JPH0323709A - 遅延回路 - Google Patents
遅延回路Info
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- JPH0323709A JPH0323709A JP1158585A JP15858589A JPH0323709A JP H0323709 A JPH0323709 A JP H0323709A JP 1158585 A JP1158585 A JP 1158585A JP 15858589 A JP15858589 A JP 15858589A JP H0323709 A JPH0323709 A JP H0323709A
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- supply voltage
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/13—Arrangements having a single output and transforming input signals into pulses delivered at desired time intervals
- H03K5/133—Arrangements having a single output and transforming input signals into pulses delivered at desired time intervals using a chain of active delay devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K2005/00013—Delay, i.e. output pulse is delayed after input pulse and pulse length of output pulse is dependent on pulse length of input pulse
- H03K2005/0015—Layout of the delay element
- H03K2005/00195—Layout of the delay element using FET's
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Pulse Circuits (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は遅延回路に関し、特にMOS集積回路に適した
遅延回路に関する。
遅延回路に関する。
従来、遅延回路は第4図に示したように、入力端子(I
N)と出力端子(OUT)を備え、第1の電源電圧端子
(VCC)と第2の電源電圧端子(GND)間に直列接
続されたPチャネル型MOS FET (P++)と
Nチャネル型MO S − F ET (Nl2)で構
戊され、入力が入力端子(IN)に、出力が第1の接続
点(l1)に接続された第1のインバータ(IN++)
と、第1の接続点(11)と第2の接続点(12)間に
接続された抵抗素子(Rll)と、第2の接続点(12
)と第2の電源電圧端子(GND)間に接続された容量
素子(C)と、第1の電源電圧端子(Vcc)と第2の
電源電圧端子(GND)間に直列接続されたPチャネル
型MO S F E T (P +s)とNチャネル
型MO S F E T (N 14)で構成され、
入力が第?の接続点(12)に、出,力が出力端子(O
UT)に接続された第2のインバータ(INl2)テ構
成されている。
N)と出力端子(OUT)を備え、第1の電源電圧端子
(VCC)と第2の電源電圧端子(GND)間に直列接
続されたPチャネル型MOS FET (P++)と
Nチャネル型MO S − F ET (Nl2)で構
戊され、入力が入力端子(IN)に、出力が第1の接続
点(l1)に接続された第1のインバータ(IN++)
と、第1の接続点(11)と第2の接続点(12)間に
接続された抵抗素子(Rll)と、第2の接続点(12
)と第2の電源電圧端子(GND)間に接続された容量
素子(C)と、第1の電源電圧端子(Vcc)と第2の
