JPH0695625B2 - 1次アクテイブ位相等価器 - Google Patents
1次アクテイブ位相等価器Info
- Publication number
- JPH0695625B2 JPH0695625B2 JP926585A JP926585A JPH0695625B2 JP H0695625 B2 JPH0695625 B2 JP H0695625B2 JP 926585 A JP926585 A JP 926585A JP 926585 A JP926585 A JP 926585A JP H0695625 B2 JPH0695625 B2 JP H0695625B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- phase
- equalizer
- output
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は位相等価器にかかわり、特にIC化に好適な1
次アクティブ位相等価器に関するものである。
次アクティブ位相等価器に関するものである。
テレビ信号の処理回路には、信号波形の周波数特性の改
善を行うフィルタ回路とともに、位相の補償を行う位相
等価器が必要とされる場合が多い。
善を行うフィルタ回路とともに、位相の補償を行う位相
等価器が必要とされる場合が多い。
第4図はかかる位相等価器(以下、イコライザという)
の一例を示すブロック図で、1は差動増幅回路等によっ
て構成されている電圧−電流変換回路、2は利得が1と
なっているバッファ回路、3は利得が1の位相反転回路
である。
の一例を示すブロック図で、1は差動増幅回路等によっ
て構成されている電圧−電流変換回路、2は利得が1と
なっているバッファ回路、3は利得が1の位相反転回路
である。
この図で、入力端子Tiの入力信号をVin,出力端子TOの
出力信号をVO,電圧−電流変換回路1の相互コンダクタ
ンスgmを1/rとすると、 が成立する。(但し、ωは信号の周波数) 第(1)式より が得られる。
出力信号をVO,電圧−電流変換回路1の相互コンダクタ
ンスgmを1/rとすると、 が成立する。(但し、ωは信号の周波数) 第(1)式より が得られる。
この第(2)式はωC=1/crとすると、入力信号Vinと
出力信号VOの位相特性が第5図のように、−90°位相回
転する周波数をfC(カットオフ周波数)とする曲線で示
される。
出力信号VOの位相特性が第5図のように、−90°位相回
転する周波数をfC(カットオフ周波数)とする曲線で示
される。
ところで、このような1次アクティブイコライザは、IC
化に際して少なくとも3個の増幅回路が必要になり素子
数が増加する。
化に際して少なくとも3個の増幅回路が必要になり素子
数が増加する。
この発明は、IC化に際して素子数を少なくすることによ
って回路構成を簡易化し、かつ、電力消費が軽減するよ
うな1次アクティブイコライザを提供するものである。
って回路構成を簡易化し、かつ、電力消費が軽減するよ
うな1次アクティブイコライザを提供するものである。
この発明は、コンデンサを介して入力端子に帰還した第
1の信号と、バッファ回路を介して出力される信号を抵
抗加算回路によって加算し、その加算出力を逆相の電圧
−電流変換器に入力することによって1次アクティブイ
コライザを構成する。
1の信号と、バッファ回路を介して出力される信号を抵
抗加算回路によって加算し、その加算出力を逆相の電圧
−電流変換器に入力することによって1次アクティブイ
コライザを構成する。
所定の位相特性を付加するために帰還された信号が簡単
な抵抗加算回路によって加算されたのち逆相の電圧−電
流変換器に入力されているので、位相反転回路が不用に
なり、回路が簡易化される。
な抵抗加算回路によって加算されたのち逆相の電圧−電
流変換器に入力されているので、位相反転回路が不用に
なり、回路が簡易化される。
そのため、特に、IC化が容易に達成できるようになる。
第1図はこの発明の1次アクティブ位相等価器のブロッ
ク図を示したもので、10は逆相端子に信号が入力されて
いる電圧−電流変換器で図示しないが外部からの制御信
号によって相互コンダクタンスgm=1/rが変化するもの
である。20はエミッタホロワー回路等で構成されている
利得1のバッファ回路、30は抵抗で構成されている加算
回路、Cはコンデンサである。
ク図を示したもので、10は逆相端子に信号が入力されて
いる電圧−電流変換器で図示しないが外部からの制御信
号によって相互コンダクタンスgm=1/rが変化するもの
である。20はエミッタホロワー回路等で構成されている
利得1のバッファ回路、30は抵抗で構成されている加算
回路、Cはコンデンサである。
この回路において、加算回路10では1/Kの減衰があるも
のとすると、前記第4図と同様に が成立する。(ω=信号周波数) したがって、 が得られる。
のとすると、前記第4図と同様に が成立する。(ω=信号周波数) したがって、 が得られる。
この第(4)式と、前記第(2)式を比較するとωC=
1/crKとなり、カットオフ周波数fCが1/Kに低下する。そ
して、その位相特性は第2図に示すように出力の位相が
180°反転したものになる。
1/crKとなり、カットオフ周波数fCが1/Kに低下する。そ
して、その位相特性は第2図に示すように出力の位相が
180°反転したものになる。
しかしながら、位相反転回路1が省略できるため後述す
