JPH06258362A - 電子式電力量計 - Google Patents
電子式電力量計Info
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- JPH06258362A JPH06258362A JP5314689A JP31468993A JPH06258362A JP H06258362 A JPH06258362 A JP H06258362A JP 5314689 A JP5314689 A JP 5314689A JP 31468993 A JP31468993 A JP 31468993A JP H06258362 A JPH06258362 A JP H06258362A
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- G01S3/80—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
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- G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
- G01R21/133—Arrangements for measuring electric power or power factor by using digital technique
- G01R21/1331—Measuring real or reactive component, measuring apparent energy
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- G—PHYSICS
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電子式電力量計の電圧信号及び電流信号をデ
ィジタル化し、ディジタル乗算により、電力を演算する
方法において、アナログ規模を小さくしディジタル回路
が主となるＩＣ化向きの回路構成とし、電力演算精度の
向上を計る。 【構成】 電圧信号及び電流信号を各々シグマ・デルタ
変調回路等からなるアナログ・ディジタル変換手段に入
力し、その出力をローパスフィルタである移動平均処理
手段により移動平均を行った後、電圧及び電流の乗算を
行う。 【効果】 シグマ・デルタ変調のアナログ規模は小さ
く、かつ移動平均によるローパスフィルタの採用により
回路規模は小さくなる。さらに高精度の電力演算が可能
となる。
ィジタル化し、ディジタル乗算により、電力を演算する
方法において、アナログ規模を小さくしディジタル回路
が主となるＩＣ化向きの回路構成とし、電力演算精度の
向上を計る。 【構成】 電圧信号及び電流信号を各々シグマ・デルタ
変調回路等からなるアナログ・ディジタル変換手段に入
力し、その出力をローパスフィルタである移動平均処理
手段により移動平均を行った後、電圧及び電流の乗算を
行う。 【効果】 シグマ・デルタ変調のアナログ規模は小さ
く、かつ移動平均によるローパスフィルタの採用により
回路規模は小さくなる。さらに高精度の電力演算が可能
となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、アナログ入力信号の
電圧、電流をディジタル値に変換して処理する電子式電
力量計に関するものである。
電圧、電流をディジタル値に変換して処理する電子式電
力量計に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３４は、従来の電子式電力量計の電力
を演算する回路のブロック図である。図３４において、
７１は、アナログ電流信号を入力とする第１の逐次比較
型Ａ／Ｄ変換器、７２は、アナログ電圧信号を入力とす
る第２の逐次比較型Ａ／Ｄ変換器、７３は各逐次比較型
Ａ／Ｄ変換器７１，７２からの電圧値および電流値に対
応したディジタルデータを入力とする乗算器である。
を演算する回路のブロック図である。図３４において、
７１は、アナログ電流信号を入力とする第１の逐次比較
型Ａ／Ｄ変換器、７２は、アナログ電圧信号を入力とす
る第２の逐次比較型Ａ／Ｄ変換器、７３は各逐次比較型
Ａ／Ｄ変換器７１，７２からの電圧値および電流値に対
応したディジタルデータを入力とする乗算器である。
【０００３】従来の電子式電力量計は、電圧および電流
のアナログ量をディジタル値に変換する手段として、図
３４に示すように、第１および第２の逐次比較型Ａ／Ｄ
変換器７１，７２を有し、それらのディジタル出力を乗
算器７３により演算して電力Ｗを得る構成となってい
る。一般に逐次比較型Ａ／Ｄ変換器７１，７２は、アナ
ログ入力信号に対して出力を等しい分解能で離散的に増
加するようなディジタル値に量子化しているため、低レ
ベルの入力に対して絶対的な精度を得るには高分解能の
逐次比較型Ａ／Ｄ変換器が必要である。
のアナログ量をディジタル値に変換する手段として、図
３４に示すように、第１および第２の逐次比較型Ａ／Ｄ
変換器７１，７２を有し、それらのディジタル出力を乗
算器７３により演算して電力Ｗを得る構成となってい
る。一般に逐次比較型Ａ／Ｄ変換器７１，７２は、アナ
ログ入力信号に対して出力を等しい分解能で離散的に増
加するようなディジタル値に量子化しているため、低レ
ベルの入力に対して絶対的な精度を得るには高分解能の
逐次比較型Ａ／Ｄ変換器が必要である。
【０００４】たとえば、電流信号が最大入力の１／１２
０ として、この時の量子化された電流値の精度を０．
５％以下に保つには にする必要がある。逐次比較型Ａ／Ｄ変換器のＳ／Ｎは Ｓ／Ｎ＝６ｍ＋１．８ （dB） ・・・・・（２） （ｍは、サンプリング周波数ｆS＝２×信号周波数の時
の逐次比較型Ａ／Ｄ変換器の出力ビット数）で表わさ
れ、前述の精度０．５％以下を保つには、ｍ＝１５ビッ
トの分解能を持った逐次比較型Ａ／Ｄ変換器が必要とな
る。
０ として、この時の量子化された電流値の精度を０．
５％以下に保つには にする必要がある。逐次比較型Ａ／Ｄ変換器のＳ／Ｎは Ｓ／Ｎ＝６ｍ＋１．８ （dB） ・・・・・（２） （ｍは、サンプリング周波数ｆS＝２×信号周波数の時
の逐次比較型Ａ／Ｄ変換器の出力ビット数）で表わさ
れ、前述の精度０．５％以下を保つには、ｍ＝１５ビッ
トの分解能を持った逐次比較型Ａ／Ｄ変換器が必要とな
る。
【０００５】一方、精度を上げる方法として、逐次比較
型Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数（ｆS）を上げる
方法、いわゆるオーバーサンプリングといわれる手法が
ある。例えば、サンプリング周波数（ｆS）をナイキス
トの定理から決まるサンプリング周波数（ｆS＝信号周
波数の２倍）の１２８倍の周波数に上げると、量子化雑
音が広い帯域に分散し各周波数成分スペクトルのレベル
は低下する。ここで信号周波数＝６０Hz、サンプリング
周波数（ｆS）＝１５．３６KHzとすると、１２８倍オー
バーサンプリングとなり、信号周波数成分の雑音レベル
は、約２１ｄＢ改善され逐次比較型Ａ／Ｄ変換器の分解
能を３〜４ビット分だけ高めたことと等価である。前述
の量子化された電流値の精度０．５ ％以下に保つに
は、この場合、１１〜１２ビットの分解能の逐次比較型
Ａ／Ｄ変換器が必要である。
型Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数（ｆS）を上げる
方法、いわゆるオーバーサンプリングといわれる手法が
ある。例えば、サンプリング周波数（ｆS）をナイキス
トの定理から決まるサンプリング周波数（ｆS＝信号周
波数の２倍）の１２８倍の周波数に上げると、量子化雑
音が広い帯域に分散し各周波数成分スペクトルのレベル
は低下する。ここで信号周波数＝６０Hz、サンプリング
周波数（ｆS）＝１５．３６KHzとすると、１２８倍オー
バーサンプリングとなり、信号周波数成分の雑音レベル
は、約２１ｄＢ改善され逐次比較型Ａ／Ｄ変換器の分解
能を３〜４ビット分だけ高めたことと等価である。前述
の量子化された電流値の精度０．５ ％以下に保つに
は、この場合、１１〜１２ビットの分解能の逐次比較型
Ａ／Ｄ変換器が必要である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従って、従来、高精度
の電子式電流量計を得るには高分解能の逐次比較型Ａ／
Ｄ変換器と多ビットを入力とする乗算器が必要となり回
路構成が複雑となり、コストの上昇を招くことになる。
とくにモノリシックＩＣ化することにより大量生産を行
おうとする場合には極めて不利となる。
の電子式電流量計を得るには高分解能の逐次比較型Ａ／
Ｄ変換器と多ビットを入力とする乗算器が必要となり回
路構成が複雑となり、コストの上昇を招くことになる。
とくにモノリシックＩＣ化することにより大量生産を行
おうとする場合には極めて不利となる。
【０００７】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、簡単な回路構成で、かつ高精度
の電子式電力計を得ることを目的としている。
ためになされたもので、簡単な回路構成で、かつ高精度
の電子式電力計を得ることを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この出願の請求項１に係
る発明は、交流電流および交流電圧をそれぞれ量子化す
る第一および第二のアナログ・ディジタル変換手段と、
上記量子化された交流電流および交流電圧をそれぞれ移
動平均する第一および第二の移動平均処理手段と、移動
平均処理された交流電流および交流電圧を乗算する第一
の乗算手段と、この乗算手段からの出力を積算する積算
手段とを備えたものである。
る発明は、交流電流および交流電圧をそれぞれ量子化す
る第一および第二のアナログ・ディジタル変換手段と、
上記量子化された交流電流および交流電圧をそれぞれ移
動平均する第一および第二の移動平均処理手段と、移動
平均処理された交流電流および交流電圧を乗算する第一
の乗算手段と、この乗算手段からの出力を積算する積算
手段とを備えたものである。
【０００９】この出願の請求項２に係る発明は、請求項
１の発明に、移動平均された後の量子化された交流電流
および交流電圧のサンプリング値列から１／ｎ（ｎ≧
１）の割合で間引く間引手段とを備えたものである。
１の発明に、移動平均された後の量子化された交流電流
および交流電圧のサンプリング値列から１／ｎ（ｎ≧
１）の割合で間引く間引手段とを備えたものである。
【００１０】この出願の請求項３に係る発明は、請求項
１または２の発明に、アナログ・ディジタル変換手段
を、アナログ入力値を積分器で積分し比較器を通してデ
ィジタル値を出力すると共に、その出力を遅延しＤ／Ａ
変換して上記積分器の入力側にフィードバックするシグ
マ・デルタ変調回路とし、複数の各入力に対し所定の周
期で切り替えて上記シグマ・デルタ変調回路へ順次入力
する切替手段と、この切替手段の切替周期に同期して順
次上記積分器で積分される積分値を上記複数の各入力に
対応してそれぞれ保持する保持手段とを備えたものであ
る。
１または２の発明に、アナログ・ディジタル変換手段
を、アナログ入力値を積分器で積分し比較器を通してデ
ィジタル値を出力すると共に、その出力を遅延しＤ／Ａ
変換して上記積分器の入力側にフィードバックするシグ
マ・デルタ変調回路とし、複数の各入力に対し所定の周
期で切り替えて上記シグマ・デルタ変調回路へ順次入力
する切替手段と、この切替手段の切替周期に同期して順
次上記積分器で積分される積分値を上記複数の各入力に
対応してそれぞれ保持する保持手段とを備えたものであ
る。
【００１１】この出願の請求項４に係る発明は、請求項
１〜３のいずれかの発明に、第一および第二の移動平均
処理手段の出力を８ビット以下の出力にしたものであ
る。
１〜３のいずれかの発明に、第一および第二の移動平均
処理手段の出力を８ビット以下の出力にしたものであ
る。
【００１２】この出願の請求項５に係る発明は、交流電
流を量子化する第一のアナログ・ディジタル変換手段、
交流電圧を量子化する第二のアナログ・ディジタル変換
手段、上記量子化された交流電流および交流電圧をそれ
ぞれ低域通過させる第一および第二のディジタルローパ
スフィルタ、低域通過した後の量子化された交流電流お
よび交流電圧のサンプリング値列から１／ｍ（ｍは第一
・第二のディジタルローパスフィルタの遅延手段の個数
以上の数）の割合で間引く間引手段、この間引手段から
の交流電流および交流電圧を乗算する第一の乗算手段、
この乗算手段からの出力を積算する積算手段を備えたも
のである。
流を量子化する第一のアナログ・ディジタル変換手段、
交流電圧を量子化する第二のアナログ・ディジタル変換
手段、上記量子化された交流電流および交流電圧をそれ
ぞれ低域通過させる第一および第二のディジタルローパ
スフィルタ、低域通過した後の量子化された交流電流お
よび交流電圧のサンプリング値列から１／ｍ（ｍは第一
・第二のディジタルローパスフィルタの遅延手段の個数
以上の数）の割合で間引く間引手段、この間引手段から
の交流電流および交流電圧を乗算する第一の乗算手段、
この乗算手段からの出力を積算する積算手段を備えたも
のである。
【００１３】この出願の請求項６に係る発明は、請求項
１，２，５のいずれかの発明に、量子化された交流電流
および交流電圧の各々を一周期分積分する第一および第
二の積分手段と、この各々の積分手段からの出力を乗算
する第二の乗算手段と、第一の乗算手段の出力から第二
の乗算手段の出力を減算する減算手段とを備えたもので
ある。
１，２，５のいずれかの発明に、量子化された交流電流
および交流電圧の各々を一周期分積分する第一および第
二の積分手段と、この各々の積分手段からの出力を乗算
する第二の乗算手段と、第一の乗算手段の出力から第二
の乗算手段の出力を減算する減算手段とを備えたもので
ある。
【００１４】この出願の請求項７に係る発明は、請求項
１，２，５のいずれかの発明に、量子化された交流電流
および交流電圧の一周期分を上記交流電圧のゼロクロス
により検出するゼロクロス検出手段と、このゼロクロス
検出手段の出力を基に上記量子化された交流電流および
交流電圧を各々一周期分積分する第一および第二の積分
手段と、この各々の積分手段からの出力を乗算する第二
の乗算手段と、第一の乗算手段の出力から第二の乗算手
段の出力を減算する減算手段とを備えたものである。
１，２，５のいずれかの発明に、量子化された交流電流
および交流電圧の一周期分を上記交流電圧のゼロクロス
により検出するゼロクロス検出手段と、このゼロクロス
検出手段の出力を基に上記量子化された交流電流および
交流電圧を各々一周期分積分する第一および第二の積分
手段と、この各々の積分手段からの出力を乗算する第二
の乗算手段と、第一の乗算手段の出力から第二の乗算手
段の出力を減算する減算手段とを備えたものである。
【００１５】この出願の請求項８に係る発明は、入力さ
れる多素子の交流電流と交流電圧から対応する各素子の
交流電流と交流電圧を所定の周期で順次取り出す切替手
段、この切替手段からの各素子の交流電流と交流電圧を
順次量子化する第一のアナログ・ディジタル変換手段お
よび第二のアナログ・ディジタル変換手段、上記量子化
された各素子の交流電流および交流電圧を順次低域通過
させる第一および第二のディジタルローパスフィルタ、
低域通過した後の量子化された各素子の交流電流および
交流電圧のサンプリング値列から１／ｍ（ｍは第一・第
二のディジタルローパスフィルタの遅延手段の個数以上
の数）の割合で間引く間引手段、この間引手段からの多
素子入力に対応する交流電流および交流電圧をそれぞれ
乗算し、この乗算結果の和を求める演算手段、この和の
出力を積算する積算手段を備えたものである。
れる多素子の交流電流と交流電圧から対応する各素子の
交流電流と交流電圧を所定の周期で順次取り出す切替手
段、この切替手段からの各素子の交流電流と交流電圧を
順次量子化する第一のアナログ・ディジタル変換手段お
よび第二のアナログ・ディジタル変換手段、上記量子化
された各素子の交流電流および交流電圧を順次低域通過
させる第一および第二のディジタルローパスフィルタ、
低域通過した後の量子化された各素子の交流電流および
交流電圧のサンプリング値列から１／ｍ（ｍは第一・第
二のディジタルローパスフィルタの遅延手段の個数以上
の数）の割合で間引く間引手段、この間引手段からの多
素子入力に対応する交流電流および交流電圧をそれぞれ
乗算し、この乗算結果の和を求める演算手段、この和の
出力を積算する積算手段を備えたものである。
【００１６】この出願の請求項９に係る発明は、請求項
５または８の発明に、第一および第二のディジタルロー
パスフィルタを８ビット以下の出力を有するローパスフ
ィルタとしたものである。
５または８の発明に、第一および第二のディジタルロー
パスフィルタを８ビット以下の出力を有するローパスフ
ィルタとしたものである。
【００１７】この出願の請求項１０に係る発明は、請求
項１，２，５，８，９のいずれかの発明に、量子化され
た電力値からオフセット電力値を減算するオフセット調
整手段を設けたものである。
項１，２，５，８，９のいずれかの発明に、量子化され
た電力値からオフセット電力値を減算するオフセット調
整手段を設けたものである。
【００１８】この出願の請求項１１に係る発明は、請求
項８の発明に、量子化された電力値からオフセット電力
値を減算するオフセット調整手段を設けたものである。
項８の発明に、量子化された電力値からオフセット電力
値を減算するオフセット調整手段を設けたものである。
【００１９】この出願の請求項１２に係る発明は、請求
項１，２，５〜１１のいずれかの発明に、第二のアナロ
グ・ディジタル変換手段と第二のディジタルローパスフ
ィルタ間に所望の遅延時間が得られる遅延手段を設けた
ものである。
項１，２，５〜１１のいずれかの発明に、第二のアナロ
グ・ディジタル変換手段と第二のディジタルローパスフ
ィルタ間に所望の遅延時間が得られる遅延手段を設けた
ものである。
【００２０】この出願の請求項１３に係る発明は、請求
項１，２，５〜１２のいずれかの発明に、第一のアナロ
グ・ディジタル変換手段と第一のディジタルローパスフ
ィルタ間に所望の遅延時間が得られる遅延手段を設けた
ものである。
項１，２，５〜１２のいずれかの発明に、第一のアナロ
グ・ディジタル変換手段と第一のディジタルローパスフ
ィルタ間に所望の遅延時間が得られる遅延手段を設けた
ものである。
【００２１】この出願の請求項１４に係る発明は、請求
項１２または１３の発明に、遅延手段を、所望のシフト
数のシフトが可能なシフトレジスタとしたものである。
項１２または１３の発明に、遅延手段を、所望のシフト
数のシフトが可能なシフトレジスタとしたものである。
【００２２】この出願の請求項１５に係る発明は、請求
項１，２，５〜１４のいずれかの発明に、ｎ素子の交流
電流と交流電圧が入力される多素子入力の場合であっ
て、各第２，３，・・・ｎ素子の量子化された電力値に
Ｂ２，Ｂ３，・・・Ｂｎのバランス調整値をそれぞれ乗
じるバランス調整手段を設けたものである。
項１，２，５〜１４のいずれかの発明に、ｎ素子の交流
電流と交流電圧が入力される多素子入力の場合であっ
て、各第２，３，・・・ｎ素子の量子化された電力値に
Ｂ２，Ｂ３，・・・Ｂｎのバランス調整値をそれぞれ乗
じるバランス調整手段を設けたものである。
【００２３】この出願の請求項１６に係る発明は、請求
項１，２，５〜１５のいずれかの発明に、量子化された
電力値の積算値が予め設定した定格基準値を超える毎に
リセットして積算を繰り返すと共に、上記電力値の積算
値が上記定格基準値を超える迄の時間を計測し、この時
間が所定の時間以上であると、上記計測した時間内の電
力量を計量しないようにする潜動防止手段を備えたもの
である。
項１，２，５〜１５のいずれかの発明に、量子化された
電力値の積算値が予め設定した定格基準値を超える毎に
リセットして積算を繰り返すと共に、上記電力値の積算
値が上記定格基準値を超える迄の時間を計測し、この時
間が所定の時間以上であると、上記計測した時間内の電
力量を計量しないようにする潜動防止手段を備えたもの
である。
【００２４】この出願の請求項１７に係る発明は、請求
項１６の発明に、量子化された電力値を低域通過させる
