JPH01261923A - 出力回路 - Google Patents
出力回路Info
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- JPH01261923A JPH01261923A JP63090988A JP9098888A JPH01261923A JP H01261923 A JPH01261923 A JP H01261923A JP 63090988 A JP63090988 A JP 63090988A JP 9098888 A JP9098888 A JP 9098888A JP H01261923 A JPH01261923 A JP H01261923A
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- JP
- Japan
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- signal
- type
- inverter
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- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 37
- 230000005855 radiation Effects 0.000 abstract description 3
- 101100484930 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) VPS41 gene Proteins 0.000 abstract 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000005670 electromagnetic radiation Effects 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00346—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents
- H03K19/00361—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents in field effect transistor circuits
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、相補型M、03FETから成るところの高駆
動能力を持つ出力回路に関する。
動能力を持つ出力回路に関する。
本発明は、相補型MOS F ETから成る出力回路に
おいて、最終段のP型およびN型MOSFETのゲート
を駆動する信号を制御することにより、出力に発生する
信号のオーバシュート又は、アンダーシュートを小さく
して、かつ出力信号の副射ノイズが小さい出力回路を供
給するものである。
おいて、最終段のP型およびN型MOSFETのゲート
を駆動する信号を制御することにより、出力に発生する
信号のオーバシュート又は、アンダーシュートを小さく
して、かつ出力信号の副射ノイズが小さい出力回路を供
給するものである。
従来の出力回路は第4図に示される様に、曲の最終段の
相補型MOSインバータと、最終段インバータのゲート
を駆動する為の(6)の相補型MOSインバータから構
成されている。(6)の最終段のインバータ出力は、1
3の出力端子を通って、高負荷を持つところの外部回路
に接続されている。一般に高駆動能力を要求する出力回
路においては、(財)のインバータの(財)のP型M、
03FETと@鴎のN型MOS F ETの駆動能力は
比較的、大きくなっている。又、@Qと@ηのMOS
F ETの駆動能力は、(財)と(ハ)に比較して小さ
くなっている。
相補型MOSインバータと、最終段インバータのゲート
を駆動する為の(6)の相補型MOSインバータから構
成されている。(6)の最終段のインバータ出力は、1
3の出力端子を通って、高負荷を持つところの外部回路
に接続されている。一般に高駆動能力を要求する出力回
路においては、(財)のインバータの(財)のP型M、
03FETと@鴎のN型MOS F ETの駆動能力は
比較的、大きくなっている。又、@Qと@ηのMOS
F ETの駆動能力は、(財)と(ハ)に比較して小さ
くなっている。
しかし、出力回路の高駆動能力を高めると、第5図に示
す様に、出力信号の波形変化(トランジェント・エツジ
)が鋭くなり、大きなオーバシュートaI)、アンダー
シュート(至)を発生すると同時に、出力信号から発生
する電磁波輻射ノイズが大きくなる問題がある。このオ
ーバシュート、アンダーシュートは、次へ接続される回
路を破壊する問題が有り、電磁波輻射ノイズは、テレビ
等の電波障害を引き起こす問題となる。又、逆にオーバ
