子ＩＮ1 に、他
方の信号を入力端子ＩＮ2 にそれぞれ入力して、同相信
号成分を除去するような使い方ができることは言うまで
もない。
【００３０】さらに、上記実施例では、コンダクタンス
・アンプＧ2 の逆相入力端子ＩＮ−を外部出力端子ＯＵ
Ｔに接続して、外部出力端子ＯＵＴに現れる電圧をその
ままコンダクタンス・アンプＧ2 の逆相入力端子ＩＮ−
に加えているが、Ｑの値を変えるための常用手段、すな
わち、出力端子電圧を減衰させてコンダクタンス・アン
プＧ2 の逆相入力端子に印加する信号減衰手段を付加し
ても、上述したと同様な動作を行なわせることができ
る。
・アンプＧ2 の逆相入力端子ＩＮ−を外部出力端子ＯＵ
Ｔに接続して、外部出力端子ＯＵＴに現れる電圧をその
ままコンダクタンス・アンプＧ2 の逆相入力端子ＩＮ−
に加えているが、Ｑの値を変えるための常用手段、すな
わち、出力端子電圧を減衰させてコンダクタンス・アン
プＧ2 の逆相入力端子に印加する信号減衰手段を付加し
ても、上述したと同様な動作を行なわせることができ
る。
【００３１】図２は本発明の具体的な実施例を示すもの
で、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ6，Ｑ7 ，Ｑ8 ，Ｑ9
及びダイオードＱ3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 によってコンダクタン
ス・アンプＧ1 が構成され、トランジスタＱ11，Ｑ12，
Ｑ16，Ｑ17，Ｑ18，Ｑ19及びダイオードＱ13，Ｑ14，Ｑ
15によってコンダクタンス・アンプＧ2 が構成されてい
る。また、トランジスタＱ10がバッファ・アンプＢＵＦ
1 として、トランジスタＱ20がバッファ・アンプＢＵＦ
2 として用いられている。
で、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ6，Ｑ7 ，Ｑ8 ，Ｑ9
及びダイオードＱ3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 によってコンダクタン
ス・アンプＧ1 が構成され、トランジスタＱ11，Ｑ12，
Ｑ16，Ｑ17，Ｑ18，Ｑ19及びダイオードＱ13，Ｑ14，Ｑ
15によってコンダクタンス・アンプＧ2 が構成されてい
る。また、トランジスタＱ10がバッファ・アンプＢＵＦ
1 として、トランジスタＱ20がバッファ・アンプＢＵＦ
2 として用いられている。
【００３２】このうち、コンダクタンス・アンプＧ1 、
Ｇ2 は構成が全く同一であるので、コンダクタンス・ア
ンプＧ1 についてのみ、その概略動作を説明する。
Ｇ2 は構成が全く同一であるので、コンダクタンス・ア
ンプＧ1 についてのみ、その概略動作を説明する。
【００３３】ここで、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 はエミッ
タどうしを抵抗で接続した差動増幅回路を形成し、ダイ
オードＱ3 ，Ｑ4 が各トランジスタの負荷となってい
る。また、トランジスタＱ6 ，Ｑ7 はエミッタどうしが
相互に接続された差動増幅回路を形成しており、これら
トランジスタの各コレクタ回路に挿入されたトランジス
タＱ8 、Ｑ9 はベースどうしを接続したカレントミラー
負荷になっている。
タどうしを抵抗で接続した差動増幅回路を形成し、ダイ
オードＱ3 ，Ｑ4 が各トランジスタの負荷となってい
る。また、トランジスタＱ6 ，Ｑ7 はエミッタどうしが
相互に接続された差動増幅回路を形成しており、これら
トランジスタの各コレクタ回路に挿入されたトランジス
タＱ8 、Ｑ9 はベースどうしを接続したカレントミラー
負荷になっている。
【００３４】いま、入力端子ＩＮ1 に印加された信号レ
ベルが増大すると、トランジスタＱ1 に流れる電流は増
大し、反対に、トランジスタＱ2 に流れる電流は減少す
る。従って、トランジスタＱ1 のコレクタ電圧は低下
し、トランジスタＱ2 のコレクタ電圧は上昇する。ま
た、これに伴って、トランジスタＱ6 に流れる電流は増
大し、トランジスタＱ7 に流れる電流は減少する。しか