電源電圧端子(GND)間に直列接続されたPチャネル
型MO S F E T (P +s)とNチャネル
型MO S F E T (N 14)で構成され、
入力が第?の接続点(12)に、出,力が出力端子(O
UT)に接続された第2のインバータ(INl2)テ構
成されている。
次に第5図も参照しながら動作の説明をする。
まず、初期状態として入力端子(IN)にロウが印加さ
れており、第1及び第2の接続点(11及び12)がハ
イ(Vcc電位)であり、出力端子(OUT)からロウ
が出力されている。次に入力端子(IN)にハイが印加
されると同時に第1の接続点(11)の電位:v1.が
ロウ(GND電位)になり、第2の接続点(12)の電
位:v12が下式(1式)に従って下降し、v1■が第
2のインバータ(INu) の論理しきい値電圧:Vsk’に等しくなった時点で第
2のインバータ(INN)の出力が反転して出力端子(
OUT)からハイが出力され、遅延時間:tDが得られ
る。
れており、第1及び第2の接続点(11及び12)がハ
イ(Vcc電位)であり、出力端子(OUT)からロウ
が出力されている。次に入力端子(IN)にハイが印加
されると同時に第1の接続点(11)の電位:v1.が
ロウ(GND電位)になり、第2の接続点(12)の電
位:v12が下式(1式)に従って下降し、v1■が第
2のインバータ(INu) の論理しきい値電圧:Vsk’に等しくなった時点で第
2のインバータ(INN)の出力が反転して出力端子(
OUT)からハイが出力され、遅延時間:tDが得られ
る。
第4図に示された従来の遅延回路の遅延時間: t D
lは下式(式2)で与えられる。
lは下式(式2)で与えられる。
上述した従来の遅延回路の遅延時間は(2式)で表わさ
るようにC,Rh及び第27インバータ(INl2な論
理しきい値電圧:Vth’に依存する。
るようにC,Rh及び第27インバータ(INl2な論
理しきい値電圧:Vth’に依存する。
ここで第2のインバータ(IN+2)の論理しきい値電
圧”Vsb’は第2のインバータ(IN+2)を構或す
るM O S F E T ( P s s , N
14)のgmやしきい値電圧(以降vTと記す)が変
動すると論理しきい値電圧:Vth’ も変動し、たと
えば第6図に示したように論理しきい値電圧をVthb
’に設定したとしても、製造バラッキ等でpi30gm
が小さくなるかvTが高くなるか若しくはN14のgm
が大きくなるかv1が低くなると入出力特性は(a)と
なり論理しきい値電圧はv0.′と低くなり、又Pl3
0gmが大きくなるかvTが低くなるか若しくはNl4
のgrriが小さくなるかVアが高くなると入出力特性
は(C)となり論理しきい値電圧はVlha と高<
ttる.従って第2のインバータ(IN!)を構或す
るMOS−FETのgmや■7が変動すると、論理しき
い値電圧:v81が変動し、遅延時間:tDが変動する
という欠点がある。
圧”Vsb’は第2のインバータ(IN+2)を構或す
るM O S F E T ( P s s , N
14)のgmやしきい値電圧(以降vTと記す)が変
動すると論理しきい値電圧:Vth’ も変動し、たと
えば第6図に示したように論理しきい値電圧をVthb
’に設定したとしても、製造バラッキ等でpi30gm
が小さくなるかvTが高くなるか若しくはN14のgm
が大きくなるかv1が低くなると入出力特性は(a)と
なり論理しきい値電圧はv0.′と低くなり、又Pl3
0gmが大きくなるかvTが低くなるか若しくはNl4
のgrriが小さくなるかVアが高くなると入出力特性
は(C)となり論理しきい値電圧はVlha と高<
ttる.従って第2のインバータ(IN!)を構或す
るMOS−FETのgmや■7が変動すると、論理しき
い値電圧:v81が変動し、遅延時間:tDが変動する
という欠点がある。
上述した従来の遅延回路に対し、本発明は遅延回路を構
或するMOS−FETの特性が変動しても、遅延時間が
全く変動しないという相違点を有する。
或するMOS−FETの特性が変動しても、遅延時間が
全く変動しないという相違点を有する。
本発明の遅延回路は、入力端子及び出力端子を備え、ド
レインが第1の接続点に、ゲートが入力端子に、ソース
が第1の電源電圧端子に接続された一導電型の第1のM
OS−FETと、ドレイン及びゲートが第1の接続点に