シュート、アンダーシュートを小さくし、電磁波輻射ノ
イズを小さくする為には、出力信号のトランジェント・
エツジをなだからにすれば良いが、この□ 為には、従
来の技術では、第4図の最終段出力インバータ前段の(
6)のインバータの駆動能力を低くし、φ4のゲート信
号の変化を通常の第5図(至)から、(財)の様になだ
らかにする事が必要である。しかしこの様にすると、(
財)の最終段インバータのP型MOS F ETと、N
型MO3’FETの同時にオンする。時間が長くなり、
貫通電流が大きくなる問題がある。そこで、本発明は、
この様な問題を解決するもので、その目的とするところ
は、高駆動能力の出力を保ちながら、出力波形に大きな
オーバシュート、アンダーシュートを生ぜず、しかも電
磁波輻射ノイズが小さく、かつ、貫通電流の小さい出力
回路を提供するものである。
す様に、出力信号の波形変化(トランジェント・エツジ
)が鋭くなり、大きなオーバシュートaI)、アンダー
シュート(至)を発生すると同時に、出力信号から発生
する電磁波輻射ノイズが大きくなる問題がある。このオ
ーバシュート、アンダーシュートは、次へ接続される回
路を破壊する問題が有り、電磁波輻射ノイズは、テレビ
等の電波障害を引き起こす問題となる。又、逆にオーバ
シュート、アンダーシュートを小さくし、電磁波輻射ノ
イズを小さくする為には、出力信号のトランジェント・
エツジをなだからにすれば良いが、この□ 為には、従
来の技術では、第4図の最終段出力インバータ前段の(
6)のインバータの駆動能力を低くし、φ4のゲート信
号の変化を通常の第5図(至)から、(財)の様になだ
らかにする事が必要である。しかしこの様にすると、(
財)の最終段インバータのP型MOS F ETと、N
型MO3’FETの同時にオンする。時間が長くなり、
貫通電流が大きくなる問題がある。そこで、本発明は、
この様な問題を解決するもので、その目的とするところ
は、高駆動能力の出力を保ちながら、出力波形に大きな
オーバシュート、アンダーシュートを生ぜず、しかも電
磁波輻射ノイズが小さく、かつ、貫通電流の小さい出力
回路を提供するものである。
本発明の出力回路は、
(1)P型MOSFETとN型MOS F ETが組合
わさって構成される第1の相補型MOSインバータにお
いて、前記インバータのP型MOSFETのゲートを駆
動する信号と、前記インバータのN型MOS F ET
のゲートを駆動する信号を制御する制御回路を有する事
を特徴とする。
わさって構成される第1の相補型MOSインバータにお
いて、前記インバータのP型MOSFETのゲートを駆
動する信号と、前記インバータのN型MOS F ET
のゲートを駆動する信号を制御する制御回路を有する事
を特徴とする。
(2)前記制御回路は、前記第1の相補型MOSインバ
ータのP型M OS ’F’E’Tのゲートを駆動する
信号を、第2の相補型MOSインバータで発生させ、前
記第2の相補型MOSインバータのP型MOSFETの
駆動能力は、前記第2の相補型MOSインバータのN型
MOS F ETの駆動能力より大きく、かつ、前記第
1の相補型MOSインバータのN型MOS F ETの
ゲートを駆動する信号を、第3の相補型M’OSインバ
ータで発生させ、前記第3の相補型MOSインバータの
N型MOSFETの駆動能力は、前記第3の相補型MO
SインバータのP型MOSFETの駆動能力より大きい
事を特徴とする。
ータのP型M OS ’F’E’Tのゲートを駆動する
信号を、第2の相補型MOSインバータで発生させ、前
記第2の相補型MOSインバータのP型MOSFETの
駆動能力は、前記第2の相補型MOSインバータのN型
MOS F ETの駆動能力より大きく、かつ、前記第
1の相補型MOSインバータのN型MOS F ETの
ゲートを駆動する信号を、第3の相補型M’OSインバ
ータで発生させ、前記第3の相補型MOSインバータの
N型MOSFETの駆動能力は、前記第3の相補型MO
SインバータのP型MOSFETの駆動能力より大きい
事を特徴とする。
本発明の上述の構成によれば、高駆動能力を持つ最終段
インバータの各々のMO’5FETゲート信号波形を制
御する事により、一方のMOSFETをオンさせるゲー
ト信号の変化についてはなだからにし、他一方のオフさ
せるゲート信号変化については鋭くする事により、最終
段出力インバータのオフするMOS F ETの動作が
速い為、貫通電流が小さくて、しかもトランジェント・
エツジのゆるやかな出力が得られる。
インバータの各々のMO’5FETゲート信号波形を制
御する事により、一方のMOSFETをオンさせるゲー
ト信号の変化についてはなだからにし、他一方のオフさ
せるゲート信号変化については鋭くする事により、最終
段出力インバータのオフするMOS F ETの動作が
速い為、貫通電流が小さくて、しかもトランジェント・
エツジのゆるやかな出力が得られる。
以下に本発明の実施例を図面にもとづいて説明する。第