第三のディジタルローパスフィルタを設けたものであ
る。
項１６の発明に、量子化された電力値を低域通過させる
第三のディジタルローパスフィルタを設けたものであ
る。
【００２５】この出願の請求項１８に係る発明は、請求
項１，２，５〜１７のいずれかの発明に、量子化された
電力値に対し、少なくとも軽負荷時に所定の軽負荷調整
値を加える軽負荷調整手段を備えたものである。
項１，２，５〜１７のいずれかの発明に、量子化された
電力値に対し、少なくとも軽負荷時に所定の軽負荷調整
値を加える軽負荷調整手段を備えたものである。
【００２６】この出願の請求項１９に係る発明は、請求
項１，２，５〜１８のいずれかの発明に、所定の動作ク
ロック周波数ｆで動作し、量子化された電力値を低域通
過させる第三のディジタルローパスフィルタ、この第三
のディジタルローパスフィルタを通過した出力値を記憶
する第一のレジスタ、動作クロック周波数がｆのｎ倍の
周波数で動作し上記第一のレジスタの値をｎ回加算して
記憶する第二のレジスタ、この第二のレジスタの値と予
め設定した定格基準値との比較を動作クロック周波数を
ｆのｎ倍の周波数で行い、定格基準値を超える毎に電力
量を計量する出力を送出する比較手段を備えたものであ
る。
項１，２，５〜１８のいずれかの発明に、所定の動作ク
ロック周波数ｆで動作し、量子化された電力値を低域通
過させる第三のディジタルローパスフィルタ、この第三
のディジタルローパスフィルタを通過した出力値を記憶
する第一のレジスタ、動作クロック周波数がｆのｎ倍の
周波数で動作し上記第一のレジスタの値をｎ回加算して
記憶する第二のレジスタ、この第二のレジスタの値と予
め設定した定格基準値との比較を動作クロック周波数を
ｆのｎ倍の周波数で行い、定格基準値を超える毎に電力
量を計量する出力を送出する比較手段を備えたものであ
る。
【００２７】この出願の請求項２０に係る発明は、請求
項１，２，５〜１９のいずれかの発明に、入力される電
力量を定格基準値に基づいて補正された電力量として出
力する定格調整手段を設けたものである。
項１，２，５〜１９のいずれかの発明に、入力される電
力量を定格基準値に基づいて補正された電力量として出
力する定格調整手段を設けたものである。
【００２８】この出願の請求項２１に係る発明は、第１
相、第２相、第３相の各入力電流および入力電圧を所定
の周期で順次切り替え出力する切替手段、この切替手段
からの各相の交流電流および交流電圧をそれぞれ量子化
する第一および第二のアナログ・ディジタル変換手段、
上記量子化された各相の交流電流および交流電圧をそれ
ぞれ低域通過させる第一および第二のディジタルローパ
スフィルタ、低域通過した後の量子化された各相の交流
電流および交流電圧のサンプリング値列から１／ｍの割
合で間引く間引手段、この間引手段からの各相の交流電
流および交流電圧をそれぞれ乗算し、この乗算結果の和
を求める演算手段、この和の出力を低域通過させる第三
のディジタルローパスフィルタ、この第三のディジタル
ローパスフィルタからの出力を積算する積算手段を備え
ると共に、 通常の被計量対象の交流電流と交流電圧から求めた第
２相および第３相の量子化された電力値にそれぞれバラ
ンス調整値Ｂ１，Ｂ２を乗じる第一および第二のバラン
ス調整レジスタを設け、第１相の電流・電圧入力として
同位相で所定のアナログ値を入力し、この時の上記第三
のディジタルローパスフィルタの出力をｗ01とし、第２
相の電流・電圧入力として上記アナログ値を入力し、こ
の時の上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を
ｗ02とし、第１相の電流・電圧入力として上記アナログ
値を入力し、この時の上記第三のディジタルローパスフ
ィルタの出力をｗ03とし、Ｂ２＝ｗ01／ｗ02の値を第一
のバランス調整レジスタに設定し、Ｂ３＝ｗ01／ｗ03の
値を第二のバランス調整レジスタに設定するバランス調
整手段。 上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を積算
するレジスタと、Ｆ＝（ｗ01／基準電力）×定格基準
値、なる値を設定するＦ値設定レジスタとを設け、 （但し、基準電力＝基準電圧・基準電流を乗じた計算上
の積、定格基準値＝電力量当たりのパルス数を決める計
算上の値（定数）） 量子化された電力量を上記レジスタで積算し、この積算
値が上記Ｆ値を超えるごとに電力量を計量する出力を送
出すると共に、上記レジスタをリセットする定格調整手
段。 設定された軽負荷調整値を上記第三のディジタルロー
パスフィルタの出力値に加算する軽負荷調整レジスタを
設け、上記で入力した電流アナログ値の１／ｎ（ｎ≧
１）の値を第１相の電流入力として入力すると共に、上
記で入力した電圧アナログ値の１／ｍ（ｍ≧１）を第
２相の電流入力として入力し、その時の上記第三のディ
ジタルローパスフィルタの出力をｗ0nとし、Ｌ＝（ｗ01
／ｎｍ）−ｗ0nの値を軽負荷調整値として、上記軽負荷
調整レジスタに設定する軽負荷調整手段。 第二のアナログ・ディジタル変換手段と第二のディジ
タルローパスフィルタ間に所望のシフト数のシフトが可
能なシフトレジスタと、このシフトレジスタのシフト数
を指定するＰ１，Ｐ２，Ｐ３の各レジスタとを設け、第
１相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同
一で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記
第三のディジタルローパスフィルタの出力をＷ0P1と
し、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．５）−ｗ0P1（但し、Ｋは定
数）なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定し、第２
相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同一
で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記第
三のディジタルローパスフィルタの出力をｗ0P2とし、
Ｐ２＝Ｋ（ｗ01×０．５）−Ｗ0P2なる値を上記Ｐ１の
シフトレジスタに設定し、第３相の入力として上記の
入力アナログ値と実効値が同一で力率＝０．５のアナロ
グ値を入力し、その時の上記第三のディジタルローパス
フィルタの出力をｗ0P3とし、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．
５）−ｗ0P3なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定
し、上記切替手段に同期して各相の位相を上記シフトレ
ジスタで順次Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の値にシフトさせ位相調
整する位相調整手段。上記の調整手段の内少な
くとも一つの調整手段を備えたものである。
相、第２相、第３相の各入力電流および入力電圧を所定
の周期で順次切り替え出力する切替手段、この切替手段
からの各相の交流電流および交流電圧をそれぞれ量子化
する第一および第二のアナログ・ディジタル変換手段、
上記量子化された各相の交流電流および交流電圧をそれ
ぞれ低域通過させる第一および第二のディジタルローパ
スフィルタ、低域通過した後の量子化された各相の交流
電流および交流電圧のサンプリング値列から１／ｍの割
合で間引く間引手段、この間引手段からの各相の交流電
流および交流電圧をそれぞれ乗算し、この乗算結果の和
を求める演算手段、この和の出力を低域通過させる第三
のディジタルローパスフィルタ、この第三のディジタル
ローパスフィルタからの出力を積算する積算手段を備え
ると共に、 通常の被計量対象の交流電流と交流電圧から求めた第
２相および第３相の量子化された電力値にそれぞれバラ
ンス調整値Ｂ１，Ｂ２を乗じる第一および第二のバラン
ス調整レジスタを設け、第１相の電流・電圧入力として
同位相で所定のアナログ値を入力し、この時の上記第三
のディジタルローパスフィルタの出力をｗ01とし、第２
相の電流・電圧入力として上記アナログ値を入力し、こ
の時の上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を
ｗ02とし、第１相の電流・電圧入力として上記アナログ
値を入力し、この時の上記第三のディジタルローパスフ
ィルタの出力をｗ03とし、Ｂ２＝ｗ01／ｗ02の値を第一
のバランス調整レジスタに設定し、Ｂ３＝ｗ01／ｗ03の
値を第二のバランス調整レジスタに設定するバランス調
整手段。 上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を積算
するレジスタと、Ｆ＝（ｗ01／基準電力）×定格基準
値、なる値を設定するＦ値設定レジスタとを設け、 （但し、基準電力＝基準電圧・基準電流を乗じた計算上
の積、定格基準値＝電力量当たりのパルス数を決める計
算上の値（定数）） 量子化された電力量を上記レジスタで積算し、この積算
値が上記Ｆ値を超えるごとに電力量を計量する出力を送
出すると共に、上記レジスタをリセットする定格調整手
段。 設定された軽負荷調整値を上記第三のディジタルロー
パスフィルタの出力値に加算する軽負荷調整レジスタを
設け、上記で入力した電流アナログ値の１／ｎ（ｎ≧
１）の値を第１相の電流入力として入力すると共に、上
記で入力した電圧アナログ値の１／ｍ（ｍ≧１）を第
２相の電流入力として入力し、その時の上記第三のディ
ジタルローパスフィルタの出力をｗ0nとし、Ｌ＝（ｗ01
／ｎｍ）−ｗ0nの値を軽負荷調整値として、上記軽負荷
調整レジスタに設定する軽負荷調整手段。 第二のアナログ・ディジタル変換手段と第二のディジ
タルローパスフィルタ間に所望のシフト数のシフトが可
能なシフトレジスタと、このシフトレジスタのシフト数
を指定するＰ１，Ｐ２，Ｐ３の各レジスタとを設け、第
１相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同
一で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記
第三のディジタルローパスフィルタの出力をＷ0P1と
し、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．５）−ｗ0P1（但し、Ｋは定
数）なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定し、第２
相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同一
で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記第
三のディジタルローパスフィルタの出力をｗ0P2とし、
Ｐ２＝Ｋ（ｗ01×０．５）−Ｗ0P2なる値を上記Ｐ１の
シフトレジスタに設定し、第３相の入力として上記の
入力アナログ値と実効値が同一で力率＝０．５のアナロ
グ値を入力し、その時の上記第三のディジタルローパス
フィルタの出力をｗ0P3とし、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．
５）−ｗ0P3なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定
し、上記切替手段に同期して各相の位相を上記シフトレ
ジスタで順次Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の値にシフトさせ位相調
整する位相調整手段。上記の調整手段の内少な
くとも一つの調整手段を備えたものである。
【００２９】
【作用】請求項１の発明によれば、第一および第二のア
ナログ・ディジタル変換手段によりアナログ値である交
流電流および交流電圧信号を量子化し、この量子化され
た信号を第一および第二の移動平均処理手段により移動
平均処理して、そのそれぞれ電流および電圧に対応する
信号を乗算器により乗算して電力に対応する信号を得、
この信号を積算して精度の高い電力量を得る。
ナログ・ディジタル変換手段によりアナログ値である交
流電流および交流電圧信号を量子化し、この量子化され
た信号を第一および第二の移動平均処理手段により移動
平均処理して、そのそれぞれ電流および電圧に対応する
信号を乗算器により乗算して電力に対応する信号を得、
この信号を積算して精度の高い電力量を得る。
【００３０】請求項２の発明によれば、１／ｎ間引手段
（ｎ≧１）により、量子化された交流電流および交流電
圧のサンプリング値列から１／ｎの割合で間引く操作を
行ない、演算回数の低減を図る。
（ｎ≧１）により、量子化された交流電流および交流電
圧のサンプリング値列から１／ｎの割合で間引く操作を
行ない、演算回数の低減を図る。
【００３１】請求項３の発明によれば、切替手段で複数
の各入力に対し所定の周期で切り替えてシグマ・デルタ
変調回路へ順次入力し、シグマ・デルタ変調回路で、ア
ナログ入力値を積分器で積分し比較器を通してディジタ
ル値を出力すると共に、その出力を遅延しＤ／Ａ変換し
て上記積分器の入力側にフィードバックする。そして切
替手段の切替周期に同期して順次上記積分器で積分され
る積分値を上記複数の各入力に対応してそれぞれ保持手
段で保持し、上記複数の各入力に対し上記積分器による
積分と上記保持手段による積分値の保持とを上記所定の
周期で順次行い出力し、一つのシグマ・デルタ変調回路
で複数入力に対応する。
の各入力に対し所定の周期で切り替えてシグマ・デルタ
変調回路へ順次入力し、シグマ・デルタ変調回路で、ア
ナログ入力値を積分器で積分し比較器を通してディジタ
ル値を出力すると共に、その出力を遅延しＤ／Ａ変換し
て上記積分器の入力側にフィードバックする。そして切
替手段の切替周期に同期して順次上記積分器で積分され
る積分値を上記複数の各入力に対応してそれぞれ保持手
段で保持し、上記複数の各入力に対し上記積分器による
積分と上記保持手段による積分値の保持とを上記所定の
周期で順次行い出力し、一つのシグマ・デルタ変調回路
で複数入力に対応する。
【００３２】請求項４の発明によれば、第一および第二
の移動平均処理手段は８ビット以下の出力で所定の精度
内の電力量計量を行うことができる。
の移動平均処理手段は８ビット以下の出力で所定の精度
内の電力量計量を行うことができる。
【００３３】請求項５の発明によれば、第一のアナログ
・ディジタル変換手段で交流電流を量子化し、第二のア
ナログ・ディジタル変換手段で交流電圧を量子化し、第
一および第二のディジタルローパスフィルタで上記量子
化された交流電流および交流電圧をそれぞれ低域通過さ
せ、間引手段で低域通過した後の量子化された交流電流
および交流電圧のサンプリング値列から１／ｍ（ｍは第
一・第二のディジタルローパスフィルタの遅延手段の個
数以上の数）の割合で間引き、この間引手段からの交流
電流および交流電圧を第一の乗算手段で乗算し、この乗
算手段からの出力を積算手段で積算して高精度の電力量
を得る。
・ディジタル変換手段で交流電流を量子化し、第二のア
ナログ・ディジタル変換手段で交流電圧を量子化し、第
一および第二のディジタルローパスフィルタで上記量子
化された交流電流および交流電圧をそれぞれ低域通過さ
せ、間引手段で低域通過した後の量子化された交流電流
および交流電圧のサンプリング値列から１／ｍ（ｍは第
一・第二のディジタルローパスフィルタの遅延手段の個
数以上の数）の割合で間引き、この間引手段からの交流
電流および交流電圧を第一の乗算手段で乗算し、この乗
算手段からの出力を積算手段で積算して高精度の電力量
を得る。
【００３４】請求項６の発明によれば、第一，第二の積
分手段により、量子化された交流電流および交流電圧の
各々を一周期分積分し、その出力を第二の乗算手段によ
り乗算し、第一の乗算手段の出力から第二の乗算手段の
出力を減算手段により減算するもので、直流成分の影響
による電力演算誤差を低減する。
分手段により、量子化された交流電流および交流電圧の
各々を一周期分積分し、その出力を第二の乗算手段によ
り乗算し、第一の乗算手段の出力から第二の乗算手段の
出力を減算手段により減算するもので、直流成分の影響
による電力演算誤差を低減する。
【００３５】請求項７の発明によれば、ゼロクロス検出
手段により、交流電圧のゼロクロスにより検出し、その
ゼロクロスの検出に基づいて量子化された交流電流およ
び交流電圧の一周期分を検出し、第一，第二の積分手段
により交流電流および交流電圧の一周期分の積分値をと
り出すもので、周波数が変動しても常に電流および電圧
の直流成分の影響を除去する。
手段により、交流電圧のゼロクロスにより検出し、その
ゼロクロスの検出に基づいて量子化された交流電流およ
び交流電圧の一周期分を検出し、第一，第二の積分手段
により交流電流および交流電圧の一周期分の積分値をと
り出すもので、周波数が変動しても常に電流および電圧
の直流成分の影響を除去する。
【００３６】請求項８の発明によれば、切替手段で入力
される多素子の交流電流と交流電圧から対応する各素子
の交流電流と交流電圧を所定の周期で順次取り出し、こ
の切替手段からの各素子の交流電流と交流電圧を第一の
アナログ・ディジタル変換手段および第二のアナログ・
ディジタル変換手段順次量子化して、第一および第二の
ディジタルローパスフィルタで順次低域を通過させ、間
引手段で１／ｍ（ｍは第一・第二のディジタルローパス
フィルタの遅延手段の個数以上の数）に間引き、間引手
段からの多素子入力に対応する交流電流および交流電圧
をそれぞれ乗算し、この乗算結果の和を演算手段で求
め、この和の出力を積算手段で積算して電力量を得る。
される多素子の交流電流と交流電圧から対応する各素子
の交流電流と交流電圧を所定の周期で順次取り出し、こ
の切替手段からの各素子の交流電流と交流電圧を第一の
アナログ・ディジタル変換手段および第二のアナログ・
ディジタル変換手段順次量子化して、第一および第二の
ディジタルローパスフィルタで順次低域を通過させ、間
引手段で１／ｍ（ｍは第一・第二のディジタルローパス
フィルタの遅延手段の個数以上の数）に間引き、間引手
段からの多素子入力に対応する交流電流および交流電圧
をそれぞれ乗算し、この乗算結果の和を演算手段で求
め、この和の出力を積算手段で積算して電力量を得る。
【００３７】請求項９の発明によれば、第一および第二
のディジタルローパスフィルタは８ビット以下の出力で
所定の精度内の電力量計量を行う。
のディジタルローパスフィルタは８ビット以下の出力で
所定の精度内の電力量計量を行う。
【００３８】請求項１０の発明によれば、基準電流およ
び基準電圧を入力して求めた量子化されたオフセット電
流およびオフセット電圧からオフセット電力を演算し、
この演算結果を上記オフセット電力値としてオフセット
調整手段に設定し、量子化された電力値からオフセット
電力値を減算してオフセット調整を行う。
び基準電圧を入力して求めた量子化されたオフセット電
流およびオフセット電圧からオフセット電力を演算し、
この演算結果を上記オフセット電力値としてオフセット
調整手段に設定し、量子化された電力値からオフセット
電力値を減算してオフセット調整を行う。
【００３９】請求項１１の発明によれば、基準電流およ
び基準電圧を所定の周期で入力して求めた量子化された
オフセット電流およびオフセット電圧からオフセット電
力を演算し、この演算結果を上記所定の周期毎に上記オ
フセット電力値としてオフセット調整手段に設定し、量
子化された電力値からオフセット電力値を減算してオフ
セット調整を行う。
び基準電圧を所定の周期で入力して求めた量子化された
オフセット電流およびオフセット電圧からオフセット電
力を演算し、この演算結果を上記所定の周期毎に上記オ
フセット電力値としてオフセット調整手段に設定し、量
子化された電力値からオフセット電力値を減算してオフ
セット調整を行う。
【００４０】請求項１２の発明によれば、遅延手段によ
り電圧位相角を調整して位相角誤差を補正する。
り電圧位相角を調整して位相角誤差を補正する。
【００４１】請求項１３の発明によれば、遅延手段によ
り電流位相角を調整して位相角誤差を補正する。
り電流位相角を調整して位相角誤差を補正する。
【００４２】請求項１４の発明によれば、所望のシフト
数のシフトが可能なシフトレジスタによって位相角を調
整して位相角誤差を補正する。
数のシフトが可能なシフトレジスタによって位相角を調
整して位相角誤差を補正する。
【００４３】請求項１５の発明によれば、ｎ素子の交流
電流と交流電圧が入力される多素子入力の場合、Ｂ２，
Ｂ３，・・・Ｂｎのバランス調整レジスタに、第１，
２，３，・・・ｎの各素子の入力にそれぞれ基準電流お
よび基準電圧を与えて計量した量子化された電力値をｗ
1，ｗ2，ｗ3，・・・ｗnとし、Ｂ２＝ｗ1／ｗ2，Ｂ３＝
ｗ1／ｗ3，・・・Ｂｎ＝ｗ1／ｗnの各バランス調整値を
それぞれ設定する。上記各バランス調整値を、通常の被
計量対象の交流電流と交流電圧から求めた各第２，３，
・・・ｎ素子の量子化された電力値に乗算手段でそれぞ
れ乗じ、バランス調整を行う。
電流と交流電圧が入力される多素子入力の場合、Ｂ２，
Ｂ３，・・・Ｂｎのバランス調整レジスタに、第１，
２，３，・・・ｎの各素子の入力にそれぞれ基準電流お
よび基準電圧を与えて計量した量子化された電力値をｗ
1，ｗ2，ｗ3，・・・ｗnとし、Ｂ２＝ｗ1／ｗ2，Ｂ３＝
ｗ1／ｗ3，・・・Ｂｎ＝ｗ1／ｗnの各バランス調整値を
それぞれ設定する。上記各バランス調整値を、通常の被
計量対象の交流電流と交流電圧から求めた各第２，３，
・・・ｎ素子の量子化された電力値に乗算手段でそれぞ
れ乗じ、バランス調整を行う。
【００４４】請求項１６の発明によれば、量子化された
電力値の積算値が予め設定した定格基準値を超える毎に
リセットして積算を繰り返すと共に、上記電力値の積算
値が上記定格基準値を超える迄の時間を計測し、この時
間が所定の時間以上であると、上記計測した時間内の電
力量を計量しないようして潜動防止を行い、入力電力量
の無い状態での計量誤差を少なくする。
電力値の積算値が予め設定した定格基準値を超える毎に
リセットして積算を繰り返すと共に、上記電力値の積算
値が上記定格基準値を超える迄の時間を計測し、この時
間が所定の時間以上であると、上記計測した時間内の電
力量を計量しないようして潜動防止を行い、入力電力量
の無い状態での計量誤差を少なくする。
【００４５】請求項１７の発明によれば、第三のディジ
タルローパスフィルタを通過した出力に対して潜動防止
をし、入力電力量の無い状態での計量誤差をより少なく
する。
タルローパスフィルタを通過した出力に対して潜動防止
をし、入力電力量の無い状態での計量誤差をより少なく
する。
【００４６】請求項１８の発明によれば、量子化された
電力値に対し、少なくとも軽負荷時に所定の軽負荷調整
値を加え、軽負荷での計量誤差を少なくする。
電力値に対し、少なくとも軽負荷時に所定の軽負荷調整
値を加え、軽負荷での計量誤差を少なくする。
【００４７】請求項１９の発明によれば、所定の動作ク
ロック周波数ｆで動作する第三のディジタルローパスフ
ィルタで量子化された電力値を低域通過させ、第一のレ
ジスタに記憶する。動作クロック周波数がｆのｎ倍の周
波数で動作する第二のレジスタに第一のレジスタの値を
ｎ回加算して記憶する。この第二のレジスタの値と予め
設定した定格基準値との比較を動作クロック周波数をｆ
のｎ倍の周波数で行い、定格基準値を超える毎に電力量
を計量する出力を比較手段で送出し、計量精度の測定が
短時間で行える。
ロック周波数ｆで動作する第三のディジタルローパスフ
ィルタで量子化された電力値を低域通過させ、第一のレ
ジスタに記憶する。動作クロック周波数がｆのｎ倍の周
波数で動作する第二のレジスタに第一のレジスタの値を
ｎ回加算して記憶する。この第二のレジスタの値と予め
設定した定格基準値との比較を動作クロック周波数をｆ
のｎ倍の周波数で行い、定格基準値を超える毎に電力量
を計量する出力を比較手段で送出し、計量精度の測定が
短時間で行える。
【００４８】請求項２０の発明によれば、基準電流およ
び基準電圧を入力して得られた実測上の基準電力値と、
上記基準電流と基準電圧とを乗じて算出した計算上の基
準電力値との比に応じて先に設定した定格基準値を修正
し、この修正された定格基準値を定格調整手段の定格基
準値として設定し、この定格基準値で入力された電力量
を補正された電力量として出力し、この出力が積算され
て正確な電力量が計量される。
び基準電圧を入力して得られた実測上の基準電力値と、
上記基準電流と基準電圧とを乗じて算出した計算上の基
準電力値との比に応じて先に設定した定格基準値を修正
し、この修正された定格基準値を定格調整手段の定格基
準値として設定し、この定格基準値で入力された電力量
を補正された電力量として出力し、この出力が積算され
て正確な電力量が計量される。
【００４９】請求項２１の発明によれば、切替手段で第
１相、第２相、第３相の各入力電流および入力電圧を所
定の周期で順次切り替え出力して、第一および第二のア
ナログ・ディジタル変換手段で各相の交流電流および交
流電圧をそれぞれ量子化する。次に第一および第二のデ
ィジタルローパスフィルタを低域通過させ、間引手段で
低域通過した後の量子化された各相の交流電流および交
流電圧のサンプリング値列から１／ｍの割合で間引き、
この間引手段からの各相の交流電流および交流電圧をそ
れぞれ乗算し、この乗算結果の和を演算手段求め、この
和の出力を第三のディジタルローパスフィルタで低域通
過させ積算手段で積算するようにすると共に、 通常の被計量対象の交流電流と交流電圧から求めた第
２相および第３相の量子化された電力値にそれぞれバラ
ンス調整値Ｂ１，Ｂ２を乗じる第一および第二のバラン
ス調整レジスタを設け、第１相の電流・電圧入力として
同位相で所定のアナログ値を入力し、この時の上記第三
のディジタルローパスフィルタの出力をｗ01とし、第２
相の電流・電圧入力として上記アナログ値を入力し、こ
の時の上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を
ｗ02とし、第１相の電流・電圧入力として上記アナログ
値を入力し、この時の上記第三のディジタルローパスフ
ィルタの出力をｗ03とし、Ｂ２＝ｗ01／ｗ02の値を第一
のバランス調整レジスタに設定し、Ｂ３＝ｗ01／ｗ03の
値を第二のバランス調整レジスタに設定するバランス調
整手段で調整する。 上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を積算
するレジスタと、Ｆ＝（ｗ01／基準電力）×定格基準
値、なる値を設定するＦ値設定レジスタとを設け、 （但し、基準電力＝基準電圧・基準電流を乗じた計算上
の積、定格基準値＝電力量当たりのパルス数を決める計
算上の値（定数）） 量子化された電力量を上記レジスタで積算し、この積算
値が上記Ｆ値を超えるごとに電力量を計量する出力を送
出すると共に、上記レジスタをリセットする定格調整手
段で調整する。 設定された軽負荷調整値を上記第三のディジタルロー
パスフィルタの出力値に加算する軽負荷調整レジスタを
設け、上記で入力した電流アナログ値の１／ｎ（ｎ≧
１）の値を第１相の電流入力として入力すると共に、上
記で入力した電圧アナログ値の１／ｍ（ｍ≧１）を第
２相の電流入力として入力し、その時の上記第三のディ
ジタルローパスフィルタの出力をｗ0nとし、Ｌ＝（ｗ01
／ｎｍ）−ｗ0nの値を軽負荷調整値として、上記軽負荷
調整レジスタに設定する軽負荷調整手段で調整する。 第二のアナログ・ディジタル変換手段と第二のディジ
タルローパスフィルタ間に所望のシフト数のシフトが可
能なシフトレジスタと、このシフトレジスタのシフト数
を指定するＰ１，Ｐ２，Ｐ３の各レジスタとを設け、第
１相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同
一で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記
第三のディジタルローパスフィルタの出力をＷ0P1と
し、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．５）−ｗ0P1（但し、Ｋは定
数）なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定し、第２
相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同一
で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記第
三のディジタルローパスフィルタの出力をｗ0P2とし、
Ｐ２＝Ｋ（ｗ01×０．５）−Ｗ0P2なる値を上記Ｐ１の
シフトレジスタに設定し、第３相の入力として上記の
入力アナログ値と実効値が同一で力率＝０．５のアナロ
グ値を入力し、その時の上記第三のディジタルローパス
フィルタの出力をｗ0P3とし、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．
５）−ｗ0P3なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定
し、上記切替手段に同期して各相の位相を上記シフトレ
ジスタで順次Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の値にシフトさせ位相調
整する位相調整手段で調整する。上記の調整手
段の内少なくとも一つの調整手段を用いて調整する。
１相、第２相、第３相の各入力電流および入力電圧を所
定の周期で順次切り替え出力して、第一および第二のア
ナログ・ディジタル変換手段で各相の交流電流および交
流電圧をそれぞれ量子化する。次に第一および第二のデ
ィジタルローパスフィルタを低域通過させ、間引手段で
低域通過した後の量子化された各相の交流電流および交
流電圧のサンプリング値列から１／ｍの割合で間引き、
この間引手段からの各相の交流電流および交流電圧をそ
れぞれ乗算し、この乗算結果の和を演算手段求め、この
和の出力を第三のディジタルローパスフィルタで低域通
過させ積算手段で積算するようにすると共に、 通常の被計量対象の交流電流と交流電圧から求めた第
２相および第３相の量子化された電力値にそれぞれバラ
ンス調整値Ｂ１，Ｂ２を乗じる第一および第二のバラン
ス調整レジスタを設け、第１相の電流・電圧入力として
同位相で所定のアナログ値を入力し、この時の上記第三
のディジタルローパスフィルタの出力をｗ01とし、第２
相の電流・電圧入力として上記アナログ値を入力し、こ
の時の上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を
ｗ02とし、第１相の電流・電圧入力として上記アナログ
値を入力し、この時の上記第三のディジタルローパスフ
ィルタの出力をｗ03とし、Ｂ２＝ｗ01／ｗ02の値を第一
のバランス調整レジスタに設定し、Ｂ３＝ｗ01／ｗ03の
値を第二のバランス調整レジスタに設定するバランス調
整手段で調整する。 上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を積算
するレジスタと、Ｆ＝（ｗ01／基準電力）×定格基準
値、なる値を設定するＦ値設定レジスタとを設け、 （但し、基準電力＝基準電圧・基準電流を乗じた計算上
の積、定格基準値＝電力量当たりのパルス数を決める計
算上の値（定数）） 量子化された電力量を上記レジスタで積算し、この積算
値が上記Ｆ値を超えるごとに電力量を計量する出力を送
出すると共に、上記レジスタをリセットする定格調整手
段で調整する。 設定された軽負荷調整値を上記第三のディジタルロー
パスフィルタの出力値に加算する軽負荷調整レジスタを
設け、上記で入力した電流アナログ値の１／ｎ（ｎ≧
１）の値を第１相の電流入力として入力すると共に、上
記で入力した電圧アナログ値の１／ｍ（ｍ≧１）を第
２相の電流入力として入力し、その時の上記第三のディ
ジタルローパスフィルタの出力をｗ0nとし、Ｌ＝（ｗ01
／ｎｍ）−ｗ0nの値を軽負荷調整値として、上記軽負荷
調整レジスタに設定する軽負荷調整手段で調整する。 第二のアナログ・ディジタル変換手段と第二のディジ
タルローパスフィルタ間に所望のシフト数のシフトが可
能なシフトレジスタと、このシフトレジスタのシフト数
を指定するＰ１，Ｐ２，Ｐ３の各レジスタとを設け、第
１相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同
一で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記
第三のディジタルローパスフィルタの出力をＷ0P1と
し、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．５）−ｗ0P1（但し、Ｋは定
数）なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定し、第２
相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同一
で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記第
三のディジタルローパスフィルタの出力をｗ0P2とし、
Ｐ２＝Ｋ（ｗ01×０．５）−Ｗ0P2なる値を上記Ｐ１の
シフトレジスタに設定し、第３相の入力として上記の
入力アナログ値と実効値が同一で力率＝０．５のアナロ
グ値を入力し、その時の上記第三のディジタルローパス
フィルタの出力をｗ0P3とし、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．
５）−ｗ0P3なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定
し、上記切替手段に同期して各相の位相を上記シフトレ
ジスタで順次Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の値にシフトさせ位相調
整する位相調整手段で調整する。上記の調整手
段の内少なくとも一つの調整手段を用いて調整する。
【００５０】
実施例１．以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１において、１０はアナログ電流信号ｉを入力
とする第一のシグマ・デルタ変調回路、１１はアナログ
電圧信号ｖを入力とする第二のシグマ・デルタ変調回路
である。１２は第一の１６タップ移動平均ディジタルフ
ィルタで、上記第一のシグマ・デルタ変調回路１０の出
力を１６点（以下、１６タップと称する。）で移動平均
を行う。１４は、上記第一の移動平均ディジタルフィル
タ１２に接続された第二の１６タップ移動平均ディジタ
ルフィルタ、１３は、上記第二のシグマ・デルタ変調回
路１１の出力を１６タップで移動平均する第三の１６タ
ップ移動平均ディジタルフィルタ、１５は、上記第三の
１６タップ移動平均ディジタルフィルタ１３に接続され
た第四の１６タップ移動平均ディジタルフィルタであ
る。上記第一，第二の１６タップ移動平均ディジタルフ
ィルタ１２，１４により第一の移動平均処理手段が構成
され、第三，第四の１６タップ移動平均ディジタルフィ
ルタ１３，１５により第二の移動平均処理手段が構成さ
れている。
する。図１において、１０はアナログ電流信号ｉを入力
とする第一のシグマ・デルタ変調回路、１１はアナログ
電圧信号ｖを入力とする第二のシグマ・デルタ変調回路
である。１２は第一の１６タップ移動平均ディジタルフ
ィルタで、上記第一のシグマ・デルタ変調回路１０の出
力を１６点（以下、１６タップと称する。）で移動平均
を行う。１４は、上記第一の移動平均ディジタルフィル
タ１２に接続された第二の１６タップ移動平均ディジタ
ルフィルタ、１３は、上記第二のシグマ・デルタ変調回
路１１の出力を１６タップで移動平均する第三の１６タ
ップ移動平均ディジタルフィルタ、１５は、上記第三の
１６タップ移動平均ディジタルフィルタ１３に接続され
た第四の１６タップ移動平均ディジタルフィルタであ
る。上記第一，第二の１６タップ移動平均ディジタルフ
ィルタ１２，１４により第一の移動平均処理手段が構成
され、第三，第四の１６タップ移動平均ディジタルフィ
ルタ１３，１５により第二の移動平均処理手段が構成さ
れている。
【００５１】１６は第一の１周期移動平均ディジタルフ
ィルタで、第一の１６タップ移動平均ディジタルフィル
タ１２と並列に接続されている。１７は第三の１６タッ
プ移動平均ディジタルフィルタ１３と並列に接続された
第二の１周期移動平均ディジタルフィルタである。上記
第一，第二の１周期移動平均ディジタルフィルタ１６，
１７により第一および第二の積分手段が構成されてい
る。１８は第一の乗算器で、第二および第四の１６タッ
プ移動平均ディジタルフィルタ１４，１５の出力を、１
／８間引手段１４１，１５１により各々８個のデータの
うち１個のデータのみを間引いて入力している。１９は
第二の乗算器で、第一および第二の１周期移動平均ディ
ジタルフィルタ１６，１７の出力を、１／８間引手段１
６１，１７１により各々、８個のデータのうち１個のデ
ータのみを間引いて入力している。２０は減算器で、上
記第一の乗算器１８の出力と第二の乗算器１９の出力と
の差を演算し電力データｗを算出している。３０は、上
記電力データｗを積算するカウンターである。
ィルタで、第一の１６タップ移動平均ディジタルフィル
タ１２と並列に接続されている。１７は第三の１６タッ
プ移動平均ディジタルフィルタ１３と並列に接続された
第二の１周期移動平均ディジタルフィルタである。上記
第一，第二の１周期移動平均ディジタルフィルタ１６，
１７により第一および第二の積分手段が構成されてい
る。１８は第一の乗算器で、第二および第四の１６タッ
プ移動平均ディジタルフィルタ１４，１５の出力を、１
／８間引手段１４１，１５１により各々８個のデータの
うち１個のデータのみを間引いて入力している。１９は
第二の乗算器で、第一および第二の１周期移動平均ディ
ジタルフィルタ１６，１７の出力を、１／８間引手段１
６１，１７１により各々、８個のデータのうち１個のデ
ータのみを間引いて入力している。２０は減算器で、上
記第一の乗算器１８の出力と第二の乗算器１９の出力と
の差を演算し電力データｗを算出している。３０は、上
記電力データｗを積算するカウンターである。
【００５２】図２は、図１における第一および第二のシ
グマ・デルタ変調回路１０，１１を、一次シグマ・デル
タ変調回路で構成した場合の内部構成を示す。図２にお
いて、入力Ｘ（ｚ）は、サンプリング周波数（ｆS）の
単位で加算器３１に取込まれる。加算器３１の出力は、
積分器３２に接続され、積分器３２の出力を比較器３３
により１ビットの論理データＹ（ｚ）として出力する。
この出力データは、遅延手段３５を介して１ビットＤ／
Ａ変換器３４により、加算器３１へフィードバックされ
ている。以上の構成は、１次シグマ・デルタ変調回路と
呼ばれるものである。
グマ・デルタ変調回路１０，１１を、一次シグマ・デル
タ変調回路で構成した場合の内部構成を示す。図２にお
いて、入力Ｘ（ｚ）は、サンプリング周波数（ｆS）の
単位で加算器３１に取込まれる。加算器３１の出力は、
積分器３２に接続され、積分器３２の出力を比較器３３
により１ビットの論理データＹ（ｚ）として出力する。
この出力データは、遅延手段３５を介して１ビットＤ／
Ａ変換器３４により、加算器３１へフィードバックされ
ている。以上の構成は、１次シグマ・デルタ変調回路と
呼ばれるものである。
【００５３】図２に示す１次シグマ・デルタ変調回路の
入出力関係式は、（３）式で表わされる。 Ｙ（ｚ）＝Ｘ（ｚ）＋（１−Ｚ-1）Ｑ（ｚ） ・・・・（３） （Ｑ（ｚ）は量子化により発生するノイズ） （３）式に示す通り、シグマ・デルタ変調の入力信号Ｘ
（ｚ）は出力Ｙ（ｚ）にそのままあらわれ、出力データ
としては、さらにノイズＱ（ｚ）が加算された情報とな
っている。
入出力関係式は、（３）式で表わされる。 Ｙ（ｚ）＝Ｘ（ｚ）＋（１−Ｚ-1）Ｑ（ｚ） ・・・・（３） （Ｑ（ｚ）は量子化により発生するノイズ） （３）式に示す通り、シグマ・デルタ変調の入力信号Ｘ
（ｚ）は出力Ｙ（ｚ）にそのままあらわれ、出力データ
としては、さらにノイズＱ（ｚ）が加算された情報とな
っている。
【００５４】以上は、１次シグマ・デルタ変調回路の例
であるが、図１の第一および第二のシグマ・デルタ変調
回路１０，１１を図３に示す２次シグマ・デルタ変調回
路で構成することもできる。図３に示す２次シグマ・デ
ルタ変調回路の場合、加算器４１，４６と積分器４２，
４７が各々２段の構成となっており、その他の構成要素
は、図２に示す１次シグマ・デルタ変調回路と同様の構
成である。図３に示す２次シグマ・デルタ変調回路の入
出力関係式を（４）式で表す。 Ｙ（ｚ）＝Ｘ（ｚ）＋（１−ｚ-1）2 Ｑ（ｚ） ・・・（４） （Ｑ（ｚ）は量子化により発生するノイズ） （４）式も１次シグマ・デルタ変調回路の場合と同様、
入力信号Ｘ（ｚ）が出力Ｙ（ｚ）にそのままあらわれ、
出力データとしてはさらにノイズＱ（ｚ）が加算された
情報となっている。ここで、（３）式と（４）式の違い
は、各式の第２項であるノイズ（Ｑ（ｚ））に起因する
量子化雑音分布の違いのみである。
であるが、図１の第一および第二のシグマ・デルタ変調
回路１０，１１を図３に示す２次シグマ・デルタ変調回
路で構成することもできる。図３に示す２次シグマ・デ
ルタ変調回路の場合、加算器４１，４６と積分器４２，
４７が各々２段の構成となっており、その他の構成要素
は、図２に示す１次シグマ・デルタ変調回路と同様の構
成である。図３に示す２次シグマ・デルタ変調回路の入
出力関係式を（４）式で表す。 Ｙ（ｚ）＝Ｘ（ｚ）＋（１−ｚ-1）2 Ｑ（ｚ） ・・・（４） （Ｑ（ｚ）は量子化により発生するノイズ） （４）式も１次シグマ・デルタ変調回路の場合と同様、
入力信号Ｘ（ｚ）が出力Ｙ（ｚ）にそのままあらわれ、
出力データとしてはさらにノイズＱ（ｚ）が加算された
情報となっている。ここで、（３）式と（４）式の違い
は、各式の第２項であるノイズ（Ｑ（ｚ））に起因する
量子化雑音分布の違いのみである。
【００５５】図４に、２次シグマ・デルタ変調回路の変
調動作により、生ずる量子化雑音の分布スペクトルを示
している。図４に示す通り、低周波域の量子化雑音は小
さく高周波域の量子化雑音が大きくなっている。前述図
２に示す１次シグマ・デルタ変調回路の場合も同様の量
子化雑音の分布を示すが、図３の２次シグマ・デルタ変
調回路の方が、より低周波域での量子化雑音が小さくな
る特徴をもっている。
調動作により、生ずる量子化雑音の分布スペクトルを示
している。図４に示す通り、低周波域の量子化雑音は小
さく高周波域の量子化雑音が大きくなっている。前述図
２に示す１次シグマ・デルタ変調回路の場合も同様の量
子化雑音の分布を示すが、図３の２次シグマ・デルタ変
調回路の方が、より低周波域での量子化雑音が小さくな
る特徴をもっている。
【００５６】そこで図１の本発明の実施例１では、サン
プリング周波数ｆS ＝１２２．８８KHz 、第一，第二の
シグマ・デルタ変調回路１０，１１として、図３に示す
２次シグマ・デルタ変調回路を用いたものとして、動作
説明を進める。前述のとおり第一，第二のシグマ・デル
タ変調回路１０，１１の出力は、入力信号に量子化雑音
が加算されたものであり、かつサンプリングレートが１
２２．８８KHz の１ビットシリアル論理データである。
そこで図１に示す第一，第三の１６タップ移動平均ディ
ジタルフィルタ１２，１３は、高周波域の量子化雑音を
減衰させるローパスフィルタの役目を果す。通常、ディ
ジタルフィルタは、図５に示すとおり、遅延手段５１，
５２，５３および乗算器５４，５５，５６，５７および
加算器５８，５９，６０で構成される。図５に示すディ
ジタルフィルタでローパスフィルタの形状を決める要素
として、係数ａ0，ａ1，ａ2，・・・・，ａ15がある
が、移動平均ディジタルフィルタとは、係数ａ0＝ａ1＝
ａ2＝・・・・＝ａ15＝１の場合である。従って、移動
平均ディジタルフィルタの場合、図５に示す乗算器５
４，５５，５６，５７が不要となり非常に簡単な構成で
実現できる。
プリング周波数ｆS ＝１２２．８８KHz 、第一，第二の
シグマ・デルタ変調回路１０，１１として、図３に示す
２次シグマ・デルタ変調回路を用いたものとして、動作
説明を進める。前述のとおり第一，第二のシグマ・デル
タ変調回路１０，１１の出力は、入力信号に量子化雑音
が加算されたものであり、かつサンプリングレートが１
２２．８８KHz の１ビットシリアル論理データである。
そこで図１に示す第一，第三の１６タップ移動平均ディ
ジタルフィルタ１２，１３は、高周波域の量子化雑音を
減衰させるローパスフィルタの役目を果す。通常、ディ
ジタルフィルタは、図５に示すとおり、遅延手段５１，
５２，５３および乗算器５４，５５，５６，５７および
加算器５８，５９，６０で構成される。図５に示すディ
ジタルフィルタでローパスフィルタの形状を決める要素
として、係数ａ0，ａ1，ａ2，・・・・，ａ15がある
が、移動平均ディジタルフィルタとは、係数ａ0＝ａ1＝
ａ2＝・・・・＝ａ15＝１の場合である。従って、移動
平均ディジタルフィルタの場合、図５に示す乗算器５
４，５５，５６，５７が不要となり非常に簡単な構成で
実現できる。
【００５７】尚、図１に示す構成の第一，第二の１６タ
ップ移動平均ディジタルフィルタ１２，１４を合わせて
図５に示すディジタルフィルタ（係数ａnが１のみでは
ない）の構成でも実現できる。この場合、第一，第二の
１６タップ移動平均ディジタルフィルタ１２，１４は、
Ｈ（ｚ）＝（１＋Ｚ-1＋・・・＋Ｚ-15）（１＋Ｚ-1＋
・・・＋Ｚ-15）と表され式を展開すると、Ｈ（ｚ）＝
（１＋２Ｚ-1＋３Ｚ-2，・・・＋３Ｚ-28＋２Ｚ-29＋Ｚ
-30）となる。つまり、係数ａnが（１，２，３，・・
・，３，２，１）を有し、タップ数３１の図５に示すデ
ィジタルフィルタが２段の移動平均ディジタルフィルタ
と等価であることが解る。図１に示す第三，第四の１６
タップ移動平均ディジタルフィルタ１３，１５の場合も
同様である。
ップ移動平均ディジタルフィルタ１２，１４を合わせて
図５に示すディジタルフィルタ（係数ａnが１のみでは
ない）の構成でも実現できる。この場合、第一，第二の
１６タップ移動平均ディジタルフィルタ１２，１４は、
Ｈ（ｚ）＝（１＋Ｚ-1＋・・・＋Ｚ-15）（１＋Ｚ-1＋
・・・＋Ｚ-15）と表され式を展開すると、Ｈ（ｚ）＝
（１＋２Ｚ-1＋３Ｚ-2，・・・＋３Ｚ-28＋２Ｚ-29＋Ｚ
-30）となる。つまり、係数ａnが（１，２，３，・・
・，３，２，１）を有し、タップ数３１の図５に示すデ
ィジタルフィルタが２段の移動平均ディジタルフィルタ
と等価であることが解る。図１に示す第三，第四の１６
タップ移動平均ディジタルフィルタ１３，１５の場合も
同様である。
【００５８】そこで、第一，第三の１６タップ移動平均
ディジタルフィルタ１２，１３を通し、さらに第二，第
四の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ１４，１５
を通した後の出力の量子化雑音の分布スペクトルを図６
に示す。アナログ電流信号ｉに対応する第二の１６タッ
プ移動平均ディジタルフィルタ１４の８ビット幅出力デ
ータと、アナログ電圧信号ｖに対応する第四の１６タッ
プ移動平均ディジタルフィルタ１５の８ビット幅出力デ
ータは、各々、１／８間引手段１４１，１５１により８
個の出力データのうち１個の出力データを取り出す間引
き操作を行なった後、第一の乗算器１８で電力を演算す
る。
ディジタルフィルタ１２，１３を通し、さらに第二，第
四の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ１４，１５
を通した後の出力の量子化雑音の分布スペクトルを図６
に示す。アナログ電流信号ｉに対応する第二の１６タッ
プ移動平均ディジタルフィルタ１４の８ビット幅出力デ
ータと、アナログ電圧信号ｖに対応する第四の１６タッ
プ移動平均ディジタルフィルタ１５の８ビット幅出力デ
ータは、各々、１／８間引手段１４１，１５１により８
個の出力データのうち１個の出力データを取り出す間引
き操作を行なった後、第一の乗算器１８で電力を演算す
る。
【００５９】そこで、電力の精度を検討してみると、第
一の乗算器１８に入力される電圧データＶと電流データ
Ｉは（５）（６）式で表わされる。 Ｖ＝ＶS＋ΣＶN（ＶSは入力信号，ＶNは各周波数毎の量子化雑音）（５） Ｉ＝ＩS＋ΣＩN（ＩSは入力信号，ＩNは各周波数毎の量子化雑音）（６） 電力Ｗおよび電力誤差εは、（７）（８）式で表わされ
る。 Ｗ＝Ｖ・Ｉ＝ＶS・ＩS＋ＶS・ＩNS＋ＶNS・ＩS＋Σ（ＶN・ＩN）（７） （ここで、ＶNSは電圧信号周波成分の量子化雑音、ＩNS
は電流信号周波成分の量子化雑音） ここで本実施例１の場合、ＶS＝０dB，ＩS＝−42dB（最
大入力の１／120 ）として、図６に示す量子化雑音レベ
ルより、ＩNS＝−110dB ，ＶNS＝−110dB ，さらに、各
周波数毎の量子化雑音レベルは、平均的にはＩN＝−80d
B，ＶN＝−80dB以下と設定できる。従って、（８） 式
よりε≒0.16％の電力精度が確保できる。
一の乗算器１８に入力される電圧データＶと電流データ
Ｉは（５）（６）式で表わされる。 Ｖ＝ＶS＋ΣＶN（ＶSは入力信号，ＶNは各周波数毎の量子化雑音）（５） Ｉ＝ＩS＋ΣＩN（ＩSは入力信号，ＩNは各周波数毎の量子化雑音）（６） 電力Ｗおよび電力誤差εは、（７）（８）式で表わされ
る。 Ｗ＝Ｖ・Ｉ＝ＶS・ＩS＋ＶS・ＩNS＋ＶNS・ＩS＋Σ（ＶN・ＩN）（７） （ここで、ＶNSは電圧信号周波成分の量子化雑音、ＩNS
は電流信号周波成分の量子化雑音） ここで本実施例１の場合、ＶS＝０dB，ＩS＝−42dB（最
大入力の１／120 ）として、図６に示す量子化雑音レベ
ルより、ＩNS＝−110dB ，ＶNS＝−110dB ，さらに、各
周波数毎の量子化雑音レベルは、平均的にはＩN＝−80d
B，ＶN＝−80dB以下と設定できる。従って、（８） 式
よりε≒0.16％の電力精度が確保できる。
【００６０】さらに、本実施例１の場合、第一，第二の
シグマ・デルタ変調回路１０，１１のオフセット等によ
り発生する直流成分を除去する為に、第一および第二の
シグマ・デルタ変調回路１０，１１の１ビット論理出力
を、第一および第二の１周期移動平均ディジタルフィル
タ１６，１７により、１周期（２０４８ＴＡＰ）移動平
均している。つまり、１周期分の平均値をとることによ
り電圧および電流の直流成分ＶDC，ＩDCを抽出してい
る。第一および第二の１周期移動平均ディジタルフィル
タ１６，１７の出力データは、各々、１／８間引手段１
６１，１７１により８個の出力データのうち１個の出力
データを取り出す間引き操作を行なった後、第二の乗算
器１９で電流および電圧の直流成分の積ＶDC・ＩDCを算
出している。
シグマ・デルタ変調回路１０，１１のオフセット等によ
り発生する直流成分を除去する為に、第一および第二の
シグマ・デルタ変調回路１０，１１の１ビット論理出力
を、第一および第二の１周期移動平均ディジタルフィル
タ１６，１７により、１周期（２０４８ＴＡＰ）移動平
均している。つまり、１周期分の平均値をとることによ
り電圧および電流の直流成分ＶDC，ＩDCを抽出してい
る。第一および第二の１周期移動平均ディジタルフィル
タ１６，１７の出力データは、各々、１／８間引手段１
６１，１７１により８個の出力データのうち１個の出力
データを取り出す間引き操作を行なった後、第二の乗算
器１９で電流および電圧の直流成分の積ＶDC・ＩDCを算
出している。
【００６１】ここで、Ｖ＝ＶS＋ＶDC（ＶDCは直流成分
誤差），Ｉ＝ＩS＋ＩDC（ＩDCは直流成分誤差）とし
て、第一の乗算器１８で得られる電流Ｗは（９）式で表
わされる。 Ｗ＝ＶS・ＩS＋ＶDC・ＩDC ・・・・（９） そこで、本実施例１では、第一の乗算器１８の（９）式
の電力演算データから、第二の乗算器１９の直流成分積
ＶDC・ＩDCを減算器２０により減算を行なうことによ
り、直流成分ＶDC・ＩDCによる電力誤差を除去し、精度
の高いデータｗを出力し、このデータｗをカウンタ３０
により積算して電力量を得るものである。
誤差），Ｉ＝ＩS＋ＩDC（ＩDCは直流成分誤差）とし
て、第一の乗算器１８で得られる電流Ｗは（９）式で表
わされる。 Ｗ＝ＶS・ＩS＋ＶDC・ＩDC ・・・・（９） そこで、本実施例１では、第一の乗算器１８の（９）式
の電力演算データから、第二の乗算器１９の直流成分積
ＶDC・ＩDCを減算器２０により減算を行なうことによ
り、直流成分ＶDC・ＩDCによる電力誤差を除去し、精度
の高いデータｗを出力し、このデータｗをカウンタ３０
により積算して電力量を得るものである。
【００６２】実施例２．図７に本発明の別の実施例を示
す。図７において、２２，２４は第一および第二のアッ
プダウンカウンタで、第一および第二のシグマ・デルタ
変調回路１０，１１の出力側に接続されている。この第
一，第二のアップダウンカウンタ２２，２４は、第一，
第二のシグマ・デルタ変調回路１０，１１の１ビット論
理出力に関し、論理「１」の時、アップカウント、論理
「０」の時、ダウンカウントするカウンタであり、入力
信号の１周期分時点でのアップダウンカウント値は電流
および電圧信号の直流成分を抽出していることになる。
す。図７において、２２，２４は第一および第二のアッ
プダウンカウンタで、第一および第二のシグマ・デルタ
変調回路１０，１１の出力側に接続されている。この第
一，第二のアップダウンカウンタ２２，２４は、第一，
第二のシグマ・デルタ変調回路１０，１１の１ビット論
理出力に関し、論理「１」の時、アップカウント、論理
「０」の時、ダウンカウントするカウンタであり、入力
信号の１周期分時点でのアップダウンカウント値は電流
および電圧信号の直流成分を抽出していることになる。
【００６３】本実施例では、入力電圧信号の周波数が変
動した場合にも、有効に動作する利点を有したもので、
ゼロクロス検出２６および１／２分周回路２７により、
入力電圧信号の１周期信号を生成し、この１周期信号毎
に、第一，第二のアップダウンカウンタ２２，２４の出
力をラッチレジスタ２３，２５へ記憶，保持させてい
る。従って、第一，第二のラッチレジスタ２３，２５の
値は、常に電流および電圧の直流成分の値である。その
他の構成は図１の実施例１と同様であり、入力電圧信号
の周波数が変動しても、電流および電圧の直流成分によ
る電力誤差を小さくした電力演算動作が可能である。
動した場合にも、有効に動作する利点を有したもので、
ゼロクロス検出２６および１／２分周回路２７により、
入力電圧信号の１周期信号を生成し、この１周期信号毎
に、第一，第二のアップダウンカウンタ２２，２４の出
力をラッチレジスタ２３，２５へ記憶，保持させてい
る。従って、第一，第二のラッチレジスタ２３，２５の
値は、常に電流および電圧の直流成分の値である。その
他の構成は図１の実施例１と同様であり、入力電圧信号
の周波数が変動しても、電流および電圧の直流成分によ
る電力誤差を小さくした電力演算動作が可能である。
【００６４】実施例３．図８に更に別の実施例を示す。
この実施例は、図１の実施例から第一，第二の１周期移
動平均ディジタルフィルタ１６，１７および１／８間引
手段１４１，１５１，１６１，１７１および第二の乗算
器１９，減算器２０を省略したもので、第一の乗算器１
８aにより、前述の式（７）に示す電力ｗのデータを
得、これをカウンタ３０により積算して電力量ＷＨを得
るものである。
この実施例は、図１の実施例から第一，第二の１周期移
動平均ディジタルフィルタ１６，１７および１／８間引
手段１４１，１５１，１６１，１７１および第二の乗算
器１９，減算器２０を省略したもので、第一の乗算器１
８aにより、前述の式（７）に示す電力ｗのデータを
得、これをカウンタ３０により積算して電力量ＷＨを得
るものである。
【００６５】実施例４．図９に別の実施例を示す。この
実施例は、図８の実施例に図１の実施例に示すものと同
様の１／８間引手段１４１，１５１を加えたもので、間
引き操作により乗算回数を減らして回路の消費電力の低
減を図っている。
実施例は、図８の実施例に図１の実施例に示すものと同
様の１／８間引手段１４１，１５１を加えたもので、間
引き操作により乗算回数を減らして回路の消費電力の低
減を図っている。
【００６６】実施例５．図１０に更に別の実施例を示
す。この実施例は、シグマ・デルタ変調回路を１個のみ
とし、その入力をマルチプレクス（時分割）したもので
ある。その他の構成は図９の実施例と同様である。図１
１にこの実施例に用いるシグマ・デルタ変調回路１０の
内部構成を示す。このシグマ・デルタ変調回路１０は前
述の図２に示す１次シグマ・デルタ変調回路の変形であ
って、コンデンサＣ1，Ｃ2を、スイッチＳＷ3，ＳＷ4に
より選択的に積分器３２に接続する構成となっている。
す。この実施例は、シグマ・デルタ変調回路を１個のみ
とし、その入力をマルチプレクス（時分割）したもので
ある。その他の構成は図９の実施例と同様である。図１
１にこの実施例に用いるシグマ・デルタ変調回路１０の
内部構成を示す。このシグマ・デルタ変調回路１０は前
述の図２に示す１次シグマ・デルタ変調回路の変形であ
って、コンデンサＣ1，Ｃ2を、スイッチＳＷ3，ＳＷ4に
より選択的に積分器３２に接続する構成となっている。
【００６７】図１０，１１に於て、シグマ・デルタ変調
回路１０は、スイッチＳＷ1により、電流信号ｉと電圧
信号ｖが交互に入力される。電流信号ｉを入力として取
り込む時は、その値をコンデンサＣ1に保持するべくス
イッチＳＷ3，ＳＷ4をコンデンサＣ1側に接続し、かつ
スイッチＳＷ2を第一，第二の１６タップ移動平均ディ
ジタルフィルタ１２，１４側に接続する。電圧信号ｖを
入力として取り込む時は、その値をコンデンサＣ2に保
持するべくスイッチＳＷ3，ＳＷ4をコンデンサＣ2側に
接続し、かつスイッチＳＷ2を第三，第四の１６タップ
移動平均ディジタルフィルタ１３，１５側に接続する。
上記スイッチＳＷ1，ＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ4はサンプリン
グクロックｆSにより、同期して切り替る。この実施例
によれば、１つのシグマ・デルタ変調回路１０を時分割
使用することで、回路構成が簡単となる効果がある。
回路１０は、スイッチＳＷ1により、電流信号ｉと電圧
信号ｖが交互に入力される。電流信号ｉを入力として取
り込む時は、その値をコンデンサＣ1に保持するべくス
イッチＳＷ3，ＳＷ4をコンデンサＣ1側に接続し、かつ
スイッチＳＷ2を第一，第二の１６タップ移動平均ディ
ジタルフィルタ１２，１４側に接続する。電圧信号ｖを
入力として取り込む時は、その値をコンデンサＣ2に保
持するべくスイッチＳＷ3，ＳＷ4をコンデンサＣ2側に
接続し、かつスイッチＳＷ2を第三，第四の１６タップ
移動平均ディジタルフィルタ１３，１５側に接続する。
上記スイッチＳＷ1，ＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ4はサンプリン
グクロックｆSにより、同期して切り替る。この実施例
によれば、１つのシグマ・デルタ変調回路１０を時分割
使用することで、回路構成が簡単となる効果がある。
【００６８】ここで図３の２次シグマ・デルタ変調回路
を用いる場合は、図１１の積分器３２にコンデンサ
Ｃ1，Ｃ2とスイッチをＳＷ3，ＳＷ4を挿入したように、
各積分器４２，４７に対してそれぞれ積分値を保持する
コンデンサとスイッチを設ければよい。即ち、２素子入
力の場合は、積分器４２にコンデンサを２個とその切替
用のスイッチ１個、積分器４３にコンデンサ２個とその
切替用のスイッチ１個を設ける。このようにコンデンサ
とスイッチからなる組み合わせで積分値の保持手段を形
成することで、入力電流と入力電圧の二つの入力に対し
１個のシグマ・デルタ変調回路で処理することができ
る。また、単相３線、３相３線、３相４線等の多素子入
力に対しても電流と電圧にそれぞれシグマ・デルタ変調
回路を設けて処理するようにすればよい。即ち、このシ
グマ・デルタ変調回路は１個で複数の入力に対応するこ
とができる。なお、積分値の保持手段はコンデンサのみ
と限らず、積分値を保持するものでありばよく、例え
ば、Ａ／Ｄ変換・Ｄ／Ａ変換付きのレジスタを用いても
よい。
を用いる場合は、図１１の積分器３２にコンデンサ
Ｃ1，Ｃ2とスイッチをＳＷ3，ＳＷ4を挿入したように、
各積分器４２，４７に対してそれぞれ積分値を保持する
コンデンサとスイッチを設ければよい。即ち、２素子入
力の場合は、積分器４２にコンデンサを２個とその切替
用のスイッチ１個、積分器４３にコンデンサ２個とその
切替用のスイッチ１個を設ける。このようにコンデンサ
とスイッチからなる組み合わせで積分値の保持手段を形
成することで、入力電流と入力電圧の二つの入力に対し
１個のシグマ・デルタ変調回路で処理することができ
る。また、単相３線、３相３線、３相４線等の多素子入
力に対しても電流と電圧にそれぞれシグマ・デルタ変調
回路を設けて処理するようにすればよい。即ち、このシ
グマ・デルタ変調回路は１個で複数の入力に対応するこ
とができる。なお、積分値の保持手段はコンデンサのみ
と限らず、積分値を保持するものでありばよく、例え
ば、Ａ／Ｄ変換・Ｄ／Ａ変換付きのレジスタを用いても
よい。
【００６９】実施例６．図１２に、単相３線、あるいは
３相３線の電力量を計量する２素子電力量計の場合の実
施例を示す。図１２に於て、第一および第二のシグマ・
デルタ変調回路１０a，１０bはそれぞれ図１１に示した
ものと同様構成の１次シグマ・デルタ変調回路であっ
て、第一のシグマ・デルタ変調回路１０aは、スイッチ
ＳＷ１aにより、１線側の電流信号ｉ1と３線側の電流信
号ｉ2を交互に時分割にて取り込み、それぞれの値を図
１１に示すコンデンサＣ1とＣ2に交互に記憶する。
３相３線の電力量を計量する２素子電力量計の場合の実
施例を示す。図１２に於て、第一および第二のシグマ・
デルタ変調回路１０a，１０bはそれぞれ図１１に示した
ものと同様構成の１次シグマ・デルタ変調回路であっ
て、第一のシグマ・デルタ変調回路１０aは、スイッチ
ＳＷ１aにより、１線側の電流信号ｉ1と３線側の電流信
号ｉ2を交互に時分割にて取り込み、それぞれの値を図
１１に示すコンデンサＣ1とＣ2に交互に記憶する。
【００７０】又、電流信号ｉ1を取り込む時は、スイッ
チＳＷ2aは第一，第二の１６タップ移動平均ディジタル
フィルタ１２a，１４a側に接続され、電流信号ｉ2を取
り込む時は、スイッチＳＷ2aは第五，第六の１６タップ
移動平均ディジタルフィルタ１２b，１４b側に接続され
る。第二のシグマ・デルタ移動平均ディジタルフィルタ
１０bは、スイッチＳＷ1bにより、１線側電圧信号ｖ1と
３線側電圧信号ｖ2を交互に時分割にて取り込み、それ
ぞれの値を図１１に示すコンデンサＣ1とＣ2に交互に記
憶する。
チＳＷ2aは第一，第二の１６タップ移動平均ディジタル
フィルタ１２a，１４a側に接続され、電流信号ｉ2を取
り込む時は、スイッチＳＷ2aは第五，第六の１６タップ
移動平均ディジタルフィルタ１２b，１４b側に接続され
る。第二のシグマ・デルタ移動平均ディジタルフィルタ
１０bは、スイッチＳＷ1bにより、１線側電圧信号ｖ1と
３線側電圧信号ｖ2を交互に時分割にて取り込み、それ
ぞれの値を図１１に示すコンデンサＣ1とＣ2に交互に記
憶する。
【００７１】又、電圧信号ｖ1を取り込む時は、スイッ
チＳＷ2bは第三，第四の１６タップ移動平均ディジタル
フィルタ１３a，１５a側に接続され、電圧信号ｖ2を取
り込む時は、スイッチＳＷ2bは第七，第八の１６タップ
移動平均ディジタルフィルタ１３b，１５b側に接続され
る。１８a1は、電流信号ｉ1と電圧信号ｖ1に基づく電流
データＩ1と電圧データＶ1とを乗算して電力Ｗ1を演算
する乗算器、１８b1は電流信号ｉ2と電圧信号ｖ2に基づ
く電流データＩ2と電圧データＶ2とを乗算して電力Ｗ2
を演算する乗算器、５０は、上記乗算器１８a1，１８b1
の出力を加算して電力データｗを得る加算器である。
尚、当然のことながら、第一のシグマ・デルタ変調回路
１０aが電流データｉ1を取り込んでいる時は、第二のシ
グマ・デルタ変調回路１０bは電圧データｖ1を取り込ん
でおり、同様に、電流データｉ2を取り込んでいる時は
電圧データｖ2を取り込んでいるものである。この実施
例によれば、乗算器１８a1，１８b1の出力Ｗ1とＷ2を加
算器５０により加算することで単相３線又は３相３線系
統の電力データｗを得、これをカウンタ３０で積算して
その電力量ＷＨを得ることができる。
チＳＷ2bは第三，第四の１６タップ移動平均ディジタル
フィルタ１３a，１５a側に接続され、電圧信号ｖ2を取
り込む時は、スイッチＳＷ2bは第七，第八の１６タップ
移動平均ディジタルフィルタ１３b，１５b側に接続され
る。１８a1は、電流信号ｉ1と電圧信号ｖ1に基づく電流
データＩ1と電圧データＶ1とを乗算して電力Ｗ1を演算
する乗算器、１８b1は電流信号ｉ2と電圧信号ｖ2に基づ
く電流データＩ2と電圧データＶ2とを乗算して電力Ｗ2
を演算する乗算器、５０は、上記乗算器１８a1，１８b1
の出力を加算して電力データｗを得る加算器である。
尚、当然のことながら、第一のシグマ・デルタ変調回路
１０aが電流データｉ1を取り込んでいる時は、第二のシ
グマ・デルタ変調回路１０bは電圧データｖ1を取り込ん
でおり、同様に、電流データｉ2を取り込んでいる時は
電圧データｖ2を取り込んでいるものである。この実施
例によれば、乗算器１８a1，１８b1の出力Ｗ1とＷ2を加
算器５０により加算することで単相３線又は３相３線系
統の電力データｗを得、これをカウンタ３０で積算して
その電力量ＷＨを得ることができる。
【００７２】実施例７．図１３に別の実施例を示す。こ
の実施例は、第一，第二のシグマ・デルタ変調回路１
０，１１にそれぞれ接続される移動平均フィルタを一段
のみとするもので、この移動平均フィルタを、それぞれ
移動平均タップ数が２５６タップである第一，第二の２
５６タップ移動平均ディジタルフィルタ１２１，１３１
により構成している。上記第一，第二の２５６タップ移
動平均ディジタルフィルタ１２１，１３１の出力は８ビ
ット出力である。上記第一，第二の移動平均ディジタル
フィルタ１２１，１３１の出力は、３２個につき１個の
割合で１／３２間引手段１４１a，１５１aにより間引か
れて乗算器１８aに導かれ、電力に対応した信号ｗ、お
よびこれをカウンタ３０により積算してなる電力量ＷＨ
を得るものである。
の実施例は、第一，第二のシグマ・デルタ変調回路１
０，１１にそれぞれ接続される移動平均フィルタを一段
のみとするもので、この移動平均フィルタを、それぞれ
移動平均タップ数が２５６タップである第一，第二の２
５６タップ移動平均ディジタルフィルタ１２１，１３１
により構成している。上記第一，第二の２５６タップ移
動平均ディジタルフィルタ１２１，１３１の出力は８ビ
ット出力である。上記第一，第二の移動平均ディジタル
フィルタ１２１，１３１の出力は、３２個につき１個の
割合で１／３２間引手段１４１a，１５１aにより間引か
れて乗算器１８aに導かれ、電力に対応した信号ｗ、お
よびこれをカウンタ３０により積算してなる電力量ＷＨ
を得るものである。
【００７３】以上述べた実施例１〜７によれば、シグマ
・デルタ変調回路と移動平均ディジタルフィルタの組合
わせによるＡ／Ｄ変換により、従来の多ビット型逐次比
較型Ａ／Ｄ変換よりも少ないビット幅データで乗算が可
能であり、小さな回路規模の乗算器で高精度な電力演算
が可能となる。更に、アナログ部はシグマ・デルタ変調
回路のみであり、その他の回路はディジタル回路であ
り、アナログ規模の小さいディジタル回路が主となる。
従ってモノリシックＩＣに適した構成となり、大量生産
を行おうとする場合には極めて大きな効果が期待でき
る。又、ローパスフィルタとして、移動平均ディジタル
フィルタを用いているので、ディジタルフィルタ内の乗
算器が不要となり、簡単な構成でローパスフィルタが実
現できる。
・デルタ変調回路と移動平均ディジタルフィルタの組合
わせによるＡ／Ｄ変換により、従来の多ビット型逐次比
較型Ａ／Ｄ変換よりも少ないビット幅データで乗算が可
能であり、小さな回路規模の乗算器で高精度な電力演算
が可能となる。更に、アナログ部はシグマ・デルタ変調
回路のみであり、その他の回路はディジタル回路であ
り、アナログ規模の小さいディジタル回路が主となる。
従ってモノリシックＩＣに適した構成となり、大量生産
を行おうとする場合には極めて大きな効果が期待でき
る。又、ローパスフィルタとして、移動平均ディジタル
フィルタを用いているので、ディジタルフィルタ内の乗
算器が不要となり、簡単な構成でローパスフィルタが実
現できる。
【００７４】実施例８．この実施例は、実施例１の構成
とは若干異なる電子式電力量計を提供するものである。
図１４はこの実施例を示すもので、単相３線、または、
３相３線の電力量を計量する２素子電力量の場合を示
す。また、図１５は動作説明図で、図１６は図１５の時
間軸を拡大した動作説明図である。図において、第一，
第二のシグマ・デルタ変調回路は、図２、または図３に
示すシグマ・デルタ変調回路。第一のディジタル・ロー
パスフィルタ８０および第二のディジタルローパスフィ
ルタは、図５に示すディジタルローパスフィルタであ
り、ｎ個の遅延手段を有している。間引手段１８１，１
８２は１／ｍ間引きを行う。尚、ｍの値はｎに等しい
か、それより大きな値である。
とは若干異なる電子式電力量計を提供するものである。
図１４はこの実施例を示すもので、単相３線、または、
３相３線の電力量を計量する２素子電力量の場合を示
す。また、図１５は動作説明図で、図１６は図１５の時
間軸を拡大した動作説明図である。図において、第一，
第二のシグマ・デルタ変調回路は、図２、または図３に
示すシグマ・デルタ変調回路。第一のディジタル・ロー
パスフィルタ８０および第二のディジタルローパスフィ
ルタは、図５に示すディジタルローパスフィルタであ
り、ｎ個の遅延手段を有している。間引手段１８１，１
８２は１／ｍ間引きを行う。尚、ｍの値はｎに等しい
か、それより大きな値である。
【００７５】そこで、スイッチＳＷ5はｉ1を取り込み、
その時、スイッチＳＷ6はｖ1を取り込む。一方、スイッ
チＳＷ7はｉ1レジスタに接続し、スイッチＳＷ8はｖ1レ
ジスタに接続する。第一のシグマ・デルタ変調回路１０
を介し第一のディジタルローパスフィルタ８０により交
流電流のサンプル値列が出力されるが、間引手段１８１
ではスイッチＳＷ5およびＳＷ6が選択された後、ｍ個目
のサンプル値列をｉ1レジスタ１９１へ取り込む動作を
する。第二のシグマ・デルタ変調回路１１を介し第二の
ディジタルローパスフィルタ８１により交流電圧のサン
プル値が出力されるが、間引手段１８２では、スイッチ
ＳＷ6およびＳＷ8が選択された後、ｍ個目のサンプル値
列をｖ1レジスタに取り込む動作をする。
その時、スイッチＳＷ6はｖ1を取り込む。一方、スイッ
チＳＷ7はｉ1レジスタに接続し、スイッチＳＷ8はｖ1レ
ジスタに接続する。第一のシグマ・デルタ変調回路１０
を介し第一のディジタルローパスフィルタ８０により交
流電流のサンプル値列が出力されるが、間引手段１８１
ではスイッチＳＷ5およびＳＷ6が選択された後、ｍ個目
のサンプル値列をｉ1レジスタ１９１へ取り込む動作を
する。第二のシグマ・デルタ変調回路１１を介し第二の
ディジタルローパスフィルタ８１により交流電圧のサン
プル値が出力されるが、間引手段１８２では、スイッチ
ＳＷ6およびＳＷ8が選択された後、ｍ個目のサンプル値
列をｖ1レジスタに取り込む動作をする。
【００７６】この動作は図１５に示すように、入力
ｉ1，ｖ1に対してｉ10，ｖ10がｉ1レジスタ１９１、ｖ1
レジスタ２０１にそれぞれ取り込まれる。図１６はその
詳細を示し、ｍの値が８となっていて、入力ｉ1に対し
てｉ10〜ｉ17のサンプル値列の内８番目のｉ17が間引か
れｉ1bとしてｉ1レジスタ１９１に記憶され、入力ｖ1に
対してｖ10〜ｖ17のサンプル値列の内８番目のｖ17が間
引かれｖ1bとしてｖ1レジスタ２０１に記憶される。こ
のようにして順次ｉ1a，ｉ1b，ｉ1c，・・・、ｖ1a，ｖ
1b，ｖ1c，・・・が取り込まれる。
ｉ1，ｖ1に対してｉ10，ｖ10がｉ1レジスタ１９１、ｖ1
レジスタ２０１にそれぞれ取り込まれる。図１６はその
詳細を示し、ｍの値が８となっていて、入力ｉ1に対し
てｉ10〜ｉ17のサンプル値列の内８番目のｉ17が間引か
れｉ1bとしてｉ1レジスタ１９１に記憶され、入力ｖ1に
対してｖ10〜ｖ17のサンプル値列の内８番目のｖ17が間
引かれｖ1bとしてｖ1レジスタ２０１に記憶される。こ
のようにして順次ｉ1a，ｉ1b，ｉ1c，・・・、ｖ1a，ｖ
1b，ｖ1c，・・・が取り込まれる。
【００７７】ここで得られたｉ1，ｉ2，ｖ0，ｖ1，ｖ2
の量子化データ（ｉ1a，ｉ1b，ｖ1a，ｖ1b）を乗算器１
８c，１８dおよび加算器５０によりｗ＝（ｉ1×ｖ1）＋
（ｉ2×ｖ2）を演算処理し、カウンタ３０により積算し
て電力量を得る。以降、同様の動作が繰り返される。第
一および第二のディジタルローパスフィルタ１０，１１
は、図５に示すディジタルローパスフィルタを用いてい
るので、実施例１で説明したように、８ビット以下の出
力のものでも十分な精度を保持することができる。
の量子化データ（ｉ1a，ｉ1b，ｖ1a，ｖ1b）を乗算器１
８c，１８dおよび加算器５０によりｗ＝（ｉ1×ｖ1）＋
（ｉ2×ｖ2）を演算処理し、カウンタ３０により積算し
て電力量を得る。以降、同様の動作が繰り返される。第
一および第二のディジタルローパスフィルタ１０，１１
は、図５に示すディジタルローパスフィルタを用いてい
るので、実施例１で説明したように、８ビット以下の出
力のものでも十分な精度を保持することができる。
【００７８】この実施例８の効果は、複数の交流電流お
よび交流電圧を必要とする単相３線、３相３線、３相４
線等の多素子入力の場合、シグマ・デルタ変調回路およ
びデータローパスフィルタが共用でき、回路規模が小さ
くなり安価な構成となる。また、多素子入力でなく単相
２線の場合は、スイッチの切替えを必要としない回路で
適用することができる。
よび交流電圧を必要とする単相３線、３相３線、３相４
線等の多素子入力の場合、シグマ・デルタ変調回路およ
びデータローパスフィルタが共用でき、回路規模が小さ
くなり安価な構成となる。また、多素子入力でなく単相
２線の場合は、スイッチの切替えを必要としない回路で
適用することができる。
【００７９】実施例９．この実施例はオフセットの調整
を行うことのできるオフセット調整手段を設けた電子式
電力量計を提供するもので、図１７および図１８に示
す。第一および第二のシグマ・デルタ変調回路１０，１
１、第一および第二のデジタルローパスフィルタ８０，
８１、間引手段１８１，１８２の構成は実施例８と同様
で、新たにｉオフセットレジスタ１９３、ｖオフセット
レジスタ２０３、減算器２１a，２１b，２１c，２１dを
設けている。
を行うことのできるオフセット調整手段を設けた電子式
電力量計を提供するもので、図１７および図１８に示
す。第一および第二のシグマ・デルタ変調回路１０，１
１、第一および第二のデジタルローパスフィルタ８０，
８１、間引手段１８１，１８２の構成は実施例８と同様
で、新たにｉオフセットレジスタ１９３、ｖオフセット
レジスタ２０３、減算器２１a，２１b，２１c，２１dを
設けている。
【００８０】本実施例では入力ＳＷ9および入力ＳＷ10
の選択において、まず最初に基準電位であるＧＮＤ信号
を取り込み、それぞれ、ｉオフセットレジスタ１９３お
よびｖオフセットレジスタ２０３にデータを取り込み記
憶する。以後、図１８の動作説明図に示す通り、電流側
ではｉ1，ｉ2を交互に取り込み、電圧側ではｖ1，ｖ2を
交互に取り込む。その際、ｉ1レジスタ１９１、ｉ2レジ
スタ１９２、ｖ1レジスタ２０１、ｖ2レジスタ２０２へ
のデータ取り込みは実施例８と同じ動作にて行う。各レ
ジスタに取り込まれた量子化データは、減算器２１a，
２１b，２１c，２１d、乗算器１８c，１８d、加算器５
０により、ｗ＝（ｉ1−ｉオフセット）×（ｖ1−ｖオフセット）＋
（ｉ2−ｉオフセット）×（ｖ2−ｖオフセット）を演算処理し、カ
ウンタにより積算して電力量を得る。即ち、オフセット
調整する前の電力からオフセット電力を減じて補正する
ものである。
の選択において、まず最初に基準電位であるＧＮＤ信号
を取り込み、それぞれ、ｉオフセットレジスタ１９３お
よびｖオフセットレジスタ２０３にデータを取り込み記
憶する。以後、図１８の動作説明図に示す通り、電流側
ではｉ1，ｉ2を交互に取り込み、電圧側ではｖ1，ｖ2を
交互に取り込む。その際、ｉ1レジスタ１９１、ｉ2レジ
スタ１９２、ｖ1レジスタ２０１、ｖ2レジスタ２０２へ
のデータ取り込みは実施例８と同じ動作にて行う。各レ
ジスタに取り込まれた量子化データは、減算器２１a，
２１b，２１c，２１d、乗算器１８c，１８d、加算器５
０により、ｗ＝（ｉ1−ｉオフセット）×（ｖ1−ｖオフセット）＋
（ｉ2−ｉオフセット）×（ｖ2−ｖオフセット）を演算処理し、カ
ウンタにより積算して電力量を得る。即ち、オフセット
調整する前の電力からオフセット電力を減じて補正する
ものである。
【００８１】この実施例９の効果は、アナログ回路に存
在し電力量計量の誤差となるＤＣオフセットを、シグマ
・デルタ変調回路、ディジタルローパスフィルタを増や
さずに、小さな回路構成で高精度す電子式電力量計を実
現することができる。
在し電力量計量の誤差となるＤＣオフセットを、シグマ
・デルタ変調回路、ディジタルローパスフィルタを増や
さずに、小さな回路構成で高精度す電子式電力量計を実
現することができる。
【００８２】実施例１０．この実施例は実施例９の変形
例で、図１９に示す。ｉ1レジスタ１９１、ｉ2レジスタ
１９２、ｉオフセットレジスタ１９３、ｖ1レジスタ２
０１、ｖ2レジスタ２０２、ｖオフセットレジスタ２０
３までの構成および動作は、実施例９と同様である。そ
の後の演算回路が異なり、ｗ＝（ｉ1×ｖ1）−（ｉオフセッ
ト×ｖオフセット）＋（ｉ2×ｖ2）−（ｉオフセット×ｖオフセット）を
演算処理し、カウンタ３０にて積算し電力量を得る。実
施例９と結果は同じであり、オフセット調整する前の電
力からオフセット電力を減じて補正するものである。従
って、効果も実施例９と同様の効果が得られる。
例で、図１９に示す。ｉ1レジスタ１９１、ｉ2レジスタ
１９２、ｉオフセットレジスタ１９３、ｖ1レジスタ２
０１、ｖ2レジスタ２０２、ｖオフセットレジスタ２０
３までの構成および動作は、実施例９と同様である。そ
の後の演算回路が異なり、ｗ＝（ｉ1×ｖ1）−（ｉオフセッ
ト×ｖオフセット）＋（ｉ2×ｖ2）−（ｉオフセット×ｖオフセット）を
演算処理し、カウンタ３０にて積算し電力量を得る。実
施例９と結果は同じであり、オフセット調整する前の電
力からオフセット電力を減じて補正するものである。従
って、効果も実施例９と同様の効果が得られる。
【００８３】実施例１１．この実施例は実施例９および
実施例１０の変形例で、図１７、図１９の構成におい
て、スイッチＳＷ9は、ＧＮＤ，ｉ1，ｉ2と順次繰り返
し取り込み、スイッチＳＷ10は、ＧＮＤ，ｖ1，ｖ2を順
次繰り返し取り込む。この動作に対応してスイッチＳＷ
11，ＳＷ12もｉオフセットレジスタ１９３、ｖオフセッ
トレジスタ２０３を含めて順次切替えていく。図２０は
その動作説明図で、オフセット電流、オフセット電圧が
順次その時その時の値が計測され調整に用いられる。
実施例１０の変形例で、図１７、図１９の構成におい
て、スイッチＳＷ9は、ＧＮＤ，ｉ1，ｉ2と順次繰り返
し取り込み、スイッチＳＷ10は、ＧＮＤ，ｖ1，ｖ2を順
次繰り返し取り込む。この動作に対応してスイッチＳＷ
11，ＳＷ12もｉオフセットレジスタ１９３、ｖオフセッ
トレジスタ２０３を含めて順次切替えていく。図２０は
その動作説明図で、オフセット電流、オフセット電圧が
順次その時その時の値が計測され調整に用いられる。
【００８４】この実施例の効果は、ｉオフセット、ｖオ
フセットを常時取り込んでいるため、アナログ回路に有
するＤＣオフセットの温度、経年変化等による変動の影
響を受け難く、高精度の電子式電力量計を実現すること
ができる。
フセットを常時取り込んでいるため、アナログ回路に有
するＤＣオフセットの温度、経年変化等による変動の影
響を受け難く、高精度の電子式電力量計を実現すること
ができる。
【００８５】実施例１２．この実施例は電圧位相角の調
整を行うことのできる遅延手段を設けた電子式電力量計
を提供するもので、図２１にブロック図を示す。この構
成は実施例８の構成において、第二のシグマ・デルタ変
調回路１１と第二のディジタルローパスフィルタの間
に、Ｐ段のシフトレジスタ２１１を設けると共に、Ｐ段
のシフト数を決定するＰ１レジスタ２１２およびＰ２レ
ジスタ２１３を設けたものである。そして、間引手段１
８１および間引手段１８２は１／（ｍ＋Ｐ）間引きを行
う。なお、ｍの値はｎ（ｎは図５のディジタルローパス
フィルタの段数）に等しいかそれより大きな値である。
整を行うことのできる遅延手段を設けた電子式電力量計
を提供するもので、図２１にブロック図を示す。この構
成は実施例８の構成において、第二のシグマ・デルタ変
調回路１１と第二のディジタルローパスフィルタの間
に、Ｐ段のシフトレジスタ２１１を設けると共に、Ｐ段
のシフト数を決定するＰ１レジスタ２１２およびＰ２レ
ジスタ２１３を設けたものである。そして、間引手段１
８１および間引手段１８２は１／（ｍ＋Ｐ）間引きを行
う。なお、ｍの値はｎ（ｎは図５のディジタルローパス
フィルタの段数）に等しいかそれより大きな値である。
【００８６】交流電圧信号ｖ1が取り込まれている時、
Ｐ段シフトレジスタ２１１は、Ｐ１レジスタ２１２内に
記憶しているＰ１値に応じたシフト段数の出力より第二
のディジタルローパスフィルタ８１へ接続されている。
従って、交流電流信号ｉ1に比べてＰ段シフトレジスタ
２１１のシフトレジスタ段数分の時間だけ、交流電圧信
号ｖ1が位相遅れとなる。同様に交流電圧信号ｖ2が取り
込まれている時、Ｐ段シフトレジスタ２１１はＰ２レジ
スタ２１３内に記憶しているＰ２値に応じたシフト段数
の出力より第二のディジタルローパスフィルタ８１へ接
続されている。従って、交流電流信号ｉ1に比べてＰ段
シフトレジスタ２１１のシフトレジスタ段数分の時間だ
け、交流電圧信号ｖ2が位相遅れとなる。
Ｐ段シフトレジスタ２１１は、Ｐ１レジスタ２１２内に
記憶しているＰ１値に応じたシフト段数の出力より第二
のディジタルローパスフィルタ８１へ接続されている。
従って、交流電流信号ｉ1に比べてＰ段シフトレジスタ
２１１のシフトレジスタ段数分の時間だけ、交流電圧信
号ｖ1が位相遅れとなる。同様に交流電圧信号ｖ2が取り
込まれている時、Ｐ段シフトレジスタ２１１はＰ２レジ
スタ２１３内に記憶しているＰ２値に応じたシフト段数
の出力より第二のディジタルローパスフィルタ８１へ接
続されている。従って、交流電流信号ｉ1に比べてＰ段
シフトレジスタ２１１のシフトレジスタ段数分の時間だ
け、交流電圧信号ｖ2が位相遅れとなる。
【００８７】この実施例の効果は、交流電流信号はＣＴ
により検出し、交流電圧信号はＶＴにより検出されるの
が一般的である。その際ＣＴとＶＴの検出素子による一
次側と二次側の間の位相角誤差が発生するが、本実施例
では、Ｐ段シフトレジスタ２１１とＰ１レジスタ２１２
およびＰ２レジスタ２１３により、このＣＴおよびＶＴ
の位相角誤差をなくすことが可能となり、回路規模が小
さく高精度な電子式電力量計を得ることができる。
により検出し、交流電圧信号はＶＴにより検出されるの
が一般的である。その際ＣＴとＶＴの検出素子による一
次側と二次側の間の位相角誤差が発生するが、本実施例
では、Ｐ段シフトレジスタ２１１とＰ１レジスタ２１２
およびＰ２レジスタ２１３により、このＣＴおよびＶＴ
の位相角誤差をなくすことが可能となり、回路規模が小
さく高精度な電子式電力量計を得ることができる。
【００８８】実施例１３ この実施例は電流位相角の調整を行うことのできる遅延
手段を設けた電子式電力量計を提供するもので、図２２
にブロック図を示す。この構成は実施例８において、Ｐ
段シフトレジスタ２１４およびＰ１レジスタ２１５およ
びＰ２レジスタ２１６を電流側に設けたものである。従
って、交流信号ｖ1およびｖ2に比べて、交流信号ｉ1お
よびｉ2はＰ段シフトレジスタのシフトレジスタ段数分
の時間だけ位相を遅らせることができる。また、この実
施例と実施例１２とを組み合わせれば、電圧・電流共位
相角を自由に調整することができる。
手段を設けた電子式電力量計を提供するもので、図２２
にブロック図を示す。この構成は実施例８において、Ｐ
段シフトレジスタ２１４およびＰ１レジスタ２１５およ
びＰ２レジスタ２１６を電流側に設けたものである。従
って、交流信号ｖ1およびｖ2に比べて、交流信号ｉ1お
よびｉ2はＰ段シフトレジスタのシフトレジスタ段数分
の時間だけ位相を遅らせることができる。また、この実
施例と実施例１２とを組み合わせれば、電圧・電流共位
相角を自由に調整することができる。
【００８９】実施例１４ この実施例は単相３線、３相３線、３相４線等の多素子
計量の場合のバランス調整を行うことのできるバランス
調整手段を設けた電子式電力量計を提供するもので、図
２３に３相４線の電力量を計量する３素子電力量計の場
合のブロック図を示す。
計量の場合のバランス調整を行うことのできるバランス
調整手段を設けた電子式電力量計を提供するもので、図
２３に３相４線の電力量を計量する３素子電力量計の場
合のブロック図を示す。
【００９０】図において、ｉ1レジスタ１９１，ｉ2レジ
スタ１９２，ｉ3レジスタ１９４，ｖ1レジスタ２０１，
ｖ2レジスタ２０２，ｖ3レジスタ２０３までの構成は、
３相４線になったことを除けば、実施例８と同じであ
る。そこでバランス調整レジスタ２２１、および２２２
を設け、まず電力量計の動作を行う前にＳＷ13およびＳ
Ｗ14をｉ1，ｖ1側に接続し、基準電流および基準電圧を
入力し、その時に得られるｉ1レジスタ１９１とｖ1レジ
スタ２０１の値をもとに、ｗ1＝ｉ1×ｖ1を演算し記憶
する。
スタ１９２，ｉ3レジスタ１９４，ｖ1レジスタ２０１，
ｖ2レジスタ２０２，ｖ3レジスタ２０３までの構成は、
３相４線になったことを除けば、実施例８と同じであ
る。そこでバランス調整レジスタ２２１、および２２２
を設け、まず電力量計の動作を行う前にＳＷ13およびＳ
Ｗ14をｉ1，ｖ1側に接続し、基準電流および基準電圧を
入力し、その時に得られるｉ1レジスタ１９１とｖ1レジ
スタ２０１の値をもとに、ｗ1＝ｉ1×ｖ1を演算し記憶
する。
【００９１】次に、ＳＷ13およびＳＷ14をｉ2，ｖ2側に
接続し、基準電流および基準電圧を入力し、その時に得
られるｉ2レジスタ１９２とｖ2レジスタ２０２の値をも
とに、ｗ2＝ｉ2×ｖ2を演算し、バランス調整レジスタ
２２１内にＢ２＝ｗ1／ｗ2なる値をセットする。次に、
ＳＷ13およびＳＷ14をｉ3，ｖ3側に接続し、基準電流お
よび基準電圧を入力し、その時得られるｉ3レジスタ１
９４とｖ3レジスタ２０４をもとに、ｗ3＝ｉ3×ｖ3を演
算し、バランス調整レジスタ２２２にＢ３＝ｗ1／ｗ3な
る値をセットする。以上で準備は完了し、以後ＳＷ13、
ＳＷ14を実施例８と同様に順次切替えｗ＝（ｉ1×ｖ1）
＋（ｉ2×ｖ2×Ｂ２）＋（ｉ3×ｖ3×Ｂ３）を演算処理
し、カウンタ３０により積算して電力量を得る。なお、
単相３線、３相３線の場合は、ｉ1，ｉ3，ｖ1，ｖ3のバ
ランスをみればよいので２素子の電力量計となり、バラ
ンス調整レジスタ２２２を省けばよい。
接続し、基準電流および基準電圧を入力し、その時に得
られるｉ2レジスタ１９２とｖ2レジスタ２０２の値をも
とに、ｗ2＝ｉ2×ｖ2を演算し、バランス調整レジスタ
２２１内にＢ２＝ｗ1／ｗ2なる値をセットする。次に、
ＳＷ13およびＳＷ14をｉ3，ｖ3側に接続し、基準電流お
よび基準電圧を入力し、その時得られるｉ3レジスタ１
９４とｖ3レジスタ２０４をもとに、ｗ3＝ｉ3×ｖ3を演
算し、バランス調整レジスタ２２２にＢ３＝ｗ1／ｗ3な
る値をセットする。以上で準備は完了し、以後ＳＷ13、
ＳＷ14を実施例８と同様に順次切替えｗ＝（ｉ1×ｖ1）
＋（ｉ2×ｖ2×Ｂ２）＋（ｉ3×ｖ3×Ｂ３）を演算処理
し、カウンタ３０により積算して電力量を得る。なお、
単相３線、３相３線の場合は、ｉ1，ｉ3，ｖ1，ｖ3のバ
ランスをみればよいので２素子の電力量計となり、バラ
ンス調整レジスタ２２２を省けばよい。
【００９２】この実施例の効果は、多素子計量の場合、
各素子毎にＶＴ，ＣＴなどの誤差発生要因がある。その
ため各素子間の計量精度を合わせるのに、バランス調整
レジスタ２２１およびバランス調整レジスタ２２２を有
しレジスタ内の値を調整することにより、高精度な電力
量計が得られる。
各素子毎にＶＴ，ＣＴなどの誤差発生要因がある。その
ため各素子間の計量精度を合わせるのに、バランス調整
レジスタ２２１およびバランス調整レジスタ２２２を有
しレジスタ内の値を調整することにより、高精度な電力
量計が得られる。
【００９３】実施例１５ この実施例は実施例１４と同じく、バランス調整を行う
ことのできるバランス調整手段を設けた電子式電力量計
を提供するもので、図２４にブロック図を示す。実施例
１４の構成において、ｗ＝（ｉ1×ｖ1）＋（ｉ2×ｖ2）
×Ｂ２＋（ｉ3×ｖ3）×Ｂ３ と演算する演算回路のう
ち、Ｂ２およびＢ３を演算する乗算器１８g，１８hの位
置が異なることを除いて、実施例１４と同じ動作とな
り、同じ演算をしていることになる。この実施例の効果
は実施例１４と同一である。
ことのできるバランス調整手段を設けた電子式電力量計
を提供するもので、図２４にブロック図を示す。実施例
１４の構成において、ｗ＝（ｉ1×ｖ1）＋（ｉ2×ｖ2）
×Ｂ２＋（ｉ3×ｖ3）×Ｂ３ と演算する演算回路のう
ち、Ｂ２およびＢ３を演算する乗算器１８g，１８hの位
置が異なることを除いて、実施例１４と同じ動作とな
り、同じ演算をしていることになる。この実施例の効果
は実施例１４と同一である。
【００９４】実施例１６ この実施例は無入力時の始動を防止する潜動防止手段を
設けた電子式電力量計を提供するもので、図２５に単相
２線の電力量を計量する１素子電力量計の場合のブロッ
ク図を示す。また、図２７ａにその動作波形を示す。図
において、第一および第二のシグマ・デルタ変調回路１
０，１１は、図２又は図３に示すシグマ・デルタ変調回
路と同一のものであり、第一および第二のディジタルロ
ーパスフィルタ８０，８１は、図５に示すディジタルロ
ーパスフィルタと同一である。
設けた電子式電力量計を提供するもので、図２５に単相
２線の電力量を計量する１素子電力量計の場合のブロッ
ク図を示す。また、図２７ａにその動作波形を示す。図
において、第一および第二のシグマ・デルタ変調回路１
０，１１は、図２又は図３に示すシグマ・デルタ変調回
路と同一のものであり、第一および第二のディジタルロ
ーパスフィルタ８０，８１は、図５に示すディジタルロ
ーパスフィルタと同一である。
【００９５】交流電流信号ｉと電流電圧信号ｖは、シグ
マ・デルタ変調回路１０，１１および、第一および第二
のディジタルローパスフィルタ８０，８１によりＡ／Ｄ
変換される。Ａ／Ｄ変換された電流データと電圧データ
は、乗算器５０で掛算し、瞬時電力データを算出する。
この瞬時電力データをその出力（ｗ0）とアキュムレー
タ２３１およびレジスタ２３２によりｗn＝ｗ0＋ｗn-1
（ｗnは、時間ｔnにおけるレジスタ２３２の出力値、ｗ
n-1は、時間ｔn-1におけるレジスタ２３２の出力値）を
演算処理する（図２７ａ）。
マ・デルタ変調回路１０，１１および、第一および第二
のディジタルローパスフィルタ８０，８１によりＡ／Ｄ
変換される。Ａ／Ｄ変換された電流データと電圧データ
は、乗算器５０で掛算し、瞬時電力データを算出する。
この瞬時電力データをその出力（ｗ0）とアキュムレー
タ２３１およびレジスタ２３２によりｗn＝ｗ0＋ｗn-1
（ｗnは、時間ｔnにおけるレジスタ２３２の出力値、ｗ
n-1は、時間ｔn-1におけるレジスタ２３２の出力値）を
演算処理する（図２７ａ）。
【００９６】尚、図２７ａの波形でマイナス側にレジ
スタ２３２の出力があるのは、力率が１の場合はプラス
側のみであるが、力率が１以外では瞬時電力としてマイ
ナス成分が生じそれが図のような波形となるからであ
る。
スタ２３２の出力があるのは、力率が１の場合はプラス
側のみであるが、力率が１以外では瞬時電力としてマイ
ナス成分が生じそれが図のような波形となるからであ
る。
【００９７】レジスタの出力値ｗnが定格基準値設定器
２３４に設定された定格基準値と比較し、ｗn−定格基
準値≧０であれば、マグニチュードコンパレータ２３３
から１パルス出力し（図２７ａ）、レジスタ２３２へ
（ｗn−定格基準値）をセットする。一方マグニチュー
ドコンパレータ２３３からのパルス出力を、パルス周期
検出回路２３５において、始動基準値設定器２３６の始
動基準値（Ｓ）と比較し、パルス出力周期（Ｔ）＜Ｓな
らＡＮＤゲートを開く信号を出力し、パルス出力周期
（Ｔ）≧ＳならＡＮＤゲートを閉じる信号を出力する
（図２７ａ）。従って、ＡＮＤゲート２３７の出力
は、始動基準値より小さいパルス周期の場合、パルス出
力があり始動基準値以上のパルス周期の場合、パルスは
出力されない（図２７ａ）。このパルスをカウンタ３
０にて、累積加算することにより電力量を得る。即ち、
時間当たりの電力量が少ないとその電力量をカウントし
ないようにしている。
２３４に設定された定格基準値と比較し、ｗn−定格基
準値≧０であれば、マグニチュードコンパレータ２３３
から１パルス出力し（図２７ａ）、レジスタ２３２へ
（ｗn−定格基準値）をセットする。一方マグニチュー
ドコンパレータ２３３からのパルス出力を、パルス周期
検出回路２３５において、始動基準値設定器２３６の始
動基準値（Ｓ）と比較し、パルス出力周期（Ｔ）＜Ｓな
らＡＮＤゲートを開く信号を出力し、パルス出力周期
（Ｔ）≧ＳならＡＮＤゲートを閉じる信号を出力する
（図２７ａ）。従って、ＡＮＤゲート２３７の出力
は、始動基準値より小さいパルス周期の場合、パルス出
力があり始動基準値以上のパルス周期の場合、パルスは
出力されない（図２７ａ）。このパルスをカウンタ３
０にて、累積加算することにより電力量を得る。即ち、
時間当たりの電力量が少ないとその電力量をカウントし
ないようにしている。
【００９８】この実施例の効果は、アキュムレータ２３
１，レジスタ２３２，マグニチュードコンパレータ２３
３によりパルス出力し、そのパルス周期を検出すること
により、始動電流検出を行うことにより、電流がない時
アナログ部のＤＣ成分による無用計量を防止する潜動防
止機能をもたせたものである。
１，レジスタ２３２，マグニチュードコンパレータ２３
３によりパルス出力し、そのパルス周期を検出すること
により、始動電流検出を行うことにより、電流がない時
アナログ部のＤＣ成分による無用計量を防止する潜動防
止機能をもたせたものである。
【００９９】実施例１７ この実施例は実施例１６と同じく無入力時の始動を防止
する潜動防止手段を設けた電子式電力量計を提供するも
ので、図２６に単相２線の電力量を計量する１素子電力
量計の場合のブロック図を示す。また、図２７ｂにその
動作波形を示す。
する潜動防止手段を設けた電子式電力量計を提供するも
ので、図２６に単相２線の電力量を計量する１素子電力
量計の場合のブロック図を示す。また、図２７ｂにその
動作波形を示す。
【０１００】構成は実施例１６に第三のディジタルロー
パスフィルタ８２を設けたものである。第三のディジタ
ルローパスフィルタ８２を通し、ｗn＝ｗ0＋ｗn-1（ｗn
は、時間ｔnにおけるレジスタの出力値、ｗn-1は、時間
ｔn-1におけるレジスタ２３２の出力値）を演算処理す
る（図２７ｂ）。その後の動作は実施例１６と同様で
ある。ここで第三のディジタルローパスフィルタ８２を
通すと、レジスタ２３２の出力は図２７ｂのように平
均化され計量精度の向上につながる。
パスフィルタ８２を設けたものである。第三のディジタ
ルローパスフィルタ８２を通し、ｗn＝ｗ0＋ｗn-1（ｗn
は、時間ｔnにおけるレジスタの出力値、ｗn-1は、時間
ｔn-1におけるレジスタ２３２の出力値）を演算処理す
る（図２７ｂ）。その後の動作は実施例１６と同様で
ある。ここで第三のディジタルローパスフィルタ８２を
通すと、レジスタ２３２の出力は図２７ｂのように平
均化され計量精度の向上につながる。
【０１０１】この実施例の効果は、第三のディジタルロ
ーパスフィルタ８２を追加することにより、より高精度
な始動電流検出が可能となる。
ーパスフィルタ８２を追加することにより、より高精度
な始動電流検出が可能となる。
【０１０２】実施例１８ この実施例は軽負荷時の調整をする軽負荷調整手段をを
設けた電子式電力量計を提供するもので、図２８にブロ
ック図を示す。構成は実施例１６の図２５に軽負荷調整
設定器（レジスタ）２４１と、軽負荷調整値を加算する
加算器５０を設けたものである。
設けた電子式電力量計を提供するもので、図２８にブロ
ック図を示す。構成は実施例１６の図２５に軽負荷調整
設定器（レジスタ）２４１と、軽負荷調整値を加算する
加算器５０を設けたものである。
【０１０３】乗算器１８jからの出力である量子化され
た電力値に軽負荷調整設定器２４１内の軽負荷調整値Ｌ
を加算して、軽負荷調整を行う。この軽負荷調整をする
理由は、交流電流検出素子であるＣＴを使用する場合、
図２９のように、小さな電流領域ではマイナス誤差を有
する傾向があるため、軽負荷調整レジスタ２４１で一定
値Ｌを加算することにより、ＣＴ誤差を補正する。式で
表すと、ｗn＝（ｗ0＋Ｌ）＋ｗn-1（ｗnは、時間ｔnに
おけるレジスタの出力値、ｗn-1は、時間ｔn-1における
レジスタ２３２の出力値）となる。軽負荷調整値加算後
の動作は、実施例１６と同様である。この軽負荷調整値
は、軽負荷のみでなく軽負荷以外の他の領域でも一定値
として加算されるが、この値は小さいので他の領域の誤
差としての割合は無視できるようになる。
た電力値に軽負荷調整設定器２４１内の軽負荷調整値Ｌ
を加算して、軽負荷調整を行う。この軽負荷調整をする
理由は、交流電流検出素子であるＣＴを使用する場合、
図２９のように、小さな電流領域ではマイナス誤差を有
する傾向があるため、軽負荷調整レジスタ２４１で一定
値Ｌを加算することにより、ＣＴ誤差を補正する。式で
表すと、ｗn＝（ｗ0＋Ｌ）＋ｗn-1（ｗnは、時間ｔnに
おけるレジスタの出力値、ｗn-1は、時間ｔn-1における
レジスタ２３２の出力値）となる。軽負荷調整値加算後
の動作は、実施例１６と同様である。この軽負荷調整値
は、軽負荷のみでなく軽負荷以外の他の領域でも一定値
として加算されるが、この値は小さいので他の領域の誤
差としての割合は無視できるようになる。
【０１０４】この発明の効果は、軽負荷時のＣＴ誤差を
補正し、高精度な電力量計を得ることができる。
補正し、高精度な電力量計を得ることができる。
【０１０５】実施例１９ 実施例１８では、軽負荷調整値を軽負荷時以外の領域で
も加算したが、この実施例は軽負荷時のみ軽負荷調整値
を負荷するものである。図３０はこの実施例で、２４２
はコンパレータ、２４３は基準電流値を設定する基準電
流設定器（レジスタ）、ＳＷ17はコンパレータ２４２で
開閉されるスイッチである。
も加算したが、この実施例は軽負荷時のみ軽負荷調整値
を負荷するものである。図３０はこの実施例で、２４２
はコンパレータ、２４３は基準電流値を設定する基準電
流設定器（レジスタ）、ＳＷ17はコンパレータ２４２で
開閉されるスイッチである。
【０１０６】軽負荷調整値Ｌを加算する際、第一のディ
ジタルローパスフィルタ８０からの電流値により、この
電流値が軽負荷で基準電流値以下のときはコンパレータ
２４２が作動せず、スイッチＳＷ17が軽負荷調整設定器
に接続され軽負荷調整値が加算され、電流値が軽負荷以
外で基準電流値以上のときはコンパレータ２４２が作動
し、スイッチＳＷ17が軽負荷調整設定器に接続されず軽
負荷調整値が加算されない。軽負荷調整値加算後の動作
は、実施例１６と同様である。この実施例の効果は、実
施例１８と同様であるが、軽負荷時のみ軽負荷調整値を
加算するようにしたので、より精度の良い電子式電力量
計を提供することができる。
ジタルローパスフィルタ８０からの電流値により、この
電流値が軽負荷で基準電流値以下のときはコンパレータ
２４２が作動せず、スイッチＳＷ17が軽負荷調整設定器
に接続され軽負荷調整値が加算され、電流値が軽負荷以
外で基準電流値以上のときはコンパレータ２４２が作動
し、スイッチＳＷ17が軽負荷調整設定器に接続されず軽
負荷調整値が加算されない。軽負荷調整値加算後の動作
は、実施例１６と同様である。この実施例の効果は、実
施例１８と同様であるが、軽負荷時のみ軽負荷調整値を
加算するようにしたので、より精度の良い電子式電力量
計を提供することができる。
【０１０７】実施例２０ この実施例は微小電流域での計量精度の測定が短時間で
行えるような電子式電力量計を提供するもので、図３１
にブロック図を示す。実施例１８の構成において、乗算
器１８jと加算器５０の間に第三のディジタルローパス
フィルタ８２と、加算器５０とアキュムレータ２３１の
間にｗ0＋Ｌの値を記憶する第一のレジスタ２５１を配
置し、アキュムレータ２３１の出力側のレジスタを第二
のレジスタ２５２とした構成である。
行えるような電子式電力量計を提供するもので、図３１
にブロック図を示す。実施例１８の構成において、乗算
器１８jと加算器５０の間に第三のディジタルローパス
フィルタ８２と、加算器５０とアキュムレータ２３１の
間にｗ0＋Ｌの値を記憶する第一のレジスタ２５１を配
置し、アキュムレータ２３１の出力側のレジスタを第二
のレジスタ２５２とした構成である。
【０１０８】次に動作を説明する。第三のディジタルロ
ーパスフィルタ８２と軽負荷との加算は、動作クロック
（ＣＬＫ）周波数ｆに同期して、第一のレジスタ２５１
に記憶する。一方、アキュムレータ２３１以降の回路で
は、動作クロック（ＣＬＫ）周波数がｆのｎ倍の速度に
同期して実行される。つまり、第一のレジスタ２５１内
に記憶されている値（ｗ0＋Ｌ）がｎ回累積加算され、
第二のレジスタ２５２に記憶される。以後のマグニチュ
ードコンパレータ２３３は、実施例１８と同じ動作を行
い、カウンタ３０によりパルスを累積加算し、電力量を
得ている。
ーパスフィルタ８２と軽負荷との加算は、動作クロック
（ＣＬＫ）周波数ｆに同期して、第一のレジスタ２５１
に記憶する。一方、アキュムレータ２３１以降の回路で
は、動作クロック（ＣＬＫ）周波数がｆのｎ倍の速度に
同期して実行される。つまり、第一のレジスタ２５１内
に記憶されている値（ｗ0＋Ｌ）がｎ回累積加算され、
第二のレジスタ２５２に記憶される。以後のマグニチュ
ードコンパレータ２３３は、実施例１８と同じ動作を行
い、カウンタ３０によりパルスを累積加算し、電力量を
得ている。
【０１０９】この実施例の効果は、マグニチュードコン
パレータからのパルス出力間隔時間が、短くなり特に微
小電流域での計量精度の測定が短時間で行えるようにな
る。この実施例では軽負荷調整値を加算したが、この軽
負荷調整設定器を省いた実施例１６および実施例１７の
回路についても適用でき、同様の効果が得られる。
パレータからのパルス出力間隔時間が、短くなり特に微
小電流域での計量精度の測定が短時間で行えるようにな
る。この実施例では軽負荷調整値を加算したが、この軽
負荷調整設定器を省いた実施例１６および実施例１７の
回路についても適用でき、同様の効果が得られる。
【０１１０】実施例２１ この実施例は代表的な３相４線の電子式電力量計として
まとめたもので、この電力量の計量に係る必要な調整手
段を組み込み、必要な調整が行えるようにしたものであ
る。図３２はそのブロック図を、図３３はその調整のフ
ローチャートを示す。この構成で上述の実施例での符号
と同一のものは同一の機能を表す。ここで２６１は積算
した電力量を表示する表示器、２６０は全体の演算制御
を司る演算制御回路、２７０は電子式電力量計全体を表
し、３０１は基準入力値を入力するアナログ基準発生器
である。尚、Ｌは軽負荷調整値Ｌを設定する軽負荷調整
値設定器２４１で、Ｆは定格基準値Ｆを設定する定格基
準値設定器２３４である。
まとめたもので、この電力量の計量に係る必要な調整手
段を組み込み、必要な調整が行えるようにしたものであ
る。図３２はそのブロック図を、図３３はその調整のフ
ローチャートを示す。この構成で上述の実施例での符号
と同一のものは同一の機能を表す。ここで２６１は積算
した電力量を表示する表示器、２６０は全体の演算制御
を司る演算制御回路、２７０は電子式電力量計全体を表
し、３０１は基準入力値を入力するアナログ基準発生器
である。尚、Ｌは軽負荷調整値Ｌを設定する軽負荷調整
値設定器２４１で、Ｆは定格基準値Ｆを設定する定格基
準値設定器２３４である。
【０１１１】動作について説明する。まず、電力量の連
続的計量を始める前に、演算制御回路２６０は、調整モ
ードを持ち次の動作を行う。
続的計量を始める前に、演算制御回路２６０は、調整モ
ードを持ち次の動作を行う。
【０１１２】 ＣＴ１，ＶＴ１へ、アナログ基準発生
器３０１から同一アナログ値（例えば、電流・電圧共１
００％）を入力する。なお、ＣＴ２，ＣＴ３，ＶＴ２，
ＶＴ３＝０その状態で回路全体を動作させ、その時の第
三のディジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）を
記憶する。［これをｗ01とする。］
器３０１から同一アナログ値（例えば、電流・電圧共１
００％）を入力する。なお、ＣＴ２，ＣＴ３，ＶＴ２，
ＶＴ３＝０その状態で回路全体を動作させ、その時の第
三のディジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）を
記憶する。［これをｗ01とする。］
【０１１３】 ＣＴ２，ＶＴ２へ上記同一アナログ値
を入力する。なお、ＣＴ１，ＣＴ３，ＶＴ１，ＶＴ３＝
０その状態で回路全体を動作させ、その時の第三のディ
ジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［これをｗ
02とする。］を読み取り、Ｂ２＝ｗ01／ｗ02なる値をバ
ランス調整レジスタ２２１に設定する。
を入力する。なお、ＣＴ１，ＣＴ３，ＶＴ１，ＶＴ３＝
０その状態で回路全体を動作させ、その時の第三のディ
ジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［これをｗ
02とする。］を読み取り、Ｂ２＝ｗ01／ｗ02なる値をバ
ランス調整レジスタ２２１に設定する。
【０１１４】 ＣＴ３，ＶＴ３へ上記同一アナログ値
を入力する。なお、ＣＴ１，ＣＴ２，ＶＴ１，ＶＴ２＝
０その状態で回路全体を動作させ、その時の第三のディ
ジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［これをｗ
03とする。］を読み取り、Ｂ３＝ｗ01／ｗ03なる値をバ
ランス調整レジスタ２２２に設定する。
を入力する。なお、ＣＴ１，ＣＴ２，ＶＴ１，ＶＴ２＝
０その状態で回路全体を動作させ、その時の第三のディ
ジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［これをｗ
03とする。］を読み取り、Ｂ３＝ｗ01／ｗ03なる値をバ
ランス調整レジスタ２２２に設定する。
【０１１５】 アナログ基準発生器３０１から上記同
一アナログ値をＣＴ１，ＶＴ１に入力し、定格基準値設
定器２３４に、Ｆ＝（ｗ01／基準電力）×定格基準値な
る値を設定する。ここで基準電力とは、アナログ基準発
生器３０１からの電圧および電流を乗じた計算上の値、
定格基準値とは、電力量当たりのパルス数を決める計算
上の値（定数）である。Ｆとは、修正された定格基準値
で、新たな定格基準値として設定される。即ち、入力さ
れた電力量（レジスタ２３２の値）がＦに基づいて補正
された電力量（マグニチュードコンパレータの出力）と
なり正確な電力量（カウンタ３０の値）が計量される。
一アナログ値をＣＴ１，ＶＴ１に入力し、定格基準値設
定器２３４に、Ｆ＝（ｗ01／基準電力）×定格基準値な
る値を設定する。ここで基準電力とは、アナログ基準発
生器３０１からの電圧および電流を乗じた計算上の値、
定格基準値とは、電力量当たりのパルス数を決める計算
上の値（定数）である。Ｆとは、修正された定格基準値
で、新たな定格基準値として設定される。即ち、入力さ
れた電力量（レジスタ２３２の値）がＦに基づいて補正
された電力量（マグニチュードコンパレータの出力）と
なり正確な電力量（カウンタ３０の値）が計量される。
【０１１６】 ＶＴ１へはで入力した値を、ＣＴ１
へはで入力したアナログ値の１／ｎの値を入力、な
お、ＣＴ２，ＣＴ３，ＶＴ２，ＶＴ３＝０とする。その
時の第三のディジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ
0）［これをｗ0nとする。］から、Ｌ＝（ｗ01／ｎ）−
ｗ0nなる値を軽負荷調整値として軽負荷調整値設定器に
設定する。
へはで入力したアナログ値の１／ｎの値を入力、な
お、ＣＴ２，ＣＴ３，ＶＴ２，ＶＴ３＝０とする。その
時の第三のディジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ
0）［これをｗ0nとする。］から、Ｌ＝（ｗ01／ｎ）−
ｗ0nなる値を軽負荷調整値として軽負荷調整値設定器に
設定する。
【０１１７】 ＣＴ１，ＶＴ１へ実効値が同一で、力
率＝０．５なるアナログ信号を入力する。なお、ＣＴ
２，ＣＴ３，ＶＴ２，ＶＴ３＝０とする。その時の第三
のディジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［こ
れをｗ0p1とする。］から、Ｐ１＝Ｋ・（ｗ01／２−Ｗ
0p1）ｗ01／２なる値をＰ１レジスタ２１２に設定す
る。（Ｋは定数）
率＝０．５なるアナログ信号を入力する。なお、ＣＴ
２，ＣＴ３，ＶＴ２，ＶＴ３＝０とする。その時の第三
のディジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［こ
れをｗ0p1とする。］から、Ｐ１＝Ｋ・（ｗ01／２−Ｗ
0p1）ｗ01／２なる値をＰ１レジスタ２１２に設定す
る。（Ｋは定数）
【０１１８】 ＣＴ２，ＶＴ２へ実効値が同一で、力
率＝０．５なるアナログ信号を入力する。なお、ＣＴ
１，ＣＴ３，ＶＴ１，ＶＴ３＝０とする。その時の第三
のディジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［こ
れをｗ0p2とする。］から、Ｐ２＝Ｋ・（ｗ01／２−ｗ
0p2）ｗ01／２なる値をＰ２レジスタ２１３に設定す
る。（Ｋは定数）
率＝０．５なるアナログ信号を入力する。なお、ＣＴ
１，ＣＴ３，ＶＴ１，ＶＴ３＝０とする。その時の第三
のディジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［こ
れをｗ0p2とする。］から、Ｐ２＝Ｋ・（ｗ01／２−ｗ
0p2）ｗ01／２なる値をＰ２レジスタ２１３に設定す
る。（Ｋは定数）
【０１１９】 ＣＴ３，ＶＴ３へ実効値が同一で、力
率＝０．５なるアナログ信号を入力。なお、ＣＴ１，Ｃ
Ｔ２，ＶＴ１，ＶＴ２＝０とする。その時の第三のディ
ジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［これをｗ
0p3とする。］から、Ｐ３＝Ｋ・（ｗ01／２−ｗ0p3）ｗ
01／２なる値をＰ３レジスタ２１７に設定する。（Ｋは
定数） 〜の順で各設定値を設定し、その後定められた設定
値をもとに電力量を計量する。
率＝０．５なるアナログ信号を入力。なお、ＣＴ１，Ｃ
Ｔ２，ＶＴ１，ＶＴ２＝０とする。その時の第三のディ
ジタルローパスフィルタ８２の出力（ｗ0）［これをｗ
0p3とする。］から、Ｐ３＝Ｋ・（ｗ01／２−ｗ0p3）ｗ
01／２なる値をＰ３レジスタ２１７に設定する。（Ｋは
定数） 〜の順で各設定値を設定し、その後定められた設定
値をもとに電力量を計量する。
【０１２０】この調整動作のフローチャートを図３３に
示し、図の〜は上述の〜の調整に対応してい
る。このようなフローで自動的に調整作業を行うことが
できる。なお、ＶＴ，ＣＴの特性（比誤差）が所定の範
囲内で製作可能であるならば、、のバランス調整は
不要となる。また、軽負荷特性が良好なＣＴを使用する
場合には、の軽負荷調整は不要となる。また、ＶＴ，
ＣＴの位相角特性が所定の範囲内で製作可能であるなら
ば、、、の位相角調整は不要となる。一方、、
、で定めた定数Ｋは、サンプリング周波数ｆs商用
周波数ｆ0により決定される定数で位相角誤差が１分で
電力誤差が約０．０５％となることを前提にＫ＝１００
／３６０×６０×０．０５×（ｆ0／ｆs）となる。
示し、図の〜は上述の〜の調整に対応してい
る。このようなフローで自動的に調整作業を行うことが
できる。なお、ＶＴ，ＣＴの特性（比誤差）が所定の範
囲内で製作可能であるならば、、のバランス調整は
不要となる。また、軽負荷特性が良好なＣＴを使用する
場合には、の軽負荷調整は不要となる。また、ＶＴ，
ＣＴの位相角特性が所定の範囲内で製作可能であるなら
ば、、、の位相角調整は不要となる。一方、、
、で定めた定数Ｋは、サンプリング周波数ｆs商用
周波数ｆ0により決定される定数で位相角誤差が１分で
電力誤差が約０．０５％となることを前提にＫ＝１００
／３６０×６０×０．０５×（ｆ0／ｆs）となる。
【０１２１】この実施例の効果は、各調整値がディジタ
ルの数値で設定、記憶するため、人手による設定をなく
した自動化ラインで生産でき、安価な電子式電力量計が
得られる。
ルの数値で設定、記憶するため、人手による設定をなく
した自動化ラインで生産でき、安価な電子式電力量計が
得られる。
【発明の効果】この発明の請求項１によれば、低周波域
の量子化雑音を大幅に低減でき、電力の誤差が低減し、
高精度の電子式電力量計を得ることができる効果があ
る。
の量子化雑音を大幅に低減でき、電力の誤差が低減し、
高精度の電子式電力量計を得ることができる効果があ
る。
【０１２２】この発明の請求項２によれば、１／ｎ（ｎ
≧１）の割合で間引きを行なうので乗算回数を減らすこ
とが出来、回路の消費電力を低減する効果がある。
≧１）の割合で間引きを行なうので乗算回数を減らすこ
とが出来、回路の消費電力を低減する効果がある。
【０１２３】この発明の請求項３によれば、一つのシグ
マ・デルタ変調回路で複数入力に対応することができ、
時分割使用することで回路構成が簡単になる効果があ
る。
マ・デルタ変調回路で複数入力に対応することができ、
時分割使用することで回路構成が簡単になる効果があ
る。
【０１２４】この発明の請求項４によれば、第一および
第二の移動平均処理手段は８ビット以下の出力で所定の
精度内の電力量計量を行うことができる効果がある。
第二の移動平均処理手段は８ビット以下の出力で所定の
精度内の電力量計量を行うことができる効果がある。
【０１２５】この発明の請求項５によれば、低周波域の
量子化雑音を大幅に低減でき、電力の誤差が低減し、高
精度の電子式電力量計を得ることができる効果がある。
量子化雑音を大幅に低減でき、電力の誤差が低減し、高
精度の電子式電力量計を得ることができる効果がある。
【０１２６】この発明の請求項６によれば、アナログ・
ディジタル変換手段の出力を１周期分の移動平均を行な
うので、直流成分の影響による電力演算誤差を低減でき
る効果がある。
ディジタル変換手段の出力を１周期分の移動平均を行な
うので、直流成分の影響による電力演算誤差を低減でき
る効果がある。
【０１２７】この発明の請求項７によれば、ゼロクロス
検出手段により交流電圧のゼロクロスを検出し、これに
基づいて量子化された交流電流および交流電圧の一周期
分を検出するようにしているので、周波数変動があって
も常に電流および電圧の直流成分の影響を除去し得る効
果がある。
検出手段により交流電圧のゼロクロスを検出し、これに
基づいて量子化された交流電流および交流電圧の一周期
分を検出するようにしているので、周波数変動があって
も常に電流および電圧の直流成分の影響を除去し得る効
果がある。
【０１２８】この発明の請求項８によれば、一つのシグ
マ・デルタ変調回路で複数入力に対応することができ、
時分割使用することで回路構成が簡単になる効果があ
る。
マ・デルタ変調回路で複数入力に対応することができ、
時分割使用することで回路構成が簡単になる効果があ
る。
【０１２９】この発明の請求項９によれば、第一および
第二のローパスフィルタは８ビット以下の出力で所定の
精度内の電力量計量を行うことができる効果がある。
第二のローパスフィルタは８ビット以下の出力で所定の
精度内の電力量計量を行うことができる効果がある。
【０１３０】この発明の請求項１０によれば、オフセッ
ト調整手段を設けたのでオフセット電力値を補正して計
量精度を向上することができる効果がある。
ト調整手段を設けたのでオフセット電力値を補正して計
量精度を向上することができる効果がある。
【０１３１】この発明の請求項１１によれば、オフセッ
ト電力の算出を所定の周期で行い、常にオフセット値を
補正するようにしたので、より計量精度を向上すること
ができる効果がある。
ト電力の算出を所定の周期で行い、常にオフセット値を
補正するようにしたので、より計量精度を向上すること
ができる効果がある。
【０１３２】この発明の請求項１２によれば、遅延手段
により電圧位相角を調整して位相角誤差を補正するよう
にしたので、計量精度を向上することができる効果があ
る。
により電圧位相角を調整して位相角誤差を補正するよう
にしたので、計量精度を向上することができる効果があ
る。
【０１３３】この発明の請求項１３によれば、遅延手段
により電流位相角を調整して位相角誤差を補正するよう
にしたので、計量精度を向上することができる効果があ
る。
により電流位相角を調整して位相角誤差を補正するよう
にしたので、計量精度を向上することができる効果があ
る。
【０１３４】この発明の請求項１４によれば、所望のシ
フト数のシフトが可能なシフトレジスタによって位相角
を調整して位相角誤差を補正するようにしたので、計量
精度を向上することができる効果がある。
フト数のシフトが可能なシフトレジスタによって位相角
を調整して位相角誤差を補正するようにしたので、計量
精度を向上することができる効果がある。
【０１３５】この発明の請求項１５によれば、多素子の
電力量の計測において、バランス調整手段を設けてバラ
ンスの補正をするようにしたので、計量精度を向上する
ことができる効果がある。
電力量の計測において、バランス調整手段を設けてバラ
ンスの補正をするようにしたので、計量精度を向上する
ことができる効果がある。
【０１３６】この発明の請求項１６によれば、潜動防止
手段を設けて入力電力量の無い状態での計量誤差を少な
くするようにしたので、計量精度を向上することができ
る効果がある。
手段を設けて入力電力量の無い状態での計量誤差を少な
くするようにしたので、計量精度を向上することができ
る効果がある。
【０１３７】この発明の請求項１７によれば、第三のロ
ーパスフィルタを通過した出力に対して潜動防止をする
ようにしたので、入力電力量の無い状態での計量誤差を
より少なくする。
ーパスフィルタを通過した出力に対して潜動防止をする
ようにしたので、入力電力量の無い状態での計量誤差を
より少なくする。
【０１３８】この発明の請求項１８によれば、軽負荷調
整手段を設け、少なくとも軽負荷時に所定の軽負荷調整
値を加えるようにしたので、軽負荷での計量誤差を少な
くする効果がある。
整手段を設け、少なくとも軽負荷時に所定の軽負荷調整
値を加えるようにしたので、軽負荷での計量誤差を少な
くする効果がある。
【０１３９】この発明の請求項１９によれば、動作クロ
ック周波数をｆのｎ倍の周波数で電力量の計量を行うよ
うにしたので、短時間での計量精度の測定が可能にな
り、特に微小電流域での計量精度の測定が短時間で行え
る効果がある。
ック周波数をｆのｎ倍の周波数で電力量の計量を行うよ
うにしたので、短時間での計量精度の測定が可能にな
り、特に微小電流域での計量精度の測定が短時間で行え
る効果がある。
【０１４０】この発明の請求項２０によれば、定格調整
手段を設け、定格基準値で補正された電力値を出力する
ようにしたので、高精度の電力量の計量ができる効果が
ある。
手段を設け、定格基準値で補正された電力値を出力する
ようにしたので、高精度の電力量の計量ができる効果が
ある。
【０１４１】この発明の請求項２１によれば、各調整値
がディジタルの数値で設定・記憶するため、人手による
設定をなくした自動設定が可能で、自動化ラインで生産
でき、安価な電子式電力量計で得られる効果がある。
がディジタルの数値で設定・記憶するため、人手による
設定をなくした自動設定が可能で、自動化ラインで生産
でき、安価な電子式電力量計で得られる効果がある。
【図１】この発明の実施例１による電子式電力量計の電
力演算部のブロック図である。
力演算部のブロック図である。
【図２】１次シグマ・デルタ変調回路例のブロック図で
ある。
ある。
【図３】２次シグマ・デルタ変調回路例のブロック図で
ある。
ある。
【図４】２次シグマ・デルタ変調回路の量子化雑音スペ
クトル分布の例を示すグラフである。
クトル分布の例を示すグラフである。
【図５】ローパスフィルタを構成するディジタルフィル
タの例のブロック図である。
タの例のブロック図である。
【図６】移動平均ディジタルフィルタ後の量子化雑音ス
ペクトル分布の例を示すグラフである。
ペクトル分布の例を示すグラフである。
【図７】この発明の実施例２による電子式電力量計の電
力演算部のブロック図である。
力演算部のブロック図である。
【図８】この発明の実施例３による電子式電力量計の電
力演算部のブロック図である。
力演算部のブロック図である。
【図９】この発明の実施例４による電子式電力量計の電
力演算部のブロック図である。
力演算部のブロック図である。
【図１０】この発明の実施例５による電子式電力量計の
電力演算部のブロック図である。
電力演算部のブロック図である。
【図１１】この発明の実施例５，６に用いる１次シグマ
・デルタ変調回路例のブロック図である。
・デルタ変調回路例のブロック図である。
【図１２】この発明の実施例６による電子式電力量計の
電力演算部のブロック図である。
電力演算部のブロック図である。
【図１３】この発明の実施例７による電子式電力量計の
電力演算部のブロック図である。
電力演算部のブロック図である。
【図１４】この発明の実施例８による電子式電力量計の
電力演算部のブロック図である。
電力演算部のブロック図である。
【図１５】図１４の動作説明図である。
【図１６】図１４の動作説明図である。
【図１７】この発明の実施例９による電子式電力量計の
電力演算部のブロック図である。
電力演算部のブロック図である。
【図１８】図１７，図１９の動作説明図である。
【図１９】この発明の実施例１０による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図２０】この発明の実施例１１の動作説明図である。
【図２１】この発明の実施例１２による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図２２】この発明の実施例１３による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図２３】この発明の実施例１４による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図２４】この発明の実施例１５による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図２５】この発明の実施例１６による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図２６】この発明の実施例１７による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図２７】図２６，図２７の動作説明図である。
【図２８】この発明の実施例１８による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図２９】ＣＴの出力特性を示す図である。
【図３０】この発明の実施例１９による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図３１】この発明の実施例２０による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図３２】この発明の実施例２１による電子式電力量計
の電力演算部のブロック図である。
の電力演算部のブロック図である。
【図３３】図３２の調整動作を示すフローチャートであ
る。
る。
【図３４】従来の電子式電力量計の電力演算部のブロッ
ク図である。
ク図である。
１０ 第一のシグマ・デルタ変調回路 １０a 第一のシグマ・デルタ変調回路 １０b 第二のシグマ・デルタ変調回路 １１ 第二のシグマ・デルタ変調回路 １２ 第一の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １２a 第一の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １２b 第五の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １３ 第三の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １３a 第三の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １３b 第七の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １４ 第二の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １４a 第二の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １４b 第六の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １５ 第四の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １５a 第四の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １５b 第八の１６タップ移動平均ディジタルフィルタ １６ 第一の１周期移動平均ディジタルフィルタ １７ 第二の１周期移動平均ディジタルフィルタ １８ 第一の乗算器 １８a，１８a1，１８b1，１８c，１８d，乗算器 １８e，１８f，１８g，１８h，１８j 乗算器 １９ 第二の乗算器 ２０ 減算器 ２１a，２１b，２１c，２１d，２１e，２１f 減算器 ２２ 第一のアップダウンカウンタ ２３ 第一のラッチレジスタ ２４ 第二のアップダウンカウンタ ２５ 第二のラッチレジスタ ２６ ゼロクロス検出 ２７ １／２分周 ３０ カウンタ ３１ 加算器 ３２ 積分器 ３３，４３ 比較器 ３４ １ビットＤ／Ａ変換器 ３５，４５ 遅延手段 ４１，４６，５０，５０a 加算器 ４２，４７ 積分器 ４４ １ビットＤ／Ａ変換器 ５１，５２，５３ 遅延手段 ５４，５５，５６，５７，７３ 乗算器 ５８，５９，６０ 加算器 ７１ 第１の逐次比較型Ａ／Ｄ変換器 ７２ 第２の逐次変換型Ａ／Ｄ変換器 ８０ 第一のディジタルローパスフィルタ ８１ 第二のディジタルローパスフィルタ ８２ 第三のディジタルローパスフィルタ １２１ 第一の256 タップ移動平均ディジタルフィルタ １３１ 第二の256 タップ移動平均ディジタルフィルタ １４１，１５１，１６１，１７１ １／８間引手段 １４１a，１５１a，１４１b，１５１b １／８間引手段 １４１a1，１５１a1 １／32間引手段 １８１，１８２ 間引手段 １９１ ｉ1レジスタ １９２ ｉ2レジスタ １９３ ｉレジスタ １９４ ｉ3レジスタ ２０１ ｖ1レジスタ ２０２ ｖ2レジスタ ２０３ ｖレジスタ ２０４ ｖ3レジスタ ２１１，２１４ Ｐ段シフトレジスタ ２１２，２１５ Ｐ１レジスタ ２１３，２１６ Ｐ２レジスタ ２１７ Ｐ３レジスタ ２２１，２２２ バランス調整レジスタ ２３１ アキュムレータ ２３２ レジスタ ２３３ マグニチュードコンパレータ ２３４ 定格基準値設定器 ２３５ パルス周期検出回路 ２３６ 始動基準値設定器 ２３７ ＡＮＤ回路 ２４１ 軽負荷調整値設定器 ２４２ コンパレータ ２４３ 基準電流設定器 ２５１ 第一のレジスタ ２５２ 第二のレジスタ ２６０ 演算制御回路 ２６１ 表示器 ２７０ 電力量計 ３０１ アナログ基準発生器
Claims (21)
- 【請求項１】 交流電流を量子化する第一のアナログ・
ディジタル変換手段、交流電圧を量子化する第二のアナ
ログ・ディジタル変換手段、上記量子化された交流電流
および交流電圧をそれぞれ移動平均する第一および第二
の移動平均処理手段、上記移動平均処理された交流電流
および交流電圧を乗算する第一の乗算手段、この乗算手
段からの出力を積算する積算手段を備えたことを特徴と
する電子式電力量計。 - 【請求項２】 移動平均された後の量子化された交流電
流および交流電圧のサンプリング値列から１／ｎ（ｎ≧
１）の割合で間引く間引手段を備えたことを特徴とする
請求項１記載の電子式電力量計。 - 【請求項３】 アナログ・ディジタル変換手段は、アナ
ログ入力値を積分器で積分し比較器を通してディジタル
値を出力すると共に、その出力を遅延しＤ／Ａ変換して
上記積分器の入力側にフィードバックするシグマ・デル
タ変調回路とし、複数の各入力に対し所定の周期で切り
替えて上記シグマ・デルタ変調回路へ順次入力する切替
手段と、この切替手段の切替周期に同期して順次上記積
分器で積分される積分値を上記複数の各入力に対応して
それぞれ保持する保持手段とを設け、上記複数の各入力
に対し上記積分器による積分と上記保持手段による積分
値の保持とを上記所定の周期で順次行うようにしたこと
を特徴とする請求項１または２記載の電子式電力量計。 - 【請求項４】 第一および第二の移動平均処理手段は８
ビット以下の出力を有する移動平均処理手段としたこと
を特徴とする請求項１〜３のいずれか一項記載の電子式
電力量計。 - 【請求項５】 交流電流を量子化する第一のアナログ・
ディジタル変換手段、交流電圧を量子化する第二のアナ
ログ・ディジタル変換手段、上記量子化された交流電流
および交流電圧をそれぞれ低域通過させる第一および第
二のディジタルローパスフィルタ、低域通過した後の量
子化された交流電流および交流電圧のサンプリング値列
から１／ｍ（ｍは第一・第二のディジタルローパスフィ
ルタの遅延手段の個数以上の数）の割合で間引く間引手
段、この間引手段からの交流電流および交流電圧を乗算
する第一の乗算手段、この乗算手段からの出力を積算す
る積算手段を備えたことを特徴とする電子式電力量計。 - 【請求項６】 量子化された交流電流および交流電圧の
各々を一周期分積分する第一および第二の積分手段、上
記各々の積分手段からの出力を乗算する第二の乗算手
段、第一の乗算手段の出力から上記第二の乗算手段の出
力を減算する減算手段を備えたことを特徴とする請求項
１，２，５のいずれか一項記載の電子式電力量計。 - 【請求項７】 量子化された交流電流および交流電圧の
一周期分を上記交流電圧のゼロクロスにより検出するゼ
ロクロス検出手段、このゼロクロス検出手段の出力を基
に上記量子化された交流電流および交流電圧を各々一周
期分積分する第一および第二の積分手段、上記各々の積
分手段からの出力を乗算する第二の乗算手段、第一の乗
算手段の出力から上記第二の乗算手段の出力を減算する
減算手段を備えたことを特徴とする請求項１，２，５の
いずれか一項記載の電子式電力量計。 - 【請求項８】 入力される多素子の交流電流と交流電圧
から対応する各素子の交流電流と交流電圧を所定の周期
で順次取り出す切替手段、この切替手段からの各素子の
交流電流と交流電圧を順次量子化する第一のアナログ・
ディジタル変換手段および第二のアナログ・ディジタル
変換手段、上記量子化された各素子の交流電流および交
流電圧を順次低域通過させる第一および第二のディジタ
ルローパスフィルタ、低域通過した後の量子化された各
素子の交流電流および交流電圧のサンプリング値列から
１／ｍ（ｍは第一・第二のディジタルローパスフィルタ
の遅延手段の個数以上の数）の割合で間引く間引手段、
この間引手段からの多素子入力に対応する交流電流およ
び交流電圧をそれぞれ乗算し、この乗算結果の和を求め
る演算手段、この和の出力を積算する積算手段を備えた
ことを特徴とする電子式電力量計。 - 【請求項９】 第一および第二のディジタルローパスフ
ィルタは８ビット以下の出力を有するローパスフィルタ
であることを特徴とする請求項５，または請求項８記載
の電子式電力量計。 - 【請求項１０】 量子化された電力値からオフセット電
力値を減算するオフセット調整手段を設け、基準電流お
よび基準電圧を入力して求めた量子化されたオフセット
電流およびオフセット電圧からオフセット電力を演算
し、この演算結果を上記オフセット電力値として設定す
るようにしたことを特徴とする請求項１，２，５，８，
９のいずれか一項記載の電子式電力量計。 - 【請求項１１】 量子化された電力値からオフセット電
力値を減算するオフセット調整手段を設け、基準電流お
よび基準電圧を所定の周期で入力して求めた量子化され
たオフセット電流およびオフセット電圧からオフセット
電力を演算し、この演算結果を上記所定の周期毎に上記
オフセット電力値として設定するようにしたことを特徴
とする請求項８記載の電子式電力量計。 - 【請求項１２】 第二のアナログ・ディジタル変換手段
と第二のディジタルローパスフィルタ間に所望の遅延時
間が得られる遅延手段を設け、この遅延動作により電圧
位相角を調整するようにしたことを特徴とする請求項
１，２，５〜１１のいずれか一項記載の電子式電力量
計。 - 【請求項１３】 第一のアナログ・ディジタル変換手段
と第一のディジタルローパスフィルタ間に所望の遅延時
間が得られる遅延手段を設け、この遅延動作により電流
位相角を調整するようにしたことを特徴とする請求項
１，２，５〜１２のいずれか一項記載の電子式電力量
計。 - 【請求項１４】 遅延手段は、所望のシフト数のシフト
が可能なシフトレジスタとし、このシフト動作によって
位相角を調整するようにしたことを特徴とする請求項１
２または請求項１３記載の電子式電力量計。 - 【請求項１５】 ｎ素子の交流電流と交流電圧が入力さ
れる多素子入力の場合であって、各第２，３，・・・ｎ
素子の量子化された電力値にＢ２，Ｂ３，・・・Ｂｎの
バランス調整値をそれぞれ乗じるバランス調整手段を設
け、第１，２，３，・・・ｎの各素子の入力にそれぞれ
基準電流および基準電圧を与えて計量した量子化された
電力値をｗ1 ，ｗ2 ，ｗ3 ，・・・ｗn とし、Ｂ２＝ｗ
1 ／ｗ2 ，Ｂ３＝ｗ1 ／ｗ3 ，・・・Ｂｎ＝ｗ1 ／ｗn
の各バランス調整値を上記バランス調整値として設定す
るようにしたことを特徴とする請求項１，２，５〜１４
のいずれか一項記載の電子式電力量計。 - 【請求項１６】 量子化された電力値の積算値が予め設
定した定格基準値を超える毎にリセットして積算を繰り
返すと共に、上記電力値の積算値が上記定格基準値を超
える迄の時間を計測し、この時間が所定の時間以上であ
ると、上記計測した時間内の電力量を計量しないように
する潜動防止手段を備えたことを特徴とする請求項１，
２，５〜１５のいずれか一項記載の電子式電力量計。 - 【請求項１７】 量子化された電力値を低域通過させる
第三のディジタルローパスフィルタを設け、この第三の
ディジタルローパスフィルタを通過した出力を潜動防止
手段に入力するようにしたことを特徴とする請求項１６
記載の電子式電力量計。 - 【請求項１８】 量子化された電力値に対し、少なくと
も軽負荷時に所定の軽負荷調整値を加える軽負荷調整手
段を設けたことを特徴とする請求項１，２，５〜１７の
いずれか一項記載の電子式電力量計。 - 【請求項１９】 所定の動作クロック周波数ｆで動作
し、量子化された電力値を低域通過させる第三のディジ
タルローパスフィルタ、この第三のディジタルローパス
フィルタを通過した出力値を記憶する第一のレジスタ、
動作クロック周波数がｆのｎ倍の周波数で動作し上記第
一のレジスタの値をｎ回加算して記憶する第二のレジス
タ、この第二のレジスタの値と予め設定した定格基準値
との比較を動作クロック周波数をｆのｎ倍の周波数で行
い、定格基準値を超える毎に電力量を計量する出力を送
出する比較手段を備えたことを特徴とする請求項１，
２，５〜１８のいずれか一項記載の電子式電力量計。 - 【請求項２０】 入力される電力量を定格基準値に基づ
いて補正された電力量として出力する定格調整手段を設
け、基準電流および基準電圧を入力して得られた実測上
の基準電力値と、上記基準電流と基準電圧とを乗じて算
出した計算上の基準電力値との比に応じて先に設定した
定格基準値を修正し、この修正された定格基準値を上記
定格基準値として設定するようにしたことを特徴とする
請求項１，２，５〜１９のいずれか一項記載の電子式電
力量計。 - 【請求項２１】 第１相、第２相、第３相の各入力電流
および入力電圧を所定の周期で順次切り替え出力する切
替手段、この切替手段からの各相の交流電流および交流
電圧をそれぞれ量子化する第一および第二のアナログ・
ディジタル変換手段、上記量子化された各相の交流電流
および交流電圧をそれぞれ低域通過させる第一および第
二のディジタルローパスフィルタ、低域通過した後の量
子化された各相の交流電流および交流電圧のサンプリン
グ値列から１／ｍの割合で間引く間引手段、この間引手
段からの各相の交流電流および交流電圧をそれぞれ乗算
する乗算手段、この乗算手段からの出力の和を求める加
算手段、この加算された出力を低域通過させる第三のデ
ィジタルローパスフィルタ、この第三のディジタルロー
パスフィルタからの出力を積算する積算手段を備えると
共に、 通常の被計量対象の交流電流と交流電圧から求めた第
２相および第３相の量子化された電力値にそれぞれバラ
ンス調整値Ｂ１，Ｂ２を乗じる第一および第二のバラン
ス調整レジスタを設け、第１相の電流・電圧入力として
同位相で所定のアナログ値を入力し、この時の上記第三
のディジタルローパスフィルタの出力をｗ01とし、第２
相の電流・電圧入力として上記アナログ値を入力し、こ
の時の上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を
ｗ02とし、第１相の電流・電圧入力として上記アナログ
値を入力し、この時の上記第三のディジタルローパスフ
ィルタの出力をｗ03とし、Ｂ２＝ｗ01／ｗ02の値を第一
のバランス調整レジスタに設定し、Ｂ３＝ｗ01／ｗ03の
値を第二のバランス調整レジスタに設定するバランス調
整手段。 上記第三のディジタルローパスフィルタの出力を積算
するレジスタと、Ｆ＝（ｗ01／基準電力）×定格基準
値、なる値を設定するＦ値設定レジスタとを設け、 （但し、基準電力＝基準電圧・基準電流を乗じた計算上
の積、定格基準値＝電力量当たりのパルス数を決める計
算上の値（定数）） 量子化された電力量を上記レジスタで積算し、この積算
値が上記Ｆ値を超えるごとに電力量を計量する出力を送
出すると共に、上記レジスタをリセットする定格調整手
段。 設定された軽負荷調整値を上記第三のディジタルロー
パスフィルタの出力値に加算する軽負荷調整レジスタを
設け、上記で入力した電流アナログ値の１／ｎ（ｎ≧
１）の値を第１相の電流入力として入力すると共に、上
記で入力した電圧アナログ値の１／ｍ（ｍ≧１）を第
２相の電流入力として入力し、その時の上記第三のディ
ジタルローパスフィルタの出力をｗ0nとし、Ｌ＝（ｗ01
／ｎｍ）−ｗ0nの値を軽負荷調整値として、上記軽負荷
調整レジスタに設定する軽負荷調整手段。 第二のアナログ・ディジタル変換手段と第二のディジ
タルローパスフィルタ間に所望のシフト数のシフトが可
能なシフトレジスタと、このシフトレジスタのシフト数
を指定するＰ１，Ｐ２，Ｐ３の各レジスタとを設け、第
１相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同
一で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記
第三のディジタルローパスフィルタの出力をＷ0P1 と
し、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．５）−ｗ0P1 （但し、Ｋは定
数）なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定し、第２
相の入力として上記の入力アナログ値と実効値が同一
で力率＝０．５のアナログ値を入力し、その時の上記第
三のディジタルローパスフィルタの出力をｗ0P2 とし、
Ｐ２＝Ｋ（ｗ01×０．５）−Ｗ0P2 なる値を上記Ｐ１の
シフトレジスタに設定し、第３相の入力として上記の
入力アナログ値と実効値が同一で力率＝０．５のアナロ
グ値を入力し、その時の上記第三のディジタルローパス
フィルタの出力をｗ0P3 とし、Ｐ１＝Ｋ（ｗ01×０．
５）−ｗ0P3 なる値を上記Ｐ１のシフトレジスタに設定
し、上記切替手段に同期して各相の位相を上記シフトレ
ジスタで順次Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の値にシフトさせ位相調
整する位相調整手段。上記の調整手段の内少な
くとも一つの調整手段を有することを特徴とする電子式
電力量計。
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