るに、トランジスタＱ6に流れる電流が増大すれば、こ
れと同じ割合でトランジスタＱ9 に流れる電流も増大す
る。この結果、トランジスタＱ9 に流れる電流から、ト
ランジスタＱ7 に流れる電流の差分がコンデンサＣ1 に
流れ、このコンデンサＣ1 に発生した電圧がバッファ・
アンプとしてのトランジスタＱ10のベース電流を増大さ
せる。
ベルが増大すると、トランジスタＱ1 に流れる電流は増
大し、反対に、トランジスタＱ2 に流れる電流は減少す
る。従って、トランジスタＱ1 のコレクタ電圧は低下
し、トランジスタＱ2 のコレクタ電圧は上昇する。ま
た、これに伴って、トランジスタＱ6 に流れる電流は増
大し、トランジスタＱ7 に流れる電流は減少する。しか
るに、トランジスタＱ6に流れる電流が増大すれば、こ
れと同じ割合でトランジスタＱ9 に流れる電流も増大す
る。この結果、トランジスタＱ9 に流れる電流から、ト
ランジスタＱ7 に流れる電流の差分がコンデンサＣ1 に
流れ、このコンデンサＣ1 に発生した電圧がバッファ・
アンプとしてのトランジスタＱ10のベース電流を増大さ
せる。
【００３５】これとは反対に、入力端子ＩＮ1 に印加さ
れた信号レベルが減少すれば、上述したとは全く反対の
動作により、トランジスタＱ10のベース電流を減少させ
る。
れた信号レベルが減少すれば、上述したとは全く反対の
動作により、トランジスタＱ10のベース電流を減少させ
る。
【００３６】この結果、第１図を用いて説明したフィル
タ回路を容易かつ確実に実現することができる。
タ回路を容易かつ確実に実現することができる。
【００３７】ところで、図１及び図２を用いて説明した
実施例は二次の低域通過フィルタに関するものである
が、第１の抵抗器Ｒ1 を介して入力端子ＩＮ1 とコンダ
クタンス・アンプの正相入力端子とを接続すると共に、
第２の抵抗器を介してこの正相入力端子と接地点とを接
続する一方、第３の抵抗器を介して第２の入力端子とコ
ンダクタンス・アンプの逆相入力端子を接続すると共
に、第４の抵抗器を介してこの逆相入力端子と外部出力
端子とを接続し、しかも、第１及び第２の抵抗器の抵抗
値比と第３及び第４の抵抗器の抵抗値比とを等しくし
て、同相信号成分を除去する手法は一次の低域通過フィ
ルタにも応用できる。
実施例は二次の低域通過フィルタに関するものである
が、第１の抵抗器Ｒ1 を介して入力端子ＩＮ1 とコンダ
クタンス・アンプの正相入力端子とを接続すると共に、
第２の抵抗器を介してこの正相入力端子と接地点とを接
続する一方、第３の抵抗器を介して第２の入力端子とコ
ンダクタンス・アンプの逆相入力端子を接続すると共
に、第４の抵抗器を介してこの逆相入力端子と外部出力
端子とを接続し、しかも、第１及び第２の抵抗器の抵抗
値比と第３及び第４の抵抗器の抵抗値比とを等しくし
て、同相信号成分を除去する手法は一次の低域通過フィ
ルタにも応用できる。
【００３８】図３はこの一次の低域通過フイルタの実施
例を示す回路図であり、図１と同一の符号を付したもの
はそれぞれ同一の要素を示し、図１中のコンダクタンス
・アンプＧ2 、コンデンサＣ2 及びバッファ・アンプＢ
ＵＦ2 を除去し、バッファ・アンプの出力端子を外部出
力端子ＯＵＴに直接接続したものである。この場合、コ
ンダクタンス・アンプ、バッファアンプ及びコンデンサ
がそれぞれ１個だけであることから、コンダクタンス・
アンプＧ1 をＧとし、バッファ・アンプＢＵＦ1 をＢＵ
Ｆとし、コンデンサＣ1 をＣとして表している。
例を示す回路図であり、図１と同一の符号を付したもの
はそれぞれ同一の要素を示し、図１中のコンダクタンス
・アンプＧ2 、コンデンサＣ2 及びバッファ・アンプＢ
ＵＦ2 を除去し、バッファ・アンプの出力端子を外部出
力端子ＯＵＴに直接接続したものである。この場合、コ
ンダクタンス・アンプ、バッファアンプ及びコンデンサ
がそれぞれ１個だけであることから、コンダクタンス・
アンプＧ1 をＧとし、バッファ・アンプＢＵＦ1 をＢＵ
Ｆとし、コンデンサＣ1 をＣとして表している。
【００３９】図３において、入力端子ＩＮ1 に電圧Ｖ1
が、入力端子ＩＮ2 に電圧Ｖ2 がそれぞれ印加されたと
き、外部出力端子ＯＵＴに発生する電圧をＶOUT とする
