JPS63112893A - 半導体集積回路 - Google Patents
半導体集積回路Info
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- JPS63112893A JPS63112893A JP61257364A JP25736486A JPS63112893A JP S63112893 A JPS63112893 A JP S63112893A JP 61257364 A JP61257364 A JP 61257364A JP 25736486 A JP25736486 A JP 25736486A JP S63112893 A JPS63112893 A JP S63112893A
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 14
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 abstract description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 10
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/02—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having stepped portions, e.g. staircase waveform
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0013—Arrangements for reducing power consumption in field effect transistor circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00346—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents
- H03K19/00361—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents in field effect transistor circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01728—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in synchronous circuits, i.e. by using clock signals
- H03K19/01742—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in synchronous circuits, i.e. by using clock signals by means of a pull-up or down element
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、複数ピント構成の半導体メモリの出力回路
に好適な半導体集積回路に関する。
に好適な半導体集積回路に関する。
複数ビット構成の半導体メモリのように、外部回路に対
する電流駆動能力の大きいトランジスタから成る出力回
路を複数個有する場合、これらの出力回路が同時に動作
することにより、電源線や接地線等のインダクタンスに
起因する大きな雑音が誘導され、データの誤書込みや発
振などの誤動作を引き起こすという問題がある。この問
題を解決するものとして、データの出力に先立って出力
端子を中間電位に設定することにより、出力変化に伴う
充放電電流のピーク値を低減させるという手段がある。
する電流駆動能力の大きいトランジスタから成る出力回
路を複数個有する場合、これらの出力回路が同時に動作
することにより、電源線や接地線等のインダクタンスに
起因する大きな雑音が誘導され、データの誤書込みや発
振などの誤動作を引き起こすという問題がある。この問
題を解決するものとして、データの出力に先立って出力
端子を中間電位に設定することにより、出力変化に伴う
充放電電流のピーク値を低減させるという手段がある。
第3図は、このような中間電位設定回路の従来例を示す
ものであり、図において、1はP型MOSFET (Q
3)とN型MOSFET (Q4)とから成る出力MO
S F ET対、2ばN型MOSFET (Q2)と(
Ql3)とから成る中間電位設定回路、I) Pは第1