、ソースが第1の電源電圧端子に接続された第1のMO
S−PETと同一導電型の第2のMOS−FETと、ド
レインが第1の抵抗素子を介して第1の接続点に、ゲー
トが入力端子に、ソースが第2の電源電圧端子に接続さ
れた第1のMOS−FETと逆導電型の第3のMOS−
PETと、ドレインが第2の接続点に、ゲートが第1の
接続点に、ソースが第1の電源電圧端子に接続された第
1のMOS−FETと同一導電型の第4のMOS−FE
Tと、第2の接続点と第2の電源電圧端子間に接続され
た容量素子と、ゲートに入力端子に印加される信号の反
転信号が印加され、ドレインが第2の接続点に、ソース
が第2の電源電圧端子に接続された第1のMOS−FE
Tと逆導電型の第5のMOS−FETと、ドレインが出
力端子に、ゲートが第2の接続点に、ソースが第1の電
源電圧端子に接続された第1のMOS−FETと同一導
電型の第6のMOS−FETと、ドレインが第2の抵抗
素子を介して出力端子に、ゲートが入力端子に、ソース
が第2の電源電圧端子に接続された第1のMO S −
FETと逆導電型の第7のMOS−FETで構或されて
いる。
レインが第1の接続点に、ゲートが入力端子に、ソース
が第1の電源電圧端子に接続された一導電型の第1のM
OS−FETと、ドレイン及びゲートが第1の接続点に
、ソースが第1の電源電圧端子に接続された第1のMO
S−PETと同一導電型の第2のMOS−FETと、ド
レインが第1の抵抗素子を介して第1の接続点に、ゲー
トが入力端子に、ソースが第2の電源電圧端子に接続さ
れた第1のMOS−FETと逆導電型の第3のMOS−
PETと、ドレインが第2の接続点に、ゲートが第1の
接続点に、ソースが第1の電源電圧端子に接続された第
1のMOS−FETと同一導電型の第4のMOS−FE
Tと、第2の接続点と第2の電源電圧端子間に接続され
た容量素子と、ゲートに入力端子に印加される信号の反
転信号が印加され、ドレインが第2の接続点に、ソース
が第2の電源電圧端子に接続された第1のMOS−FE
Tと逆導電型の第5のMOS−FETと、ドレインが出
力端子に、ゲートが第2の接続点に、ソースが第1の電
源電圧端子に接続された第1のMOS−FETと同一導
電型の第6のMOS−FETと、ドレインが第2の抵抗
素子を介して出力端子に、ゲートが入力端子に、ソース
が第2の電源電圧端子に接続された第1のMO S −
FETと逆導電型の第7のMOS−FETで構或されて
いる。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図であり、入
力端子(IN)及び出力端子(OUT)を備え、ドレイ
ンが第1の接続点(1)に、ゲートが入力端子(IN)
に、ソースが第1の電源電圧端子(VcJに接続された
Pチャネル型の第1のMOS−FET (P.:以降P
1と記す)と、ドレイン及びゲートが第1の接続点(1
)に、ソースが第1の電源電圧端子(VCC)に接続さ
れたPチャネル型の第2のMO S F E T (
P 2 :以降P2と記す)と、ドレインが第1の抵
抗素子(R1)を介して第1の接続点(1)に、ゲート
が入力端子に、ソースが第2の電源電圧端子(GND)
に接続されたNチャネル型の第3のMOS−FET(N
,:以降N,と記す)と、ドレインが第2の接続点(2
)に、ゲートが第1の接続点(1)に、ソースが第1の
電源電圧端子(Vcc)に接続されたPチャネル型の第
4のMOS−FET (pt :以降P4と記す)と、
第2の接続点(2)と第2の電源電圧端子(GND)間
に接続された容量素子(C)と、ゲートに入力端子(I
N)に印加された信号がインバータにより反転された信
号が印加され、ドレインが第2の接続点(2)に、ソー
スが第2の電源電圧端子(GND)に接続されたNチャ
ネル型の第5のMO S F E T (Ns :以
降N!と記す)と、ドレインが出力端子(OUT)に、
ゲートが第2の接続点(2)に、ソースが第1の電源電
圧端子(VCC)に接続されたPチャネル型の第6のM
OS−FET (P6:以降P6と記す)及び、ドレイ
ンが第2の抵抗素子(R2)を介して出力端子(OUT
)に、ゲートが入力端子(IN)に、ソースが第2の電
源電圧端子(GND)に接続されたNチャネル型の第7