と次式の関係が成立する。
が、入力端子ＩＮ2 に電圧Ｖ2 がそれぞれ印加されたと
き、外部出力端子ＯＵＴに発生する電圧をＶOUT とする
と次式の関係が成立する。
【００４０】
【数７】 ただし Ｒ1 ：抵抗器Ｒ1 の抵抗値 Ｒ2 ：抵抗器Ｒ2 の抵抗値 Ｒ3 ：抵抗器Ｒ3 の抵抗値 Ｒ4 ：抵抗器Ｒ4 の抵抗値 gm ：コンダクタンス・アンプＧのコンダクタンス Ｃ ：コンデンサＣの静電容量 である。
【００４１】ここで、Ｒ1 ／Ｒ2 ＝Ｒ3 ／Ｒ4 の関係が
あるとすれば、(14)式は次式のように書換えられる。
あるとすれば、(14)式は次式のように書換えられる。
【００４２】
【数８】 そして、入力端子ＩＮ1 に差動信号成分ＶIN／２が印加
され、入力端子ＩＮ2に差動出力成分−ＶIN／２が印加
された場合の伝達関数Ｔ(s) は次式で表される。
され、入力端子ＩＮ2に差動出力成分−ＶIN／２が印加
された場合の伝達関数Ｔ(s) は次式で表される。
【００４３】
【数９】 ただし Ａ：Ｒ2 ／Ｒ1 である。
【００４４】一般に一次の低域通過フィルタの伝達関数
の一般式は次式で表される。
の一般式は次式で表される。
【００４５】
【数１０】 従って、図４に示した回路は、利得がＡで、ω0 ＝｛Ｒ
1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）｝・gm／Ｃの一次低域通過フィルタ
であることが分かる。
1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）｝・gm／Ｃの一次低域通過フィルタ
であることが分かる。
【００４６】次に、入力端子ＩＮ1 、ＩＮ2 にそれぞれ
同相信号成分ＶN が印加された場合には(13)式から明ら
かなようにＶOUT ＝０となる。
同相信号成分ＶN が印加された場合には(13)式から明ら
かなようにＶOUT ＝０となる。
【００４７】この結果、入力端子ＩＮ1 にＶIN／２＋Ｖ
N が印加され、入力端子ＩＮ2 に−ＶIN／２＋ＶN が入
力されたとすれば、差動信号分ＶINは(13)式に従って外
部出力端子ＯＵＴに伝達されるが、同相成分ＶN は外部
出力端子ＯＵＴに現れることはない。よって、図３に示
すフィルタ回路もまた、同相除去比の高いフィルタであ
る。
N が印加され、入力端子ＩＮ2 に−ＶIN／２＋ＶN が入
力されたとすれば、差動信号分ＶINは(13)式に従って外
部出力端子ＯＵＴに伝達されるが、同相成分ＶN は外部
出力端子ＯＵＴに現れることはない。よって、図３に示
すフィルタ回路もまた、同相除去比の高いフィルタであ
る。
【００４８】なお、本実施例では、バッファ・アンプＢ
ＵＦを使用しているが、抵抗器Ｒ4の抵抗値が十分に大
きく、外部出力端子ＯＵＴに接続される負荷回路の入力
インピーダンスが十分に高ければ、バッファ・アンプＢ
ＵＦを除去することができる。
ＵＦを使用しているが、抵抗器Ｒ4の抵抗値が十分に大
きく、外部出力端子ＯＵＴに接続される負荷回路の入力
インピーダンスが十分に高ければ、バッファ・アンプＢ
ＵＦを除去することができる。
【００４９】また、本実施例では、Ｑの値を変えるため
の常用手段、すなわち、出力端子電圧を減衰させてコン
ダクタンス・アンプＧの逆相入力端子に印加する信号減
衰手段を備えていないが、この信号減衰手段を付加して
も、上述したと同様な動作を行なわせることができる。
の常用手段、すなわち、出力端子電圧を減衰させてコン
ダクタンス・アンプＧの逆相入力端子に印加する信号減
衰手段を備えていないが、この信号減衰手段を付加して
も、上述したと同様な動作を行なわせることができる。
【００５０】ところで、本実施例のコンダクタンス・ア
ンプＧ、バッファ・アンプＧの具体的な構成は図２から
容易に想到できるのでその説明を省略する。
ンプＧ、バッファ・アンプＧの具体的な構成は図２から
容易に想到できるのでその説明を省略する。
【００５１】
【発明の効果】以上の説明によって明らかなように本発
明によれば、差動信号成分は出力端子に伝達されるが、
同相信号成分は出力端子に現れず、これによって同相信
号成分を高い同相除去比で除去することができるという