1図は、本発明における出力回路の構成図である。又、
第2図は、第1図の構成にもとづく各部分の信号波形と
タイミングを示す。
1図は、本発明における出力回路の構成図である。又、
第2図は、第1図の構成にもとづく各部分の信号波形と
タイミングを示す。
第1図の(1)は、P型MOSFETであり、(2)は
N型MO8FETで、相補型に接続され最終段出力イン
バータを構成している。(3)は、最終段出力インバー
タの各々のMOSFETのゲートを駆動する為の制御回
路である。制御回路の動作ならび出力回路の全体的な動
作を第1図、第2図にもとづいて説明する。初期状態に
おいて、制御回路のデータ信号φ1が°“L”の場合、
最終段出力インバータのP型MOS F ETのゲート
を駆動する駆動信号φ2は“H”で、最終段出力インバ
ータのN型MOSFETのゲートを駆動する駆動信号φ
3も“H”である。この為、最終段出力イバータのP型
MOSFETは、“オフ゛°であり、N型MOSFET
は、゛オン′”しており最終段出力インバータの出力信
号φ5は“L”°である。この状態から、データ信号φ
1が、“L−+H”に変化すると、制御回路により駆動
信号φ2は、ゆるやかに“H→L゛へと変化し、駆動信
号φ3は、鋭くH→L゛へと変化する。これにより、最
終段出力インバータのP型MOSFETは、ゆるやかに
“オン”する為、φ5の出力波形は、ゆるやかに“L−
+H′へ立ち上がるが、最終段出力インバータのN型M
OSFETは、急峻に“オン′゛する為、P型MOSF
ETと、N型MOS F ETが同時にオンする時間は
短かく、貫通電流は小さい。次に、データ信号φ1が、
“”H−)L”に変化する場合は、駆動信号φ2は、“
L→H”へ急峻に変化し、駆動信号φ3は、L−+H”
へゆるやかに変化する。この為、最終段出力インバータ
のN型MOSFETは、ゆるやかにパオン″シ、それに
ともない出力信号φ5は、“H→L”へゆるやかに変化
する。
N型MO8FETで、相補型に接続され最終段出力イン
バータを構成している。(3)は、最終段出力インバー
タの各々のMOSFETのゲートを駆動する為の制御回
路である。制御回路の動作ならび出力回路の全体的な動
作を第1図、第2図にもとづいて説明する。初期状態に
おいて、制御回路のデータ信号φ1が°“L”の場合、
最終段出力インバータのP型MOS F ETのゲート
を駆動する駆動信号φ2は“H”で、最終段出力インバ
ータのN型MOSFETのゲートを駆動する駆動信号φ
3も“H”である。この為、最終段出力イバータのP型
MOSFETは、“オフ゛°であり、N型MOSFET
は、゛オン′”しており最終段出力インバータの出力信
号φ5は“L”°である。この状態から、データ信号φ
1が、“L−+H”に変化すると、制御回路により駆動
信号φ2は、ゆるやかに“H→L゛へと変化し、駆動信
号φ3は、鋭くH→L゛へと変化する。これにより、最
終段出力インバータのP型MOSFETは、ゆるやかに
“オン”する為、φ5の出力波形は、ゆるやかに“L−
+H′へ立ち上がるが、最終段出力インバータのN型M
OSFETは、急峻に“オン′゛する為、P型MOSF
ETと、N型MOS F ETが同時にオンする時間は
短かく、貫通電流は小さい。次に、データ信号φ1が、
“”H−)L”に変化する場合は、駆動信号φ2は、“
L→H”へ急峻に変化し、駆動信号φ3は、L−+H”
へゆるやかに変化する。この為、最終段出力インバータ
のN型MOSFETは、ゆるやかにパオン″シ、それに
ともない出力信号φ5は、“H→L”へゆるやかに変化
する。
しかし、P型MOS F ETは急峻にオフするので、
P型MOSFETとN型MOS F ETが同時にオン
する時間は短かく、貫通電流が小さい。第3図は本発明
において、制御回路部分に、駆動能力の差となるP型M
OS F ETと、N型MOSFETを相補型に組合わ
せて、構成するところの出力回路の実施例である。第3
図の00は、高駆動出力を持つところのP型MOSFE
Tであり、(2)は、高駆動出力を持つところのN型M
O3F、ETである。
P型MOSFETとN型MOS F ETが同時にオン
する時間は短かく、貫通電流が小さい。第3図は本発明
において、制御回路部分に、駆動能力の差となるP型M
OS F ETと、N型MOSFETを相補型に組合わ
せて、構成するところの出力回路の実施例である。第3
図の00は、高駆動出力を持つところのP型MOSFE
Tであり、(2)は、高駆動出力を持つところのN型M
O3F、ETである。
0υと(至)は、相補型に接続されて、第1の相補型M
OSインバータを構成している。制御回路部分0罎は、
(至)のP型MOS F ETと、0!19のN型MO
SFETが相補型に接続され、第2の相補型MOSイン
バータを構成し、その出力は、第1の相補型MOSイン
バータのP型MOSFETのゲートと接続している。こ
こで(ロ)のP型MOS F ETの駆動能力は、0!
9のN型M OS F 、E Tの駆動能力の数倍大き
い能力をそなえている。さらに制御回路部分03ニおイ
テ、oeのp型MOS F ETと、C1?) ノN
型MO8FETが相補型に接続され、第3の相補型MO
Sインバータを構成し、その出力が、第1の相補型MO
SインバータのN型MOSFETのゲートと接続してい
る。ここで、0ηのN型MOSFETの駆動能力は、0
*ノp型MOSFETの駆動能力の数倍の大きい能力を
そなえている。−船釣に、MOSFETの駆動能力は、
利得定数β(−μ臀。つW / t oX L )で表
現される。ここで、駆動能力、が大きいと言う事は、β
が大きいと言う事であり、βが大きいと電流がより多く
゛流せる為、同一の負荷容量に対して、より速く充電又
は、放電が出来る為、信号の立ち上り又は、立ち下りが
速くなる。第3図において第1の相補型MOSインバー
タのP型MO8FETOυのβをβpt:+1.、N型
MOS F ET(至)のβを、βN 112+ 、又
、第2の相補型MOSインバータのP型MOSFET(
ロ)のβをβF (34)、N型Mo5FETosのβ
をβN(351、又、第3の相補型MOSインバータの
P型MOSFETOS(DBを8F(36)、N型MO
SFETC17)(7)βをβN (3?) とすれば
、それぞれのβの大小関係は、次の通りである。
OSインバータを構成している。制御回路部分0罎は、
(至)のP型MOS F ETと、0!19のN型MO
SFETが相補型に接続され、第2の相補型MOSイン
バータを構成し、その出力は、第1の相補型MOSイン
バータのP型MOSFETのゲートと接続している。こ
こで(ロ)のP型MOS F ETの駆動能力は、0!
9のN型M OS F 、E Tの駆動能力の数倍大き
い能力をそなえている。さらに制御回路部分03ニおイ
テ、oeのp型MOS F ETと、C1?) ノN
型MO8FETが相補型に接続され、第3の相補型MO
Sインバータを構成し、その出力が、第1の相補型MO
SインバータのN型MOSFETのゲートと接続してい
る。ここで、0ηのN型MOSFETの駆動能力は、0
*ノp型MOSFETの駆動能力の数倍の大きい能力を
そなえている。−船釣に、MOSFETの駆動能力は、
利得定数β(−μ臀。つW / t oX L )で表
現される。ここで、駆動能力、が大きいと言う事は、β
が大きいと言う事であり、βが大きいと電流がより多く
゛流せる為、同一の負荷容量に対して、より速く充電又
は、放電が出来る為、信号の立ち上り又は、立ち下りが
速くなる。第3図において第1の相補型MOSインバー
タのP型MO8FETOυのβをβpt:+1.、N型
MOS F ET(至)のβを、βN 112+ 、又
、第2の相補型MOSインバータのP型MOSFET(
ロ)のβをβF (34)、N型Mo5FETosのβ
をβN(351、又、第3の相補型MOSインバータの
P型MOSFETOS(DBを8F(36)、N型MO
SFETC17)(7)βをβN (3?) とすれば
、それぞれのβの大小関係は、次の通りである。
βF+311 ”rβ□3□) = (5xlO)倍
のβF(34)・・・・・・(1) βP tso> >βN +351
・・・・・・(2)βP(ff6) <<βN(37
1・・・・・・(3)βP (14+ ζβ□3.)
・・・・・・(4)βP(35,
L−、βN(+6) ・・・・・・(
5)上式(1)〜(5)の関係で、制御回路03のMO
SFETの駆動能力を設定すれば、第2図の樺な信号波
形が得られ、貫通電流の小さい出力回路が得られる。
のβF(34)・・・・・・(1) βP tso> >βN +351
・・・・・・(2)βP(ff6) <<βN(37
1・・・・・・(3)βP (14+ ζβ□3.)