のMOS−FET(N7:以降N7と記す)で構成され
ている。
力端子(IN)及び出力端子(OUT)を備え、ドレイ
ンが第1の接続点(1)に、ゲートが入力端子(IN)
に、ソースが第1の電源電圧端子(VcJに接続された
Pチャネル型の第1のMOS−FET (P.:以降P
1と記す)と、ドレイン及びゲートが第1の接続点(1
)に、ソースが第1の電源電圧端子(VCC)に接続さ
れたPチャネル型の第2のMO S F E T (
P 2 :以降P2と記す)と、ドレインが第1の抵
抗素子(R1)を介して第1の接続点(1)に、ゲート
が入力端子に、ソースが第2の電源電圧端子(GND)
に接続されたNチャネル型の第3のMOS−FET(N
,:以降N,と記す)と、ドレインが第2の接続点(2
)に、ゲートが第1の接続点(1)に、ソースが第1の
電源電圧端子(Vcc)に接続されたPチャネル型の第
4のMOS−FET (pt :以降P4と記す)と、
第2の接続点(2)と第2の電源電圧端子(GND)間
に接続された容量素子(C)と、ゲートに入力端子(I
N)に印加された信号がインバータにより反転された信
号が印加され、ドレインが第2の接続点(2)に、ソー
スが第2の電源電圧端子(GND)に接続されたNチャ
ネル型の第5のMO S F E T (Ns :以
降N!と記す)と、ドレインが出力端子(OUT)に、
ゲートが第2の接続点(2)に、ソースが第1の電源電
圧端子(VCC)に接続されたPチャネル型の第6のM
OS−FET (P6:以降P6と記す)及び、ドレイ
ンが第2の抵抗素子(R2)を介して出力端子(OUT
)に、ゲートが入力端子(IN)に、ソースが第2の電
源電圧端子(GND)に接続されたNチャネル型の第7
のMOS−FET(N7:以降N7と記す)で構成され
ている。
次に第2図も参照しながら動作の説明をする。
まず、初期状態として入力端子(IN)にロウが印加さ
れており、P,,N5及びP6がオン、P 2 rN3
.P4及びN7がオフして第1の接続点(1)の電位:
v1がハイ(Vcc電位)に、第2の接続点(2)の電
位:v2がロウ(GND電位)となり出力端子(OUT
)からハイが出力されている。次に入力端子(IN)に
ハイが印加されると、N,及びN7がオン、P1及びN
5がオフし、(N3のgm)> 1 / R +となる
ように設定しておけばv1はP2のgm(以降(gm)
pzと記す)とR1で決まる電位:Vthとなって、P
,に流れる電流:11は下式(3式)となる。
れており、P,,N5及びP6がオン、P 2 rN3
.P4及びN7がオフして第1の接続点(1)の電位:
v1がハイ(Vcc電位)に、第2の接続点(2)の電
位:v2がロウ(GND電位)となり出力端子(OUT
)からハイが出力されている。次に入力端子(IN)に
ハイが印加されると、N,及びN7がオン、P1及びN
5がオフし、(N3のgm)> 1 / R +となる
ように設定しておけばv1はP2のgm(以降(gm)
pzと記す)とR1で決まる電位:Vthとなって、P
,に流れる電流:11は下式(3式)となる。
Vth
11= ・・・・・・(3式
)R1 モしてP2とP4は電流ミラーを構或しており、P4の
gmを(gm)p4とするとP4が飽和領域で動作して
いる場合に流れる電流:12は で与えられ、12で容量素子(C)がチャージアップさ
れるので■2は次式(5式)で与えられる。
)R1 モしてP2とP4は電流ミラーを構或しており、P4の
gmを(gm)p4とするとP4が飽和領域で動作して
いる場合に流れる電流:12は で与えられ、12で容量素子(C)がチャージアップさ
れるので■2は次式(5式)で与えられる。
12
v2=
C
ここで、P2とPsのgm,N3とN7のgm及びR1
とR2の抵抗値を同一の値に設定すれば、P,?ドライ
バーとし% R2及びN,を負荷とするインバータの論
理しきい値電圧はV■となる。なぜならば、P6をドラ
イバーとしR2及びN7を負荷とするインバータと同一
のインバータがP2とR1及びN,で構成されており、
しかもP2とR1及びN,で構成されたインバータの入
力であるP2のゲート及び出力である第1の接続点(1
)が接続されている為、第1の接続点(1)はP2とR
+及びN3で構或されたインバータの論理しきい値電圧
にバイアスされ、第1の接続点(1)の電位:v1はv
0であるからである.従って第2の接続点(2)の電位
:v2がVtbになった時、P,とR,及びN,で構成
されたインバータが反転して出力端子(OTU)からロ
ウが出力され、遅延時間:tDは第2の接続点(2)の
電位:v2がGND電位からvtI1までチャージアッ
プされる時間で与えられ、下式(6式)となる。
とR2の抵抗値を同一の値に設定すれば、P,?ドライ
バーとし% R2及びN,を負荷とするインバータの論
理しきい値電圧はV■となる。なぜならば、P6をドラ
イバーとしR2及びN7を負荷とするインバータと同一
のインバータがP2とR1及びN,で構成されており、
しかもP2とR1及びN,で構成されたインバータの入
力であるP2のゲート及び出力である第1の接続点(1
)が接続されている為、第1の接続点(1)はP2とR
+及びN3で構或されたインバータの論理しきい値電圧
にバイアスされ、第1の接続点(1)の電位:v1はv
0であるからである.従って第2の接続点(2)の電位
:v2がVtbになった時、P,とR,及びN,で構成
されたインバータが反転して出力端子(OTU)からロ
ウが出力され、遅延時間:tDは第2の接続点(2)の
電位:v2がGND電位からvtI1までチャージアッ
プされる時間で与えられ、下式(6式)となる。
第3図は本発明の第2の実施例を示す回路図であり、第
1図に示した本発明の第1の実施例において、容量素子
(C)を第2の接続点(2)と第1の電源電圧端子(v
0。)間に接続したものであり、動作は前述した第1の
実施例と同様であるので、ここでの説明は省略する。
1図に示した本発明の第1の実施例において、容量素子
(C)を第2の接続点(2)と第1の電源電圧端子(v
0。)間に接続したものであり、動作は前述した第1の
実施例と同様であるので、ここでの説明は省略する。
第2の実施例で示したような、容量素子(C)の一端は
第1の電源電圧端子(VC。)若しくは第2の電源電圧
端子(GND)の何れの電源電圧端子に接続しても同様
な動作をするので、レイアウト上都合の良い電源電圧端
子に接続可能で、レイアウトの自由度が向上するという
利点がある。
第1の電源電圧端子(VC。)若しくは第2の電源電圧
端子(GND)の何れの電源電圧端子に接続しても同様
な動作をするので、レイアウト上都合の良い電源電圧端
子に接続可能で、レイアウトの自由度が向上するという
利点がある。
又第1図に示した第1の実施例ではP2とP6のgm,
N.とN7のgm及びR1とR2の抵抗値を同一の値に
設定したが、第2の実施例ではP,をPs’に、R2を
R2″に、N7をNt’に変更し、P6のgmをnX(
gm)psに、R2′の抵抗値をR2/nに、NT’の
gmをn X (g m) Ntに設定したものである
。このような設定をした場合でもP6′ とNt’及び
R t ’で構成されたインバータの論理しきい値電圧
は、P2とN,及びR1で構成されたインバータの論理
しきい値電圧と同様であり、前述した第1の実施例と同
様の動作をする。この場合、n>1とすれば出力端子(
OUT)に接続される負荷を駆動する能力が増大し、又
n<1とすればP6′ とNt’及びR2’で構成され
たインバータに流れる電流が小さくなり消費電力が小さ
くなるという利点がある. 〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明による遅延回路の遅延時間
t。は(6式)で与えられ、容量値と抵抗値及びP2と
P,のgmの比を設定することにより遅延時間:tDが
設定される。ここで、同一基板上に形或されたMOS集
積回路の場合、同一導電型のMOS−FETのgmo比
(相対精度)は非゛常に高精度で設定できる為、実質上
遅延時間の精度は容量値と抵抗値の精度だけで決定され
、MOS−FETの特性(絶対精度)が変動しても遅延
時間:tDが全く変動しない遅延回路な構或できる効果
がある。
N.とN7のgm及びR1とR2の抵抗値を同一の値に
設定したが、第2の実施例ではP,をPs’に、R2を
R2″に、N7をNt’に変更し、P6のgmをnX(
gm)psに、R2′の抵抗値をR2/nに、NT’の
gmをn X (g m) Ntに設定したものである
。このような設定をした場合でもP6′ とNt’及び
R t ’で構成されたインバータの論理しきい値電圧
は、P2とN,及びR1で構成されたインバータの論理
しきい値電圧と同様であり、前述した第1の実施例と同
様の動作をする。この場合、n>1とすれば出力端子(
OUT)に接続される負荷を駆動する能力が増大し、又
n<1とすればP6′ とNt’及びR2’で構成され
たインバータに流れる電流が小さくなり消費電力が小さ
くなるという利点がある. 〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明による遅延回路の遅延時間
t。は(6式)で与えられ、容量値と抵抗値及びP2と
P,のgmの比を設定することにより遅延時間:tDが
設定される。ここで、同一基板上に形或されたMOS集
積回路の場合、同一導電型のMOS−FETのgmo比
(相対精度)は非゛常に高精度で設定できる為、実質上
遅延時間の精度は容量値と抵抗値の精度だけで決定され
、MOS−FETの特性(絶対精度)が変動しても遅延
時間:tDが全く変動しない遅延回路な構或できる効果
がある。
第1図及び第2図は本発明の第1の実施例を示す回路図
及びその動作を説明する為の図、第3図は本発明の第2
の実施例を示す回路図、第4図及び第5図は従来の遅延
回路を示す回路図及びその動作を説明する為の図、第6
図はインバータの入出力特性を示す図である。 IN・・・・・・入力端子、OUT・・・・・・出力端
子、VCO#GND・・・・・・電源電圧端子、pi,
P21 P4# P 6#p.’ ,Pll+ P.
.・・・・・・Pチャネル型MOS−FET,Ns,N
s,Nt,Nv’ ,N+■,N14・・・・・・Nチ
ャネル型MOS−FET,C・・・・・・容量素子、R
1,R t g R 2 ’ # R 1、・・・・・
・抵抗素子。
及びその動作を説明する為の図、第3図は本発明の第2
の実施例を示す回路図、第4図及び第5図は従来の遅延
回路を示す回路図及びその動作を説明する為の図、第6
図はインバータの入出力特性を示す図である。 IN・・・・・・入力端子、OUT・・・・・・出力端
子、VCO#GND・・・・・・電源電圧端子、pi,
P21 P4# P 6#p.’ ,Pll+ P.
.・・・・・・Pチャネル型MOS−FET,Ns,N
s,Nt,Nv’ ,N+■,N14・・・・・・Nチ
ャネル型MOS−FET,C・・・・・・容量素子、R
1,R t g R 2 ’ # R 1、・・・・・
・抵抗素子。
Claims (2)
- (1)入力端子及び出力端子を備え、ドレインが第1の
接続点に、ゲートが前記入力端子に、ソースが第1の電
源電圧端子に接続された一導電型の第1のMOS−FE
Tと、ドレイン及びゲートが前記第1の接続点に、ソー
スが前記第1の電源電圧端子に接続された前記第1のM
OS−FETと同一導電型の第2のMOS−FETと、
ドレインが第1の抵抗素子を介して前記第1の接続点に
、ゲートが前記入力端子に、ソースが第2の電源電圧端
子に接続された前記第1のMOS−FETと逆導電型の
第3のMOS−FETと、ドレインが第2の接続点に、
ゲートが前記第1の接続点に、ソースが前記第1の電源
電圧端子に接続された前記第1のMOS−FETと同一
導電型の第4のMOS−FETと、前記第2の接続点と
前記第2の電源電圧端子間に接続された容量素子と、ゲ
ートに前記入力端子に印加される信号の反転信号が印加
され、ドレインが前記第2の接続点に、ソースが前記第
2の電源電圧端子に接続された前記第1のMOS−FE
Tと逆導電型の第5のMOS−FETと、ドレインが前
記出力端子に、ゲートが前記第2の接続点に、ソースが
前記第1の電源電圧端子に接続された前記第1のMOS
−FETと同一導電型の第6のMOS−FETと、ドレ
インが第2の抵抗素子を介して前記出力端子に、ゲート
が前記入力端に、ソースが前記第2の電源電圧端子に接
続された前記第1のMOS−FETと逆導電型の第7の
MOS−FETで構成されたことを特徴とする遅延回路
。 - (2)前記容量素子を前記第2の接続点と前記第1の電
源電圧端子に接続したことを特徴とする特許請求の範囲
第1項記載の遅延回路。
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