効果がある。
明によれば、差動信号成分は出力端子に伝達されるが、
同相信号成分は出力端子に現れず、これによって同相信
号成分を高い同相除去比で除去することができるという
効果がある。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す回路図。
【図２】本発明の一実施例の具体的な構成を示す回路
図。
図。
【図３】本発明の他の実施例の構成を示す回路図。
【図４】従来のフィルタ回路の構成を示す回路図。
ＩＮ1 ，ＩＮ2 入力端子 ＯＵＴ 外部出力端子 Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，Ｒ4 抵抗器 Ｇ1 ，Ｇ2 ，Ｇ コンダクタンス・アンプ ＢＵＦ1 ，ＢＵＦ2 ，ＢＵＦ バッファ・アンプ Ｃ1 ，Ｃ2 ，Ｃ コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】出力端子が直接または間接的に外部出力端
子に接続されたコンダクタンス・アンプと、一端が前記
コンダクタンス・アンプの出力端子に接続され、他端が
接地されたコンデンサと、一端が第１の入力端子に接続
され、他端が前記コンダクタンス・アンプの正相入力端
子に接続された第１の抵抗器と、一端が前記コンダクタ
ンス・アンプの正相入力端子に接続され、他端が接地さ
れた第２の抵抗器と、一端が第２の入力端子に接続さ
れ、他端が前記コンダクタンス・アンプの逆相入力端子
に接続された第３の抵抗器と、一端が前記第１のコンダ
クタンス・アンプの逆相入力端子に接続され、他端が前
記外部出力端子に接続された第４の抵抗器とを備え、前
記第１及び第２の抵抗器の抵抗値比と前記第３及び第４
の抵抗器の抵抗値比とを等しくしたフィルタ回路。 - 【請求項２】第１のコンダクタンス・アンプと、一端が
前記コンダクタンス・アンプの出力端子に接続され、他
端が接地された第１のコンデンサと、出力端子が直接ま
たは間接的に外部出力端子に接続され、正相入力端子が
前記第１のコンダクタンス・アンプの出力端子に直接ま
たは間接的に接続され、逆相入力端子が前記外部出力端
子に接続された第２のコンダクタンス・アンプと、一端
が前記第２のコンダクタンス・アンプの出力端子に接続
され、他端が接地された第２のコンデンサと、一端が第
１の入力端子に接続され、他端が前記第１のコンダクタ
ンス・アンプの正相入力端子に接続された第１の抵抗器
と、一端が前記第１のコンダクタンス・アンプの正相入
力端子に接続され、他端が接地された第２の抵抗器と、
一端が第２の入力端子に接続され、他端が前記コンダク
タンス・アンプの逆相入力端子に接続された第３の抵抗
器と、一端が前記第１のコンダクタンス・アンプの逆相
入力端子に接続され、他端が前記外部出力端子に接続さ
れた第４の抵抗器とを備え、前記第１及び第２の抵抗器
の抵抗値比と前記第３及び第４の抵抗器の抵抗値比とを
等しくしたフィルタ回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04302525A JP3108551B2 (ja) | 1992-11-12 | 1992-11-12 | フィルタ回路 |
| KR1019930023664A KR940012818A (ko) | 1992-11-12 | 1993-11-09 | 필터회로 |
| GB9323431A GB2272812B (en) | 1992-11-12 | 1993-11-12 | Active filter capable of effectively eliminating common mode noise component |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04302525A JP3108551B2 (ja) | 1992-11-12 | 1992-11-12 | フィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06152318A true JPH06152318A (ja) | 1994-05-31 |