るようにIC回路が簡易化されるという効果がある。
るようにIC回路が簡易化されるという効果がある。
なお、Kは通常の加算では2となるが、加算回路の構成
によって2以上の任意の値とすることができる。
によって2以上の任意の値とすることができる。
第3図は前記第1図のブロック図に基づいて構成した基
本的な回路図で、Q1〜Q7は逆相の電圧−電流変換回路10
を構成しているトランジスタ、Q8,Q9は出力点に外部か
ら供給されている電流IXを供給しているトランジスタ、
Q10はバッファ回路20を構成しているトランジスタ、
RA,RBは入力端TAに対して加算回路30となる抵抗、Cは
コンデンサである。
本的な回路図で、Q1〜Q7は逆相の電圧−電流変換回路10
を構成しているトランジスタ、Q8,Q9は出力点に外部か
ら供給されている電流IXを供給しているトランジスタ、
Q10はバッファ回路20を構成しているトランジスタ、
RA,RBは入力端TAに対して加算回路30となる抵抗、Cは
コンデンサである。
なお、S1,S2,S3はIC基板内部の電流源、S01,S02は外
部に形成されている電流源である。
部に形成されている電流源である。
電圧−電流変換器10を構成している第1の差動増幅回路
はトランジスタQ1,Q2により形成され、トランジスタ
Q3,Q4を負荷とし、第2の差動増幅回路を形成している
トランジスタQ5,Q6に出力電圧を供給しており、この第
2の差動増幅回路の出力は出力端TBからエミッタホロワ
ー接続されているトランジスタQ10に出力電流を供給し
ている。
はトランジスタQ1,Q2により形成され、トランジスタ
Q3,Q4を負荷とし、第2の差動増幅回路を形成している
トランジスタQ5,Q6に出力電圧を供給しており、この第
2の差動増幅回路の出力は出力端TBからエミッタホロワ
ー接続されているトランジスタQ10に出力電流を供給し
ている。
このような回路はギルバートアンプとしてよく知られて
いるので、詳細な説明を省略するが、入力端TAと出力端
TB間の相互コンダクタンスgmは によって与えられる。
いるので、詳細な説明を省略するが、入力端TAと出力端
TB間の相互コンダクタンスgmは によって与えられる。
したがって、外部から供給される電流源S01,S02の電流
値IXによって相互コンダクタンスgmが調整できるから、
IC化における内部抵抗の絶対値誤差によって影響されな
い位相特性をもたせることができる。なお、抵抗RAと抵
抗RBを等しくすると加算係数/1/K=1/2となり、ωCを
中心に対称形の位相特性が実現される。
値IXによって相互コンダクタンスgmが調整できるから、
IC化における内部抵抗の絶対値誤差によって影響されな
い位相特性をもたせることができる。なお、抵抗RAと抵
抗RBを等しくすると加算係数/1/K=1/2となり、ωCを
中心に対称形の位相特性が実現される。
ところで、この発明の1次アクティブイコライザは2段
縦続接続すると当然のことながら2次のアクティブイコ
ライザにすることができる。
縦続接続すると当然のことながら2次のアクティブイコ
ライザにすることができる。
この場合、一般に、2段接続した第1の1次イコライザ
のカットオフ周波数をω1(コンデンサをC1)、第2の
1次イコライザのカットオフ周波数をω2(コンデンサ
をC2)とすると、2次のイコライザのカットオフ周波数
fC(ωC)は となる。そして、上記第(5),(6)式から位相まわ
りの変化を示すQは となる。
のカットオフ周波数をω1(コンデンサをC1)、第2の
1次イコライザのカットオフ周波数をω2(コンデンサ
をC2)とすると、2次のイコライザのカットオフ周波数
fC(ωC)は となる。そして、上記第(5),(6)式から位相まわ
りの変化を示すQは となる。
したがって、群遅延特性を補償するような低い値のQ
(Q=0.5程度)をもった2次アクティブフィルタがω
1≒ω2とすることによって簡単に構成できるという効
果がある。
(Q=0.5程度)をもった2次アクティブフィルタがω
1≒ω2とすることによって簡単に構成できるという効
果がある。
また、このとき、入力・出力の位相は再び180°反転す
るので、特に、2次以上のローパスフィルタに対する位
相補償用のイコライザとして好適である。
るので、特に、2次以上のローパスフィルタに対する位
相補償用のイコライザとして好適である。
以上説明したように、この発明の1次アクティブ位相等
価器は、IC化に際して従来の1次アクティブ位相等価器
より素子数が少なくなり、回路が簡易化されるという利
点がある。また、加算回路の加算係数Kが大きく設定で
きる場合は、入力端(TA)のレベルが小さくなるので、
大入力レベルに対応できるという利点がある。
価器は、IC化に際して従来の1次アクティブ位相等価器
より素子数が少なくなり、回路が簡易化されるという利
点がある。また、加算回路の加算係数Kが大きく設定で
きる場合は、入力端(TA)のレベルが小さくなるので、
大入力レベルに対応できるという利点がある。
第1図はこの発明の1次アクティブ位相等価器の原理を
示すブロック図、第2図はこの発明の1次アクティブ位
相等価器の入力・出力の位相特性図、第3図は第1図の
ブロック図をIC化するときの実施例を示す回路図、第4
図は従来の1次アクティブ位相等価器のブロック図、第
5図は第4図の入力・出力の位相特性図である。 図中、10は電圧−電流変換器、20はバッファ回路、30は
加算回路である。
示すブロック図、第2図はこの発明の1次アクティブ位