の出力制御信号、DNは第2の出力制御信号、Psiは
第3の出力制御信号、Doutは出力端子、cl、は負
荷容量Vccは電源線、GNDは接地線である。
ものであり、図において、1はP型MOSFET (Q
3)とN型MOSFET (Q4)とから成る出力MO
S F ET対、2ばN型MOSFET (Q2)と(
Ql3)とから成る中間電位設定回路、I) Pは第1
の出力制御信号、DNは第2の出力制御信号、Psiは
第3の出力制御信号、Doutは出力端子、cl、は負
荷容量Vccは電源線、GNDは接地線である。
次に動作について説明する。出力端子Doutを中間電
位に設定するにあたっては、まず第1の出力制御信号D
Pを“H”に、第2の出力制御信号DNを”L″にする
。この時出力MOSFET対を構成するMOSFET
(Q3)、 (Q4)は共にオフ(非導通)であり、
出力端子Doutは負荷容量CLが充電状態か否かによ
り“H”または“L”のレベルに保たれている。次いで
第3の出力制御信号Psiを“H”にする。この時、(
」)出力端子Doutが始め“L”であった場合、N型
MOSFET (Q2)のドレイン、ゲート。
位に設定するにあたっては、まず第1の出力制御信号D
Pを“H”に、第2の出力制御信号DNを”L″にする
。この時出力MOSFET対を構成するMOSFET
(Q3)、 (Q4)は共にオフ(非導通)であり、
出力端子Doutは負荷容量CLが充電状態か否かによ
り“H”または“L”のレベルに保たれている。次いで
第3の出力制御信号Psiを“H”にする。この時、(
」)出力端子Doutが始め“L”であった場合、N型
MOSFET (Q2)のドレイン、ゲート。
ソースはそれぞれ“H”、”H”、’L”であるから、
該MOSFET (Q2)はオン(導通)であり、これ
を介して第1の出力制御線DPから負荷容量OLへ充電
電流が流れ、出力端子Doutの電位は上昇し始める。
該MOSFET (Q2)はオン(導通)であり、これ
を介して第1の出力制御線DPから負荷容量OLへ充電
電流が流れ、出力端子Doutの電位は上昇し始める。
(2)一方、N型MOSFET (Ql 3)のドレイ
ン、ゲート、ソースは始め“L”、”H”、T、″であ
るので、該MOSFET (Ql 3)はオフであるが
、ドレインである出力端子Doutの電位が(])で説
明したように上昇し始め、MOSFET(Ql3)の闇
値電圧vthを超えるとMOSFET(Ql3)もオン
となる。従って前記の充電電流の他にMOSFET (
Q2)と(Ql3)を貫通電流が流れることになる。こ
の時MOSFET(Ql3)のソース電位はL″に固定
されるので、闇値電圧vthは基板バイアス効果を受け
ず、MOSFET (Ql 3)のチャネル抵抗はドレ
インである出力端子Doutが上昇するにつれてますま
ず小さくなる。ここで基板バイアス効果とは、基板が逆
バイアスされる、即ちN型MOSFETでは、ソース及
びドレイン電位が接地電位より上昇することにより、P
型MOSFETではソース及びドレイン電位が電源電位
より低下することにより闇値が増大しチャネル抵抗が増
大することを言う。他方、MOSFET (Q2)のチ
ャネル抵抗は、オンした泊後が最小であり、ソースであ
る出力端子Doutの電位が上昇するにつれてチャネル
抵抗も増大していく。このように中間電位設定信号Ps
iが入った当初から、MOSFET (Q2)と(Ql
3)のチャネル抵抗値の和を大きくすることはできない
ので中間電位設定期間の初めから比較的大きな貫通電流
が流れることになる。
ン、ゲート、ソースは始め“L”、”H”、T、″であ
るので、該MOSFET (Ql 3)はオフであるが
、ドレインである出力端子Doutの電位が(])で説
明したように上昇し始め、MOSFET(Ql3)の闇
値電圧vthを超えるとMOSFET(Ql3)もオン
となる。従って前記の充電電流の他にMOSFET (
Q2)と(Ql3)を貫通電流が流れることになる。こ
の時MOSFET(Ql3)のソース電位はL″に固定
されるので、闇値電圧vthは基板バイアス効果を受け
ず、MOSFET (Ql 3)のチャネル抵抗はドレ
インである出力端子Doutが上昇するにつれてますま
ず小さくなる。ここで基板バイアス効果とは、基板が逆
バイアスされる、即ちN型MOSFETでは、ソース及
びドレイン電位が接地電位より上昇することにより、P
型MOSFETではソース及びドレイン電位が電源電位
より低下することにより闇値が増大しチャネル抵抗が増
大することを言う。他方、MOSFET (Q2)のチ
ャネル抵抗は、オンした泊後が最小であり、ソースであ
る出力端子Doutの電位が上昇するにつれてチャネル
抵抗も増大していく。このように中間電位設定信号Ps
iが入った当初から、MOSFET (Q2)と(Ql
3)のチャネル抵抗値の和を大きくすることはできない
ので中間電位設定期間の初めから比較的大きな貫通電流
が流れることになる。
(3)結局、MOSFET (Q2)と(013)のチ
ャネル抵抗は一定値に落着き、出力端子Doutはこれ
らの抵抗値で決まる中間電位に設定される。
ャネル抵抗は一定値に落着き、出力端子Doutはこれ
らの抵抗値で決まる中間電位に設定される。
(4)出力端子Doutが始めH”であった場合は、ま
ずMOSFET (Ql 3)がオンし、これを介して
負荷容MC+−から第2の出力制御線DNへ放電電流が
流れ、出力端子Doutの電位は低下し始める。
ずMOSFET (Ql 3)がオンし、これを介して
負荷容MC+−から第2の出力制御線DNへ放電電流が
流れ、出力端子Doutの電位は低下し始める。
(5) 一方、N型MOSFET (Q2)は始めソ
ースとドレインが“H”であるためオフであるが、出力
端子Doutの電位が低下し、ドレイン・ソース間電圧
が闇値電圧vthより大きくなるとオンする。ただし、
このvthは前述の基板バイアス効果を受けており、オ
ンした後もN型MOSFET (Q2)のチャネル抵抗
はMOSFET (Ql 3)のそれよりも大きい。従
って、出力端子Doutが“H”から中間電位に変化す
る時の貫通電流は出力端子Doutが′L”から変化す
る時のそれに比べて少なくなる。
ースとドレインが“H”であるためオフであるが、出力
端子Doutの電位が低下し、ドレイン・ソース間電圧
が闇値電圧vthより大きくなるとオンする。ただし、
このvthは前述の基板バイアス効果を受けており、オ
ンした後もN型MOSFET (Q2)のチャネル抵抗
はMOSFET (Ql 3)のそれよりも大きい。従
って、出力端子Doutが“H”から中間電位に変化す
る時の貫通電流は出力端子Doutが′L”から変化す
る時のそれに比べて少なくなる。
以上のように、出力端子が“■]”又は“I7”から中
間電位に設定された後、第3の出力制御信号PS1を“
L”に下げ、第1と第2の出力制御信号DI)、DNの
電位を新たに設定して出力端子Doutにデータを出力
する。
間電位に設定された後、第3の出力制御信号PS1を“
L”に下げ、第1と第2の出力制御信号DI)、DNの
電位を新たに設定して出力端子Doutにデータを出力
する。
しかし、この従来例では中間電位設定用のMOSFET
対を共にN型MO8FETで構成しているため、これら
のMOSFETを流れる貫通電流が比較的大きく、特に
出力を” L”から中間電位に変化させる場合に消費す
る電流が太き(なるという問題があった。
対を共にN型MO8FETで構成しているため、これら
のMOSFETを流れる貫通電流が比較的大きく、特に
出力を” L”から中間電位に変化させる場合に消費す
る電流が太き(なるという問題があった。
この発明は上記のような問題に鑑みてなされたもので、
消費電流が少なく、かつ高速に動作することのできる中
間電位設定回路を有する半導体集積回路を得ることを目
的とする。
消費電流が少なく、かつ高速に動作することのできる中
間電位設定回路を有する半導体集積回路を得ることを目
的とする。
この発明に係る半導体集積回路は、出力MOSFET対
を、第1のP型MO5FETと第1のN型MOS F
ETとにより構成するとともに、中間電位設定回路を、
第2のN型MOSFETを上記第1のP型MOSFET
のゲートと出力端子との間に接続し、第2のP型MOS
F ETを上記第1のN型MOSFETのゲートと出
力端子との間に接続して構成したものである。
を、第1のP型MO5FETと第1のN型MOS F
ETとにより構成するとともに、中間電位設定回路を、
第2のN型MOSFETを上記第1のP型MOSFET
のゲートと出力端子との間に接続し、第2のP型MOS
F ETを上記第1のN型MOSFETのゲートと出
力端子との間に接続して構成したものである。
この発明においては、出力の変化に先立って印加される
中間電位設定信号により、出力端子を速やかに中間電位
に設定し、高速かつ低消費電流で動作させることができ
る。
中間電位設定信号により、出力端子を速やかに中間電位
に設定し、高速かつ低消費電流で動作させることができ
る。
第1図はこの発明の一実施例による半導体集積回路を示
し、図において、1はP型MOSFET(Q3)とN型
MOSFET (Q4)からなる出力MOS F ET
対、2はP型MOSFET (Ql)とN型MOSFE
T (Q2>からなる中間電位設定回路、3はP型MO
SFET (Q5.Q6)とN型MOSFET (Q7
.Q8)からなるNANDゲート、4はP型MO3FF
、T (Q9.QlO)とN型MOSFET (Ql
]、Ql 2)からなるNORゲーl−15,6はイン
バータ、DPは第1の出力制御信号、DNは第2の出力
制御信号、PSlは第3の出力制御信号、PS2は第4
の出力制御信号、Dinは入力端子、OEは出力イネー
ブル信号、Doutは出力端子、CLは負荷容量である
。
し、図において、1はP型MOSFET(Q3)とN型
MOSFET (Q4)からなる出力MOS F ET
対、2はP型MOSFET (Ql)とN型MOSFE
T (Q2>からなる中間電位設定回路、3はP型MO
SFET (Q5.Q6)とN型MOSFET (Q7
.Q8)からなるNANDゲート、4はP型MO3FF
、T (Q9.QlO)とN型MOSFET (Ql
]、Ql 2)からなるNORゲーl−15,6はイン
バータ、DPは第1の出力制御信号、DNは第2の出力
制御信号、PSlは第3の出力制御信号、PS2は第4
の出力制御信号、Dinは入力端子、OEは出力イネー
ブル信号、Doutは出力端子、CLは負荷容量である
。
次に上記実施例を第2図に示すタイミング図を用いて説
明する。出力イネーブル信号OEを“H”から“L”に
下げると第1の出力制御信号DPは“H”に第2の出力
制御信号DNはL”となり、出力MOS F ET対1
を構成するP型MOSFET (Q3)とN型MOSF
ET (Q4)は共にオフとなる。この時出力端子Do
utは負荷容量C1,が充電状態か否かにより“H”又
は′L”のレベルに保たれている。次いで第3の出力制
御信号Psiを”H″にする。この時、 (1)出力端子Doutが始め“′L”であった場合、
中間電位設定回路2を構成するN型MOSFET(Q2
)とP型MOSFET (Ql)の内、N型MOSFE
T (Q2)のドレイン、デー1−.ソースのレベルは
それぞれ“■(”、′■(”、L″であるので該MOS
F ETは直ちにオンし、これを通して負荷容量CL
に充電電流が流れ、出力端子Doutの電位は上昇し始
める。
明する。出力イネーブル信号OEを“H”から“L”に
下げると第1の出力制御信号DPは“H”に第2の出力
制御信号DNはL”となり、出力MOS F ET対1
を構成するP型MOSFET (Q3)とN型MOSF
ET (Q4)は共にオフとなる。この時出力端子Do
utは負荷容量C1,が充電状態か否かにより“H”又
は′L”のレベルに保たれている。次いで第3の出力制
御信号Psiを”H″にする。この時、 (1)出力端子Doutが始め“′L”であった場合、
中間電位設定回路2を構成するN型MOSFET(Q2
)とP型MOSFET (Ql)の内、N型MOSFE
T (Q2)のドレイン、デー1−.ソースのレベルは
それぞれ“■(”、′■(”、L″であるので該MOS
F ETは直ちにオンし、これを通して負荷容量CL
に充電電流が流れ、出力端子Doutの電位は上昇し始
める。
(2) この時、第1の出力制御信号DPの電位はM
OSFET (Q2)がオンしたことにより一時的に“
I(”より低くなり、この電位の低下量がP型MOSF
ET (Q3)の闇値より大きいとP型MOSFET
(Q3)もオンし、該MOSFET(Q3)を通して流
れる充電電流も加わることにより出力端子Doutは速
やかに中間電位に近づく。
OSFET (Q2)がオンしたことにより一時的に“
I(”より低くなり、この電位の低下量がP型MOSF
ET (Q3)の闇値より大きいとP型MOSFET
(Q3)もオンし、該MOSFET(Q3)を通して流
れる充電電流も加わることにより出力端子Doutは速
やかに中間電位に近づく。
(3)一方P型MOSFET (Ql)は中間電位設定
信号Psiが“H″、従ってMOSFET (Ql)の
ゲートが“L”となった直後はドレイン。
信号Psiが“H″、従ってMOSFET (Ql)の
ゲートが“L”となった直後はドレイン。
ゲート、ソースがそれぞれI、”、“I、”、“■4”
であるのでオフとなっているが出力端子の電位が上昇し
ドレイン・ソース間電圧が、MOSFET(Ql)の闇
値電圧Vtpを超えるとオンし、MOSFET (Q2
)と(Ql)を貫通電流が流れる。ここでP型MO5F
ET (Ql)はソースとドレインが共に11”より低
いレベルにあるため基板バイアス効果を受け、その闇値
電圧はゼロバイアス時(ソース又はドレインがH”に固
定)よりも大きくなっ°ζいる。従ってP型MOSFE
T(Ql)はN型MO5FET (Q2)よりも遅れて
オンし、かつP型MOSFET (Ql) のチャネル
抵抗が基板バイアス効果を受けてN型M○5FET (
Q2)よりも高いため、従来例のように中間電位設定回
路2をN型のMOSFETだけで構成した場合に比べて
MiJ1電流は少ない。なお、P型MOSFET (Q
l)がオンすると、第2の出力制御信号DNの電圧は“
L”から上昇するが、P型MOSFET (Ql)のチ
ャネル抵抗が高いため、N型MO3FE”r(Q4)の
闇値電圧までは上昇せず、出力M OS F F、 T
対(Q3.Q4)を貫通電流が流れることはない。
であるのでオフとなっているが出力端子の電位が上昇し
ドレイン・ソース間電圧が、MOSFET(Ql)の闇
値電圧Vtpを超えるとオンし、MOSFET (Q2
)と(Ql)を貫通電流が流れる。ここでP型MO5F
ET (Ql)はソースとドレインが共に11”より低
いレベルにあるため基板バイアス効果を受け、その闇値
電圧はゼロバイアス時(ソース又はドレインがH”に固
定)よりも大きくなっ°ζいる。従ってP型MOSFE
T(Ql)はN型MO5FET (Q2)よりも遅れて
オンし、かつP型MOSFET (Ql) のチャネル
抵抗が基板バイアス効果を受けてN型M○5FET (
Q2)よりも高いため、従来例のように中間電位設定回
路2をN型のMOSFETだけで構成した場合に比べて
MiJ1電流は少ない。なお、P型MOSFET (Q
l)がオンすると、第2の出力制御信号DNの電圧は“
L”から上昇するが、P型MOSFET (Ql)のチ
ャネル抵抗が高いため、N型MO3FE”r(Q4)の
闇値電圧までは上昇せず、出力M OS F F、 T
対(Q3.Q4)を貫通電流が流れることはない。
(4)出力端子Doutが始め“I−1”であった場合
は、P型MOSFET (Ql)は中間電位設定信号P
S1が“H”になると直ちにオンしこれを通して負荷容
iC+−から放電電流が流れ、出力端子Doutの電位
が“■1”から低下し始める。この時、第2の出力制御
信号DNば“L”から−時的に上昇し、N型MOSFE
T (Q4.)もオンするので、該MOSFET (Q
4)を介した放電電流も加わり、出力端子Doutは速
やかに中間電位に近づく。
は、P型MOSFET (Ql)は中間電位設定信号P
S1が“H”になると直ちにオンしこれを通して負荷容
iC+−から放電電流が流れ、出力端子Doutの電位
が“■1”から低下し始める。この時、第2の出力制御
信号DNば“L”から−時的に上昇し、N型MOSFE
T (Q4.)もオンするので、該MOSFET (Q
4)を介した放電電流も加わり、出力端子Doutは速
やかに中間電位に近づく。
(5)一方、N型MOSFET (Q2)は出力端子D
outの電位が低下し、ドレイン・ソース間電圧が該M
OSFET (Q2)の闇値電圧vthを超えてからオ
ンするが該MOSFET (Q2)のソースとドレイン
が共に”L”より高いレベルにあるため基板バイアス効
果により、前記vthはばゼロバイアス時(ソース又は
ドレインが”L”に固定)よりも大きくなっている。従
ってN型MOSFET (Q2)はP型MO5FET
(Ql)よりも遅れてオンし、かつ基板バイアス効果を
受けてMOSFET (Q2)のチャネル抵抗がMOS
FET (Ql)よりも高なるため、貫通電流は少ない
。なお、MOSFET (Q2)のオンにより、第1の
出力制御信号DPの電位は“11”から低下するが、M
OSFET (Q2)のチャネル抵抗が高いため、ここ
での電位低下量はP型MO5FET (Q3)の闇値電
圧以上にはならず、出力MOSFET対(Q3.Q4)
を貫通電流が流れることはない。
outの電位が低下し、ドレイン・ソース間電圧が該M
OSFET (Q2)の闇値電圧vthを超えてからオ
ンするが該MOSFET (Q2)のソースとドレイン
が共に”L”より高いレベルにあるため基板バイアス効
果により、前記vthはばゼロバイアス時(ソース又は
ドレインが”L”に固定)よりも大きくなっている。従
ってN型MOSFET (Q2)はP型MO5FET
(Ql)よりも遅れてオンし、かつ基板バイアス効果を
受けてMOSFET (Q2)のチャネル抵抗がMOS
FET (Ql)よりも高なるため、貫通電流は少ない
。なお、MOSFET (Q2)のオンにより、第1の
出力制御信号DPの電位は“11”から低下するが、M
OSFET (Q2)のチャネル抵抗が高いため、ここ
での電位低下量はP型MO5FET (Q3)の闇値電
圧以上にはならず、出力MOSFET対(Q3.Q4)
を貫通電流が流れることはない。
以上のように、出力端子が始め“H”と“L”のどちら
であっても、出力イネーブル信号OEを“L”に、第3
の出力制御信号Psiを”H”にすることで、出力端子
Doutは、P型MOSFET(Ql)とN型MOSF
ET (Q2)の抵抗分割で決まる中間電位に速やかに
設定される。しかるのちムこ、第3の出力制御信号Ps
iを”L”に出力イネーブル信号OEを“H”にすると
入力端子Dinのレベルに応じて出力端子DoutはH
”又はL”になる。
であっても、出力イネーブル信号OEを“L”に、第3
の出力制御信号Psiを”H”にすることで、出力端子
Doutは、P型MOSFET(Ql)とN型MOSF
ET (Q2)の抵抗分割で決まる中間電位に速やかに
設定される。しかるのちムこ、第3の出力制御信号Ps
iを”L”に出力イネーブル信号OEを“H”にすると
入力端子Dinのレベルに応じて出力端子DoutはH
”又はL”になる。
このようにデータが出力される時は、出力端子は必ず中
間電位から変化するので、出力に要する時間が短縮され
、かつ出力変化に伴う充放電電流のピーク値が小さくな
り、電源線や接地線に誘導される雑音が低減される。
間電位から変化するので、出力に要する時間が短縮され
、かつ出力変化に伴う充放電電流のピーク値が小さくな
り、電源線や接地線に誘導される雑音が低減される。
なお、上記実施例では、中間電位設定期間において、第
1の出力制御信号DPと第2の出力制御信号DNをそれ
ぞれ“H”と“L”にするため、NANDゲート3.N
ORゲート4を介して出力イネーブル信号○Eを制御す
るようにしたが、この制御手段はDP、DNを(“H″
、H″)。
1の出力制御信号DPと第2の出力制御信号DNをそれ
ぞれ“H”と“L”にするため、NANDゲート3.N
ORゲート4を介して出力イネーブル信号○Eを制御す
るようにしたが、この制御手段はDP、DNを(“H″
、H″)。
(“L”、”L”)、(“H”、“H″)の3通りに設
定できるものであればどのような回路構成のものであっ
てもよい。
定できるものであればどのような回路構成のものであっ
てもよい。
また、上記実施例における第3の出力制御信号Psiと
第4の出力制御信号PS2は互いに論理値の異なる相補
性信号対であればよく、一定期間、N型MOSFET
(Q2)のゲートを“I(”に、P型MO5FET (
Ql)のゲートを”L”に設定できる回路構成であれば
よい。
第4の出力制御信号PS2は互いに論理値の異なる相補
性信号対であればよく、一定期間、N型MOSFET
(Q2)のゲートを“I(”に、P型MO5FET (
Ql)のゲートを”L”に設定できる回路構成であれば
よい。
以上のように、この発明に係る半導体集積回路によれば
、出力MOSFET対と、出力変化に先立って出力端子
を中間電位に設定する中間電位設定回路とを備えた回路
において、該中間電位の設定を貫通電流を増大させるこ
となく行なうことができるようにしたので、高速にデー
タを出力でき、かつ負荷容量の充放電電流のピーク値を
低減し、誘導される雑音を低減できる効果がある。
、出力MOSFET対と、出力変化に先立って出力端子
を中間電位に設定する中間電位設定回路とを備えた回路
において、該中間電位の設定を貫通電流を増大させるこ
となく行なうことができるようにしたので、高速にデー
タを出力でき、かつ負荷容量の充放電電流のピーク値を
低減し、誘導される雑音を低減できる効果がある。
第1図はこの発明の一実施例による半導体集積回路を示
す回路構成図、第2図は上記実施例の動作を説明するた
めのタイミング図、第3図は従来の半導体集積回路を示
す回路構成図である。 図において、■は出力MOS F ET対、2は中間電
位設定回路、3はNANDゲート14はN。 Rゲート、5.6はインバータ、DPは第1の出力制御
信号、DNは第2の出力制御信号、Psiは第3の出力
制御信号、PS2は第4の出力制御信号、OEは出力イ
ネーブル信号、Dinは入力端子、Doutは出力端子
、Ql、Q3.Q5.Q6゜Q9.QIOはP型MOS
FETXQ2.Q4゜Q7.Q8.Qll、Q12.Q
13はN型MOSFET、、CLは負荷容量、Vccは
電源線、GNDは接地線である。
す回路構成図、第2図は上記実施例の動作を説明するた
めのタイミング図、第3図は従来の半導体集積回路を示
す回路構成図である。 図において、■は出力MOS F ET対、2は中間電
位設定回路、3はNANDゲート14はN。 Rゲート、5.6はインバータ、DPは第1の出力制御
信号、DNは第2の出力制御信号、Psiは第3の出力
制御信号、PS2は第4の出力制御信号、OEは出力イ
ネーブル信号、Dinは入力端子、Doutは出力端子
、Ql、Q3.Q5.Q6゜Q9.QIOはP型MOS
FETXQ2.Q4゜Q7.Q8.Qll、Q12.Q
13はN型MOSFET、、CLは負荷容量、Vccは
電源線、GNDは接地線である。
Claims (3)
- (1)第1ないし第4の異なる出力制御信号によって制
御され信号を出力端子に出力する出力MOSFET対と
、 該出力MOSFET対の前段に設けられ、出力の変化に
先立って印加される中間電位設定信号により上記出力端
子を中間電位に設定する中間電位設定回路とを備えたこ
とを特徴とする半導体集積回路。 - (2)上記出力MOSFET対は第1のP型MOSFE
Tと第1のN型MOSFETとで構成され、該第1のP
型MOSFETのソースは電源線に、ドレインは出力端
子に、ゲートは第1の出力制御信号に接続され、上記第
1のN型MOSFETのソースは接地線に、ドレインは
出力端子に、ゲートは第2の出力制御信号に接続されて
いることを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の半導
体集積回路。 - (3)上記中間電位設定回路は、第2のN型MOSFE
Tと第2のP型MOSFETとで構成され、該第2のN
型MOSFETのソースは上記出力端子に、ドレインは
上記第1の出力制御信号に、ゲートは第3の出力制御信
号に接続され、上記第2のP型MOSFETのソースは
上記出力端子に、ドレインは上記第2の出力制御信号に
、ゲートは第4の出力制御信号に接続され、上記第3の
出力制御信号と第4の出力制御信号は互いに論理値の異
なる相補性信号対であることを特徴とする特許請求の範
囲第1項又は第2項記載の半導体集積回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61257364A JPS63112893A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | 半導体集積回路 |
US07/361,725 US4988888A (en) | 1986-10-28 | 1989-06-05 | CMOS output circuit with intermediate potential setting means |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61257364A JPS63112893A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | 半導体集積回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63112893A true JPS63112893A (ja) | 1988-05-17 |
JPH0584597B2 JPH0584597B2 (ja) | 1993-12-02 |
Family
ID=17305354
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61257364A Granted JPS63112893A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | 半導体集積回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4988888A (ja) |
JP (1) | JPS63112893A (ja) |
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US6489808B2 (en) | 1999-04-08 | 2002-12-03 | Nec Corporation | Buffer circuit capable of carrying out interface with a high speed |
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-
1986
- 1986-10-28 JP JP61257364A patent/JPS63112893A/ja active Granted
-
1989
- 1989-06-05 US US07/361,725 patent/US4988888A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0584597B2 (ja) | 1993-12-02 |
US4988888A (en) | 1991-01-29 |
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