| JP3108551B2 JP3108551B2 (ja) | 2000-11-13 |
Family
ID=17910018
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04302525A Expired - Fee Related JP3108551B2 (ja) | 1992-11-12 | 1992-11-12 | フィルタ回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3108551B2 (ja) |
| KR (1) | KR940012818A (ja) |
| GB (1) | GB2272812B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7272187B2 (en) | 2002-11-01 | 2007-09-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Filter circuit and radio apparatus |
| JP2008278298A (ja) * | 2007-05-01 | 2008-11-13 | Fujitsu Microelectronics Ltd | アナログ信号選択回路 |
| CN102783017A (zh) * | 2010-01-07 | 2012-11-14 | 德州仪器公司 | 具有改进的输入电阻和受控共模的放大器 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0633714U (ja) * | 1992-10-09 | 1994-05-06 | 関東自動車工業株式会社 | 自動車用ドア収納部 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3832646A (en) * | 1972-10-06 | 1974-08-27 | Westinghouse Electric Corp | Common mode noise suppressing circuit adjustment sequence |
-
1992
- 1992-11-12 JP JP04302525A patent/JP3108551B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-11-09 KR KR1019930023664A patent/KR940012818A/ko not_active Application Discontinuation
- 1993-11-12 GB GB9323431A patent/GB2272812B/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7272187B2 (en) | 2002-11-01 | 2007-09-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Filter circuit and radio apparatus |
| JP2008278298A (ja) * | 2007-05-01 | 2008-11-13 | Fujitsu Microelectronics Ltd | アナログ信号選択回路 |
| CN102783017A (zh) * | 2010-01-07 | 2012-11-14 | 德州仪器公司 | 具有改进的输入电阻和受控共模的放大器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3108551B2 (ja) | 2000-11-13 |
| GB9323431D0 (en) | 1994-01-05 |
| GB2272812A (en) | 1994-05-25 |
| GB2272812B (en) | 1996-01-10 |
| KR940012818A (ko) | 1994-06-24 |
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