相等価器の入力・出力の位相特性図、第3図は第1図の
ブロック図をIC化するときの実施例を示す回路図、第4
図は従来の1次アクティブ位相等価器のブロック図、第
5図は第4図の入力・出力の位相特性図である。 図中、10は電圧−電流変換器、20はバッファ回路、30は
加算回路である。
Claims (1)
- 【請求項1】入力端子よりの第1の信号と、バッフア回
路を介して出力端子に供給されている第2の信号を加算
する抵抗加算回路と、該抵抗加算回路の加算出力信号が
入力され、前記バッフア回路および前記入力端子に接続
されたコンデンサに電流を供給する逆相の電圧−電流変
換回路によって構成されていることを特徴とする1次ア
クテッブ位相等価器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP926585A JPH0695625B2 (ja) | 1985-01-23 | 1985-01-23 | 1次アクテイブ位相等価器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP926585A JPH0695625B2 (ja) | 1985-01-23 | 1985-01-23 | 1次アクテイブ位相等価器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61170112A JPS61170112A (ja) | 1986-07-31 |
JPH0695625B2 true JPH0695625B2 (ja) | 1994-11-24 |
Family
ID=11715605
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP926585A Expired - Fee Related JPH0695625B2 (ja) | 1985-01-23 | 1985-01-23 | 1次アクテイブ位相等価器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0695625B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01252017A (ja) * | 1988-03-31 | 1989-10-06 | Toshiba Corp | 位相等化器 |
-
1985
- 1985-01-23 JP JP926585A patent/JPH0695625B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS61170112A (ja) | 1986-07-31 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6335655B1 (en) | Filter circuit | |
JP3115741B2 (ja) | 改良された線型性を持つ相互コンダクタンスセル | |
US4879530A (en) | Monolithically integratable phase shifter VCO | |
JPH0575386A (ja) | 遅延回路 | |
JPH0695625B2 (ja) | 1次アクテイブ位相等価器 | |
US4689580A (en) | Active filter circuit | |
JPH02309710A (ja) | リープフロッグ・フィルタ | |
Ozoguz et al. | Realization of high-Q bandpass filters using CCCIIs | |
US5177382A (en) | Active filter circuit | |
JPS58139519A (ja) | 帯域除去フイルタ | |
US7180357B2 (en) | Operational amplifier integrator | |
JPS61170113A (ja) | 2次アクテイブ位相等価器 | |
EP0049997B1 (en) | Filter circuit suitable for being fabricated into integrated circuit | |
JPS63193710A (ja) | 積分回路 | |
JP2719251B2 (ja) | 主信号通路とハイパスフィルター特性の補助的な信号通路を有するノイズ減衰回路 | |
JPH08298436A (ja) | フィルタ回路 | |
JP2901248B2 (ja) | 可変リアクタンス回路 | |
JPH06152318A (ja) | フィルタ回路 | |
JP2000174570A (ja) | 多機能演算回路 | |
JP2991727B2 (ja) | アクティブフィルタ回路 | |
Tomlinson et al. | Low-pass Approximations to a Time-delay Characteristic! | |
JPH0936702A (ja) | アクティブロ−パスフィルタ | |
JPH07263988A (ja) | トーンコントロール回路 | |
US20030090315A1 (en) | All pass filter | |
JPH02100406A (ja) | 可変利得増幅回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |