JPH0584597B2 - - Google Patents
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- JPH0584597B2 JPH0584597B2 JP61257364A JP25736486A JPH0584597B2 JP H0584597 B2 JPH0584597 B2 JP H0584597B2 JP 61257364 A JP61257364 A JP 61257364A JP 25736486 A JP25736486 A JP 25736486A JP H0584597 B2 JPH0584597 B2 JP H0584597B2
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 10
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/02—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having stepped portions, e.g. staircase waveform
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0013—Arrangements for reducing power consumption in field effect transistor circuits
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- H—ELECTRICITY
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00346—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents
- H03K19/00361—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents in field effect transistor circuits
-
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01728—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in synchronous circuits, i.e. by using clock signals
- H03K19/01742—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in synchronous circuits, i.e. by using clock signals by means of a pull-up or down element
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、複数ビツト構成の半導体メモリの
出力回路に好適な半導体集積回路に関する。
出力回路に好適な半導体集積回路に関する。
〔従来の技術〕
複数ビツト構成の半導体メモリのように、外部
回路に対する電流駆動能力の大きいトランジスタ
から成る出力回路を複数個有する場合、これらの
出力回路が同時に動作することにより、電源線や
接地線等のインダクタンスに起因する大きな雑音
が誘導され、データの誤書込みや発振などの誤動
作を引き起こすという問題がある。この問題を解
決するものとして、データの出力に先立つて出力
端子を中間電位に設定することにより、出力変化
に伴う充放電電流のピーク値を低減させるという
手段がある。
回路に対する電流駆動能力の大きいトランジスタ
から成る出力回路を複数個有する場合、これらの
出力回路が同時に動作することにより、電源線や
接地線等のインダクタンスに起因する大きな雑音
が誘導され、データの誤書込みや発振などの誤動
作を引き起こすという問題がある。この問題を解
決するものとして、データの出力に先立つて出力
端子を中間電位に設定することにより、出力変化
に伴う充放電電流のピーク値を低減させるという
手段がある。
第3図は、このような中間電位設定回路の従来
例を示すものであり、図において、1はP型
MOSFET(Q3)とN型MOSFET(Q4)とか
ら成る出力MOSFET対、2はN型MOSFET(Q
2)と(Q13)とから成る中間電位設定回路、
DPは第1の出力制御信号、DNは第2の出力制
御信号、PS1は第3の出力制御信号、Doutは出
力端子、CLは負荷容量、Vccは電源線、GNDは
接地線である。
例を示すものであり、図において、1はP型
MOSFET(Q3)とN型MOSFET(Q4)とか
ら成る出力MOSFET対、2はN型MOSFET(Q
2)と(Q13)とから成る中間電位設定回路、
DPは第1の出力制御信号、DNは第2の出力制
御信号、PS1は第3の出力制御信号、Doutは出
力端子、CLは負荷容量、Vccは電源線、GNDは
接地線である。
次に動作について説明する。出力端子Doutを
中間電位に設定するにあたつては、まず第1の出
力制御信号DPを“H”に、第2の出力制御信号
DNを“L”にする。この時出力MOSFET対を
構成するMOSFET(Q3),(Q4)は共にオフ
(非導通)であり、出力端子Doutは負荷容量CLが
充電状態か否かにより“H”または“L”のレベ
ルに保たれている。次いで第3の出力制御信号
PS1を“H”にする。この時、 (1) 出力端子Doutが始め“L”であつた場合、
N型MOSFET(Q2)のドレイン、ゲート、
ソースはそれぞれ“H”,“H”,“L”であるか
ら、該MOSFET(Q2)オン(導通)であり、
これを介して第1の出力制御線DPから負荷容
量CLへ充電電流が流れ、出力端子Doutの電位
は上昇し始める。
中間電位に設定するにあたつては、まず第1の出
力制御信号DPを“H”に、第2の出力制御信号
DNを“L”にする。この時出力MOSFET対を
構成するMOSFET(Q3),(Q4)は共にオフ
(非導通)であり、出力端子Doutは負荷容量CLが
充電状態か否かにより“H”または“L”のレベ
ルに保たれている。次いで第3の出力制御信号
PS1を“H”にする。この時、 (1) 出力端子Doutが始め“L”であつた場合、
N型MOSFET(Q2)のドレイン、ゲート、
ソースはそれぞれ“H”,“H”,“L”であるか
ら、該MOSFET(Q2)オン(導通)であり、
これを介して第1の出力制御線DPから負荷容
量CLへ充電電流が流れ、出力端子Doutの電位
は上昇し始める。
(2) 一方、N型MOSFET(Q13)のドレイン、
ゲート、ソースは始め“L”,“H”,“L”であ
るので、該MOSFET(Q13)はオフである
が、ドレインである出力端子Doutの電位が(1)
で説明したように上昇し始め、MOSFET(Q
13)の閾値電圧Vthを超えるとMOSFET(Q
13)もオンとなる。従つて前記の充電電流の
他にMOSFET(Q2)と(Q13)を貫通電
流が流れることになる。この時MOSFET(Q
13)のソース電位は“L”に固定されるの
で、閾値電圧Vthは基板バイアス効果を受け
ず、MOSFET(Q13)のチヤネル抵抗はド
レインである出力端子Doutが上昇するにつれ
てますます小さくなる。ここで基板バイアス効
果とは、基板が逆バイアスされる、即ちN型
MOSFETでは、ソース及びドレイン電位が接
地電位より上昇することにより、P型
MOSFETではソース及びドレイン電位が電源
電位より低下することにより閾値が増大しチヤ
ネル抵抗が増大することを言う。他方、
MOSFET(Q2)のチヤネル抵抗は、オンし
た直後が最小であり、ソースである出力端子
Doutの電位が上昇するにつれてチヤネル抵抗
も増大していく。このように中間電位設定信号
PS1が入つた当初から、MOSFET(Q2)と
(Q13)のチヤネル抵抗値の和を大きくする
ことはできないので中間電位設定期間の初めか
ら比較的大きな貫通電流が流れることになる。
ゲート、ソースは始め“L”,“H”,“L”であ
るので、該MOSFET(Q13)はオフである
が、ドレインである出力端子Doutの電位が(1)
で説明したように上昇し始め、MOSFET(Q
13)の閾値電圧Vthを超えるとMOSFET(Q
13)もオンとなる。従つて前記の充電電流の
他にMOSFET(Q2)と(Q13)を貫通電
流が流れることになる。この時MOSFET(Q
13)のソース電位は“L”に固定されるの
で、閾値電圧Vthは基板バイアス効果を受け
ず、MOSFET(Q13)のチヤネル抵抗はド
レインである出力端子Doutが上昇するにつれ
てますます小さくなる。ここで基板バイアス効
果とは、基板が逆バイアスされる、即ちN型
MOSFETでは、ソース及びドレイン電位が接
地電位より上昇することにより、P型
MOSFETではソース及びドレイン電位が電源
電位より低下することにより閾値が増大しチヤ
ネル抵抗が増大することを言う。他方、
MOSFET(Q2)のチヤネル抵抗は、オンし
た直後が最小であり、ソースである出力端子
Doutの電位が上昇するにつれてチヤネル抵抗
も増大していく。このように中間電位設定信号
PS1が入つた当初から、MOSFET(Q2)と
(Q13)のチヤネル抵抗値の和を大きくする
ことはできないので中間電位設定期間の初めか
ら比較的大きな貫通電流が流れることになる。
(3) 結局、MOSFET(Q2)と(Q13)のチ
ヤネル抵抗は一定値に落書き、出力端子Dout
はこれらの抵抗値で決まる中間電位に設定され
る。
ヤネル抵抗は一定値に落書き、出力端子Dout
はこれらの抵抗値で決まる中間電位に設定され
る。
(4) 出力端子Doutが始め“H”であつた場合は、
まずMOSFET(Q13)がオンし、これを介
して負荷容量CLから第2の出力制御線DNへ放
電電流が流れ、出力端子Doutの電位は低下し
始める。
まずMOSFET(Q13)がオンし、これを介
して負荷容量CLから第2の出力制御線DNへ放
電電流が流れ、出力端子Doutの電位は低下し
始める。
(5) 一方、N型MOSFET(Q2)は始めソース
とドレインが“H”であるためオフであるが、
出力端子Doutの電位が低下し、ドレイン・ソ
ース間電圧が閾値電圧Vthより大きくなるとオ
ンする。ただし、このVthは前述の基板バイア
ス効果を受けており、オンした後もN型
MOSFET(Q2)のチヤネル抵抗はMOSFET
(Q13)のそれよりも大きい。従つて、出力
端子Doutが“H”から中間電位に変化する時
の貫通電流は出力端子Doutが“L”から変化
する時のそれに比べて少なくなる。
とドレインが“H”であるためオフであるが、
出力端子Doutの電位が低下し、ドレイン・ソ
ース間電圧が閾値電圧Vthより大きくなるとオ
ンする。ただし、このVthは前述の基板バイア
ス効果を受けており、オンした後もN型
MOSFET(Q2)のチヤネル抵抗はMOSFET
(Q13)のそれよりも大きい。従つて、出力
端子Doutが“H”から中間電位に変化する時
の貫通電流は出力端子Doutが“L”から変化
する時のそれに比べて少なくなる。
以上のように、出力端子が“H”又は“L”か
ら中間電位に設定された後、第3の出力制御信号
PS1を“L”に下げ、第1と第2の出力制御信
号DP,DNの電位を新たに設定して出力端子
Doutにデータを出力する。
ら中間電位に設定された後、第3の出力制御信号
PS1を“L”に下げ、第1と第2の出力制御信
号DP,DNの電位を新たに設定して出力端子
Doutにデータを出力する。
しかし、この従来例では中間電位設定用の
MOSFET対を共にN型MOSFETで構成してい
るため、これらのMOSFETを流れる貫通電流が
比較的大きく、特に出力を“L”から中間電位に
変化させる場合に消費する電流が大きくなるとい
う問題があつた。
MOSFET対を共にN型MOSFETで構成してい
るため、これらのMOSFETを流れる貫通電流が
比較的大きく、特に出力を“L”から中間電位に
変化させる場合に消費する電流が大きくなるとい
う問題があつた。
この発明は上記のような問題に鑑みてなされた
もので、消費電流が少なく、かつ高速に動作する
ことのできる中間電位設定回路を有する半導体集
積回路を得ることを目的とする。
もので、消費電流が少なく、かつ高速に動作する
ことのできる中間電位設定回路を有する半導体集
積回路を得ることを目的とする。
この発明に係る半導体集積回路は、出力回路
を、第1の電源線と出力端子との間に接続され、
ゲート電極が第1の出力制御線に接続されたP型
の第1のMOSFETと、上記第1の電源線に供給
される電位より低い電位が供給される第2の電源
線と上記出力端子との間に接続され、ゲート電極
が第2の出力制御線に接続されたN型の第2の
MOSFETとで構成するとともに、中間電位発生
回路を、上記第1の出力制御線と上記出力端子と
の間に接続されたN型の第3のMOSFETと、上
記第2の出力制御線と上記出力端子との間に接続
されたP型の第4のMOSFETとを有し、上記第
1の出力制御線にHレベルの電位が印加され、か
つ、上記第2の出力制御線にLレベルの電位が印
加される時、上記第3のMOSFETのゲート電極
にHレベルの電位が印加されるとともに、上記第
4のMOSFETのゲート電極にLレベルの電位が
印加される時、上記出力端子の電位を、上記第1
の電源線に供給される電位と上記第2の電源線に
供給される電位との間の電位とするように構成し
たものである。
を、第1の電源線と出力端子との間に接続され、
ゲート電極が第1の出力制御線に接続されたP型
の第1のMOSFETと、上記第1の電源線に供給
される電位より低い電位が供給される第2の電源
線と上記出力端子との間に接続され、ゲート電極
が第2の出力制御線に接続されたN型の第2の
MOSFETとで構成するとともに、中間電位発生
回路を、上記第1の出力制御線と上記出力端子と
の間に接続されたN型の第3のMOSFETと、上
記第2の出力制御線と上記出力端子との間に接続
されたP型の第4のMOSFETとを有し、上記第
1の出力制御線にHレベルの電位が印加され、か
つ、上記第2の出力制御線にLレベルの電位が印
加される時、上記第3のMOSFETのゲート電極
にHレベルの電位が印加されるとともに、上記第
4のMOSFETのゲート電極にLレベルの電位が
印加される時、上記出力端子の電位を、上記第1
の電源線に供給される電位と上記第2の電源線に
供給される電位との間の電位とするように構成し
たものである。
この発明においては、上述のように、中間電位
発生回路を、上記第1のMOSFETを非導通状態
とするためのHレベルが上記第1の出力制御線に
印加され、かつ、上記第2のMOSFETを非導通
状態とするためのLレベルが上記第2の出力制御
線に印加される時、上記第3のMOSFETのゲー
ト電極にHレベルの電位が印加されるとともに、
上記第4のMOSFETのゲート電極にLレベルの
電位が印加され、上記出力端子の電位を、上記第
1の電源線に供給される電位と上記第2の電源線
に供給される電位との間の電位とするように構成
したので、出力の変化に先立つて、出力端子を速
やかに中間電位に設定でき、高速かつ低消費電流
で動作させることができる。
発生回路を、上記第1のMOSFETを非導通状態
とするためのHレベルが上記第1の出力制御線に
印加され、かつ、上記第2のMOSFETを非導通
状態とするためのLレベルが上記第2の出力制御
線に印加される時、上記第3のMOSFETのゲー
ト電極にHレベルの電位が印加されるとともに、
上記第4のMOSFETのゲート電極にLレベルの
電位が印加され、上記出力端子の電位を、上記第
1の電源線に供給される電位と上記第2の電源線
に供給される電位との間の電位とするように構成
したので、出力の変化に先立つて、出力端子を速
やかに中間電位に設定でき、高速かつ低消費電流
で動作させることができる。
第1図はこの発明の一実施例による半導体集積
回路を示し、図において、1はP型MOSFET
(Q3)とN型MOSFET(Q4)からなる出力
MOSFET対、2はP型MOSFET(Q1)とN型
MOSFET(Q2)からなる中間電位設定回路、
3はP型MOSFET(Q5,Q6)とN型
MOSFET(Q7,Q8)からなるNANDゲート、
4はP型MOSFET(Q9,Q10)とN型
MOSFET(Q11,Q12)からなるNORゲー
ト、5,6はインバータ、DPは第1の出力制御
信号、DNは第2の出力制御信号、PS1は第3の
出力制御信号、PS2は第4の出力制御信号、Din
は入力端子、OEは出力イネーブル信号、Doutは
出力端子、CLは負荷容量である。
回路を示し、図において、1はP型MOSFET
(Q3)とN型MOSFET(Q4)からなる出力
MOSFET対、2はP型MOSFET(Q1)とN型
MOSFET(Q2)からなる中間電位設定回路、
3はP型MOSFET(Q5,Q6)とN型
MOSFET(Q7,Q8)からなるNANDゲート、
4はP型MOSFET(Q9,Q10)とN型
MOSFET(Q11,Q12)からなるNORゲー
ト、5,6はインバータ、DPは第1の出力制御
信号、DNは第2の出力制御信号、PS1は第3の
出力制御信号、PS2は第4の出力制御信号、Din
は入力端子、OEは出力イネーブル信号、Doutは
出力端子、CLは負荷容量である。
次に上記実施例を第2図に示すタイミング図を
用いて説明する。出力イネーブル信号OEを“H”
から“L”に下げると第1の出力制御信号DPは
“H”に第2の出力制御信号DNは“L”となり、
出力MOSFET対1を構成するP型MOSFET(Q
3)とN型MOSFET(Q4)は共にオフとなる。
この時出力端子Doutは負荷容量CLが充電状態が
否かにより“H”又は“L”のレベルに保たれて
いる。次いで第3の出力制御信号PS1を“H”
にする。この時、 (1) 出力端子Doutが始め“L”であつた場合、
中間電位設定回路2を構成するN型MOSFET
(Q2)とP型MOSFET(Q1)の内、N型
MOSFET(Q2)のドレイン、ゲート、ソー
スのレベルはそれぞれ“H”,“H”,“L”であ
るので該MOSFETは直ちにオンし、これを通
して負荷容量CLに充電電流が流れ、出力端子
Doutの電位は上昇し始める。
用いて説明する。出力イネーブル信号OEを“H”
から“L”に下げると第1の出力制御信号DPは
“H”に第2の出力制御信号DNは“L”となり、
出力MOSFET対1を構成するP型MOSFET(Q
3)とN型MOSFET(Q4)は共にオフとなる。
この時出力端子Doutは負荷容量CLが充電状態が
否かにより“H”又は“L”のレベルに保たれて
いる。次いで第3の出力制御信号PS1を“H”
にする。この時、 (1) 出力端子Doutが始め“L”であつた場合、
中間電位設定回路2を構成するN型MOSFET
(Q2)とP型MOSFET(Q1)の内、N型
MOSFET(Q2)のドレイン、ゲート、ソー
スのレベルはそれぞれ“H”,“H”,“L”であ
るので該MOSFETは直ちにオンし、これを通
して負荷容量CLに充電電流が流れ、出力端子
Doutの電位は上昇し始める。
(2) この時、第1の出力制御信号DPの電位は
MOSFET(Q2)がオンしたことにより一時
的に“H”より低くなり、この電位の低下量が
P型MOSFET(Q3)の閾値より大きいとP
型MOSFET(Q3)もオンし、該MOSFET
(Q3)を通して流れる充電電流も加わること
により出力端子Doutは速やかに中間電位に近
づく。
MOSFET(Q2)がオンしたことにより一時
的に“H”より低くなり、この電位の低下量が
P型MOSFET(Q3)の閾値より大きいとP
型MOSFET(Q3)もオンし、該MOSFET
(Q3)を通して流れる充電電流も加わること
により出力端子Doutは速やかに中間電位に近
づく。
(3) 一方P型MOSFET(Q1)は中間電位設定
信号PS1が“H”、従つてMOSFET(Q1)の
ゲートが“L”となつた直後はドレイン、ゲー
ト、ソースがそれぞれ“L”,“L”,“L”であ
るのでオフとなつているが出力端子の電位が上
昇しドレイン・ソース間電圧が、MOSFET
(Q1)の閾値電圧Vtpを超えるとオンし、
MOSFET(Q2)と(Q1)を貫通電流が流
れる。ここでP型MOSFET(Q1)はソース
とドレインが共に“H”より低いレベルにある
ため基板バイアス効果を受け、その閾値電圧は
ゼロバイアス時(ソース又はドレインが“H”
に固定)よりも大きくなつている。従つてP型
MOSFET(Q1)はN型MOSFET(Q2)よ
りも遅れてオンし、かつP型MOSFET(Q1)
のチヤネル抵抗が基板バイアス効果を受けてN
型MOSFET(Q2)よりも高いため、従来例
のように中間電位設定回路2をN型の
MOSFETだけで構成した場合に比べて貫通電
流は少ない。なお、P型MOSFET(Q1)が
オンすると、第2の出力制御信号DNの電圧は
“L”から上昇するが、P型MOSFET(Q1)
のチヤネル抵抗が高いため、N型MOSFET
(Q4)の閾値電圧までは上昇せず、出力
MOSFET対(Q3,Q4)を貫通電流が流れ
ることはない。
信号PS1が“H”、従つてMOSFET(Q1)の
ゲートが“L”となつた直後はドレイン、ゲー
ト、ソースがそれぞれ“L”,“L”,“L”であ
るのでオフとなつているが出力端子の電位が上
昇しドレイン・ソース間電圧が、MOSFET
(Q1)の閾値電圧Vtpを超えるとオンし、
MOSFET(Q2)と(Q1)を貫通電流が流
れる。ここでP型MOSFET(Q1)はソース
とドレインが共に“H”より低いレベルにある
ため基板バイアス効果を受け、その閾値電圧は
ゼロバイアス時(ソース又はドレインが“H”
に固定)よりも大きくなつている。従つてP型
MOSFET(Q1)はN型MOSFET(Q2)よ
りも遅れてオンし、かつP型MOSFET(Q1)
のチヤネル抵抗が基板バイアス効果を受けてN
型MOSFET(Q2)よりも高いため、従来例
のように中間電位設定回路2をN型の
MOSFETだけで構成した場合に比べて貫通電
流は少ない。なお、P型MOSFET(Q1)が
オンすると、第2の出力制御信号DNの電圧は
“L”から上昇するが、P型MOSFET(Q1)
のチヤネル抵抗が高いため、N型MOSFET
(Q4)の閾値電圧までは上昇せず、出力
MOSFET対(Q3,Q4)を貫通電流が流れ
ることはない。
(4) 出力端子Doutが始め“H”であつた場合は、
P型MOSFET(Q1)は中間電位設定信号PS
1が“H”になると直ちにオンしこれを通して
負荷容量CLから放電電流が流れ、出力端子
Doutの電位が“H”から低下し始める。この
時、第2の出力制御信号DNは“L”から一時
的に上昇し、N型MOSFET(Q4)もオンす
るので、該MOSFET(Q4)を介した放電電
流も加わり、出力端子Doutは速やかに中間電
位に近づく。
P型MOSFET(Q1)は中間電位設定信号PS
1が“H”になると直ちにオンしこれを通して
負荷容量CLから放電電流が流れ、出力端子
Doutの電位が“H”から低下し始める。この
時、第2の出力制御信号DNは“L”から一時
的に上昇し、N型MOSFET(Q4)もオンす
るので、該MOSFET(Q4)を介した放電電
流も加わり、出力端子Doutは速やかに中間電
位に近づく。
(5) 一方、N型MOSFET(Q2)は出力端子
Doutの電位が低下し、ドレイン・ソース間電
圧が該MOSFET(Q2)の閾値電圧Vthを超え
てからオンするが該MOSFET(Q2)のソー
スとドレインが共に“L”より高いレベルにあ
るため基板バイアス効果により、前記Vthはは
ゼロバイアス時(ソース又はドレインが“L”
に固定)より大きくなつている。従つてN型
MOSFET(Q2)はP型MOSFET(Q1)よ
りも遅れてオンし、かつ基板バイアス効果を受
けてMOSFET(Q2)のチヤネル抵抗が
MOSFET(Q1)よりも高くなるため、貫通
電流は少ない。なお、MOSFET(Q2)のオ
ンにより、第1の出力制御信号DPの電位は
“H”から低下するが、MOSFET(Q2)のチ
ヤネル抵抗が高いため、ここでの電位低下量は
P型MOSFET(Q3)の閾値電圧以上になら
ず、出力MOSFET対(Q3,Q4)を貫通電
流が流れることはない。
Doutの電位が低下し、ドレイン・ソース間電
圧が該MOSFET(Q2)の閾値電圧Vthを超え
てからオンするが該MOSFET(Q2)のソー
スとドレインが共に“L”より高いレベルにあ
るため基板バイアス効果により、前記Vthはは
ゼロバイアス時(ソース又はドレインが“L”
に固定)より大きくなつている。従つてN型
MOSFET(Q2)はP型MOSFET(Q1)よ
りも遅れてオンし、かつ基板バイアス効果を受
けてMOSFET(Q2)のチヤネル抵抗が
MOSFET(Q1)よりも高くなるため、貫通
電流は少ない。なお、MOSFET(Q2)のオ
ンにより、第1の出力制御信号DPの電位は
“H”から低下するが、MOSFET(Q2)のチ
ヤネル抵抗が高いため、ここでの電位低下量は
P型MOSFET(Q3)の閾値電圧以上になら
ず、出力MOSFET対(Q3,Q4)を貫通電
流が流れることはない。
以上のように、出力端子が始め“H”と“L”
のどちらであつても、出力イネーブル信号OEを
“L”に第3の出力制御信号PS1を“H”にする
ことで、出力端子Doutは、P型MOSFET(Q1)
とN型MOSFET(Q2)の抵抗分割で決まる中
間電位に速やかに設定される。しかるのちに、第
3の出力制御信号PS1を“L”に出力イネーブ
ル信号OEを“H”にすると入力端子Dinのレベ
ルに応じて出力端子Doutは“H”又は“L”に
なる。
のどちらであつても、出力イネーブル信号OEを
“L”に第3の出力制御信号PS1を“H”にする
ことで、出力端子Doutは、P型MOSFET(Q1)
とN型MOSFET(Q2)の抵抗分割で決まる中
間電位に速やかに設定される。しかるのちに、第
3の出力制御信号PS1を“L”に出力イネーブ
ル信号OEを“H”にすると入力端子Dinのレベ
ルに応じて出力端子Doutは“H”又は“L”に
なる。
このようにデータが出力される時は、出力端子
は必ず中間電位から変化するので、出力に要する
時間が短縮され、かつ出力変化に伴う充放電電流
のピーク値が小さくなり、電源線や接地線に誘導
される雑音が低減される。
は必ず中間電位から変化するので、出力に要する
時間が短縮され、かつ出力変化に伴う充放電電流
のピーク値が小さくなり、電源線や接地線に誘導
される雑音が低減される。
なお、上記実施例では、中間電位設定期間にお
いて、第1の出力制御信号DPと第2の出力制御
信号DNをそれぞれ“H”と“L”にするため、
NANDゲート3,NORゲート4を介して出力イ
ネーブル信号OEを制御するようにしたが、この
制御手段はDP,DNを(“H”,“H”),(“L”,
“L”),(“H”,“L”)の3通りに設定できるも
の
であればどのような回路構成のものであつてもよ
い。
いて、第1の出力制御信号DPと第2の出力制御
信号DNをそれぞれ“H”と“L”にするため、
NANDゲート3,NORゲート4を介して出力イ
ネーブル信号OEを制御するようにしたが、この
制御手段はDP,DNを(“H”,“H”),(“L”,
“L”),(“H”,“L”)の3通りに設定できるも
の
であればどのような回路構成のものであつてもよ
い。
また、上記実施例における第3の出力制御信号
PS1と第4の出力制御信号PS2は互いに論理値
の異なる相補性信号対であればよく、一定期間、
N型MOSFET(Q2)のゲートを“H”に、P
型MOSFET(Q1)のゲートを“L”に設定で
きる回路構成であればよい。
PS1と第4の出力制御信号PS2は互いに論理値
の異なる相補性信号対であればよく、一定期間、
N型MOSFET(Q2)のゲートを“H”に、P
型MOSFET(Q1)のゲートを“L”に設定で
きる回路構成であればよい。
〔発明の効果〕
以上のように、この発明に係る半導体集積回路
によれば、出力回路を、第1の電源線と出力端子
との間に接続され、ゲート電極が第1の出力制御
線に接続されたP型の第1のMOSFETと、上記
第1の電源線に供給される電位より低い電位が供
給される第2の電源線と上記出力端子との間に接
続され、ゲート電極が第2の出力制御線に接続さ
れたN型の第2のMOSFETとで構成するととも
に、中間電位発生回路を、上記第1の出力制御線
と上記出力端子との間に接続されたN型の第3の
MOSFETと、上記第2の出力制御線と上記出力
端子との間に接続されたP型の第4のMOSFET
とを有し、上記第1の出力制御線にHレベルの電
位が印加され、かつ、上記第2の出力制御線にL
レベルの電位が印加される時、上記第3の
MOSFETのゲート電極にHレベルの電位が印加
されるとともに、上記第4のMOSFETのゲート
電極にLレベルの電位が印加される時、上記出力
端子の電位を、上記第1の電源線に供給される電
位と上記第2の電源線に供給される電位との間の
電位とするように構成したので、中間電位の設定
を貫通電流の増大を招くことなく行なうことがで
き、高速にデータを出力でき、かつ負荷容量の充
放電電流のピーク値を低減でき、誘導される雑音
を低減できる効果がある。
によれば、出力回路を、第1の電源線と出力端子
との間に接続され、ゲート電極が第1の出力制御
線に接続されたP型の第1のMOSFETと、上記
第1の電源線に供給される電位より低い電位が供
給される第2の電源線と上記出力端子との間に接
続され、ゲート電極が第2の出力制御線に接続さ
れたN型の第2のMOSFETとで構成するととも
に、中間電位発生回路を、上記第1の出力制御線
と上記出力端子との間に接続されたN型の第3の
MOSFETと、上記第2の出力制御線と上記出力
端子との間に接続されたP型の第4のMOSFET
とを有し、上記第1の出力制御線にHレベルの電
位が印加され、かつ、上記第2の出力制御線にL
レベルの電位が印加される時、上記第3の
MOSFETのゲート電極にHレベルの電位が印加
されるとともに、上記第4のMOSFETのゲート
電極にLレベルの電位が印加される時、上記出力
端子の電位を、上記第1の電源線に供給される電
位と上記第2の電源線に供給される電位との間の
電位とするように構成したので、中間電位の設定
を貫通電流の増大を招くことなく行なうことがで
き、高速にデータを出力でき、かつ負荷容量の充
放電電流のピーク値を低減でき、誘導される雑音
を低減できる効果がある。
第1図はこの発明の一実施例による半導体集積
回路を示す回路構成図、第2図は上記実施例の動
作を説明するためのタイミング図、第3図は従来
の半導体集積回路を示す回路構成図である。 図において、1は出力MOSFET対、2は中間
電位設定回路、3はNANDゲート、4はNORゲ
ート、5,6はインバータ、DPは第1の出力制
御信号、DNは第2の出力制御信号、PS1は第3
の出力制御信号、PS2は第4の出力制御信号、
OEは出力イネーブル信号、Dinは入力端子、
Doutは出力端子、Q1,Q3,Q5,Q6,Q
9,Q10はP型MOSFET,Q2,Q4,Q
7,Q8,Q11,Q12,Q13はN型
MOSFET,CLは負荷容量、Vccは電源線、GND
は接地線である。
回路を示す回路構成図、第2図は上記実施例の動
作を説明するためのタイミング図、第3図は従来
の半導体集積回路を示す回路構成図である。 図において、1は出力MOSFET対、2は中間
電位設定回路、3はNANDゲート、4はNORゲ
ート、5,6はインバータ、DPは第1の出力制
御信号、DNは第2の出力制御信号、PS1は第3
の出力制御信号、PS2は第4の出力制御信号、
OEは出力イネーブル信号、Dinは入力端子、
Doutは出力端子、Q1,Q3,Q5,Q6,Q
9,Q10はP型MOSFET,Q2,Q4,Q
7,Q8,Q11,Q12,Q13はN型
MOSFET,CLは負荷容量、Vccは電源線、GND
は接地線である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 第1の電源線と出力端子との間に接続され、
ゲート電極が第1の出力制御線に接続されたP型
の第1のMOSFETと、上記第1の電源線に供給
される電位より低い電位が供給される第2の電源
線と上記出力端子との間に接続され、ゲート電極
が第2の出力制御線に接続されたN型の第2の
MOSFETとを有する出力回路と、 上記第1の出力制御線と上記出力端子との間に
接続されたN型の第3のMOSFETと、上記第2
の出力制御線と上記出力端子との間に接続された
P型の第4のMOSFETとを有し、上記第1の出
力制御線にHレベルの電位が印加され、かつ、上
記第2の出力制御線にLレベルの電位が印加され
る時、上記第3のMOSFETのゲート電極にHレ
ベルの電位が印加されるとともに、上記第4の
MOSFETのゲート電極にLレベルの電位が印加
され、上記出力端子の電位を、上記第1の電源線
に供給される電位と上記第2の電源線に供給され
る電位との間の電位とするための中間電位発生回
路とを備えたことを特徴とする半導体集積回路。 2 上記第1の出力制御線は、入力信号と出力イ
ネーブル信号とを受け、上記出力イネーブル信号
が上記出力端子から信号を出力させることを意味
する時は、上記入力信号に基づいた電位を当該第
1の出力制御線に出力し、上記出力イネーブル信
号が上記出力端子から信号を出力させないことを
意味する時は、上記入力信号にかかわらず上記第
1のMOSFETを非導通状態とするためのHレベ
ルの電位を上記第1の出力制御線に出力する第1
の制御手段の出力ノードに接続され、 上記第2の出力制御線は、上記入力信号と上記
出力イネーブル信号とを受け、上記出力イネーブ
ル信号が上記出力端子から信号を出力させること
を意味する時は、上記入力信号に基づいた電位を
当該第2の出力制御線に出力し、上記出力イネー
ブル信号が上記出力端子から出力させないことを
意味する時は、上記入力信号にかかわらず上記第
2のMOSFETを非導通状態とするためのLレベ
ルの電位を上記第2の出力制御線に出力する第2
の制御手段の出力ノードに接続されることを特徴
とする特許請求の範囲第1項記載の半導体集積回
路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61257364A JPS63112893A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | 半導体集積回路 |
US07/361,725 US4988888A (en) | 1986-10-28 | 1989-06-05 | CMOS output circuit with intermediate potential setting means |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61257364A JPS63112893A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | 半導体集積回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63112893A JPS63112893A (ja) | 1988-05-17 |
JPH0584597B2 true JPH0584597B2 (ja) | 1993-12-02 |
Family
ID=17305354
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61257364A Granted JPS63112893A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | 半導体集積回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4988888A (ja) |
JP (1) | JPS63112893A (ja) |
Families Citing this family (33)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2883625B2 (ja) * | 1989-03-30 | 1999-04-19 | 株式会社東芝 | Mos型充電回路 |
US5264743A (en) * | 1989-12-08 | 1993-11-23 | Hitachi, Ltd. | Semiconductor memory operating with low supply voltage |
US5083051A (en) * | 1990-02-26 | 1992-01-21 | Motorola, Inc. | Output driver circuit with improved output stage biasing |
IT1240012B (it) * | 1990-04-27 | 1993-11-27 | St Microelectronics Srl | Stadio d'uscita dati, del tipo cosiddetto buffer,a ridotto rumore verso massa per circuiti logici di tipo cmos |
US5132564A (en) * | 1990-07-27 | 1992-07-21 | North American Philips Corp. | Bus driver circuit with low on-chip dissipation and/or pre-biasing of output terminal during live insertion |
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US5170078A (en) * | 1990-10-22 | 1992-12-08 | Gould Inc. | Highly stable high-voltage output buffer using CMOS technology |
JP2922028B2 (ja) * | 1991-08-30 | 1999-07-19 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路の出力回路 |
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US5245230A (en) * | 1992-03-06 | 1993-09-14 | Ohri Kul B | Low substrate injection n-channel output stage |
US5280204A (en) * | 1992-07-02 | 1994-01-18 | International Business Machines Corporation | ECI compatible CMOS off-chip driver using feedback to set output levels |
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CN1099761C (zh) * | 1995-07-07 | 2003-01-22 | 精工爱普生株式会社 | 输出电路和应用了输出电路的电子机器 |
KR100202645B1 (ko) * | 1995-12-21 | 1999-06-15 | 문정환 | 프리차지회로를 내장한 씨모스 출력회로 |
US5917361A (en) * | 1996-12-20 | 1999-06-29 | Vlsi, Technology | Method and apparatus for reducing noise in an output buffer |
US5999469A (en) * | 1998-03-04 | 1999-12-07 | Lsi Logic Corporation | Sense time reduction using midlevel precharge |
US6225824B1 (en) * | 1999-03-08 | 2001-05-01 | Texas Instruments Incorporated | High speed output buffer for high/low voltage operation |
JP3425890B2 (ja) | 1999-04-08 | 2003-07-14 | Necエレクトロニクス株式会社 | バッファ回路 |
US6281719B1 (en) | 1999-10-29 | 2001-08-28 | Macronix International Co., Ltd. | Output pad precharge circuit for semiconductor devices |
US6501293B2 (en) * | 1999-11-12 | 2002-12-31 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for programmable active termination of input/output devices |
US6549036B1 (en) | 2000-05-31 | 2003-04-15 | Micron Technology, Inc. | Simple output buffer drive strength calibration |
KR100930414B1 (ko) * | 2008-05-08 | 2009-12-08 | 주식회사 하이닉스반도체 | 데이터 출력 장치 |
Family Cites Families (7)
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---|---|---|---|---|
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JPS5746536A (en) * | 1980-09-04 | 1982-03-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Gate circuit |
US4477741A (en) * | 1982-03-29 | 1984-10-16 | International Business Machines Corporation | Dynamic output impedance for 3-state drivers |
JPS59181829A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-16 | Toshiba Corp | 半導体素子の出力バツフア回路 |
US4542310A (en) * | 1983-06-29 | 1985-09-17 | International Business Machines Corporation | CMOS bootstrapped pull up circuit |
US4567378A (en) * | 1984-06-13 | 1986-01-28 | International Business Machines Corporation | Driver circuit for controlling signal rise and fall in field effect transistor processors |
US4638187A (en) * | 1985-10-01 | 1987-01-20 | Vtc Incorporated | CMOS output buffer providing high drive current with minimum output signal distortion |
-
1986
- 1986-10-28 JP JP61257364A patent/JPS63112893A/ja active Granted
-
1989
- 1989-06-05 US US07/361,725 patent/US4988888A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4988888A (en) | 1991-01-29 |
JPS63112893A (ja) | 1988-05-17 |
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