・・・・・・(4)βP(35,
L−、βN(+6) ・・・・・・(
5)上式(1)〜(5)の関係で、制御回路03のMO
SFETの駆動能力を設定すれば、第2図の樺な信号波
形が得られ、貫通電流の小さい出力回路が得られる。
以上述べた様に、本発明による制御回路を有する出力回
路は、高駆動出力ドライブ能力を持つにもかかわらず、
出力信号がオーバシュート又、アンダシュートを発生せ
ず、出力信号の立ち上り、立ち下りがなだらかな為、電
磁波輻射ノイズを発生せず、しかも貫通電流が少ない為
、消費電流が小さく、電源ノイズの発生しにくい安定し
た出力回が得られる。
路は、高駆動出力ドライブ能力を持つにもかかわらず、
出力信号がオーバシュート又、アンダシュートを発生せ
ず、出力信号の立ち上り、立ち下りがなだらかな為、電
磁波輻射ノイズを発生せず、しかも貫通電流が少ない為
、消費電流が小さく、電源ノイズの発生しにくい安定し
た出力回が得られる。
第1図は、本発明による出力回路の構成図。
(1)・・・P型MOS F ET部
(2)・・・N型MOSFET部
(3)・・・信号制御回路部
第2図は、本発明による出力回路の動作を表わす信号波
形とタイミング図。 φ1・・・・・・出力回路へ入るデータ信号。 φ2・・・・・・最終段出力インバータのP型MC)S
FETのゲート駆動信号 φ3・・・・・・最終段出力インバータのN型M’03
FETのゲート駆動信号 φ、・・・・・・出力回路から出力される信号第3図は
、本発明における具体的実施例による出力回路の構成図
。 03・・・・・・制御回路部 (ロ)・・・・・・駆動能力の大きいP型MOSFET
Oす・・・・・・駆動能力の小さいN型MO5FET0
e・・・・・・駆動能力の小さいP型MOSFETOη
・・・・・・駆動能力の大きいN型MOs F ET第
4図は、従来の出力回路の構成図。 第5図は、従来の出力回路による出力波形とタイミング
図。 以上 出願人 セイコーエプソン株式会社 代理人弁理士 上樋 雅誉 他1名 op 姑 3 日
形とタイミング図。 φ1・・・・・・出力回路へ入るデータ信号。 φ2・・・・・・最終段出力インバータのP型MC)S
FETのゲート駆動信号 φ3・・・・・・最終段出力インバータのN型M’03
FETのゲート駆動信号 φ、・・・・・・出力回路から出力される信号第3図は
、本発明における具体的実施例による出力回路の構成図
。 03・・・・・・制御回路部 (ロ)・・・・・・駆動能力の大きいP型MOSFET
Oす・・・・・・駆動能力の小さいN型MO5FET0
e・・・・・・駆動能力の小さいP型MOSFETOη
・・・・・・駆動能力の大きいN型MOs F ET第
4図は、従来の出力回路の構成図。 第5図は、従来の出力回路による出力波形とタイミング
図。 以上 出願人 セイコーエプソン株式会社 代理人弁理士 上樋 雅誉 他1名 op 姑 3 日
Claims (2)
- (1)P型MOSFETとN型MOSFETが組合わさ
って構成される第1の相補型MOSインバータにおいて
、前記インバータのP型MOSFETのゲートを駆動す
る信号と、前記インバータのN型MOSFETのゲート
を駆動する信号を制御する制御回路を有する事を特徴と
する出力回路。 - (2)請求項1記載の制御回路は、前記第1の相補型M
OSインバータのP型MOSFETのゲートを駆動する
信号を、第2の相補型MOSインバータで発生させ、前
記第2の相補型MOSインバータのP型MOSFETの
駆動能力は、前記第2の相補型MOSインバータのN型
MOSFETの駆動能力より大きく、かつ、前記第1の
相補型MOSインバータのN型MOSFETのゲートを
駆動する信号を、第3の相補型MOSインバータで発生
させ、前記第3の相補型MOSインバータのN型MOS
FETの駆動能力は、前記第3の相補型MOSインバー
タのP型MOSFETの駆動能力より大きい事を特徴と
する出力回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63090988A JPH01261923A (ja) | 1988-04-13 | 1988-04-13 | 出力回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63090988A JPH01261923A (ja) | 1988-04-13 | 1988-04-13 | 出力回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01261923A true JPH01261923A (ja) | 1989-10-18 |
Family
ID=14013893
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63090988A Pending JPH01261923A (ja) | 1988-04-13 | 1988-04-13 | 出力回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01261923A (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04330822A (ja) * | 1991-01-14 | 1992-11-18 | Toshiba Corp | Cmos出力バッファ回路 |
JPH07131355A (ja) * | 1993-11-01 | 1995-05-19 | Nec Corp | パルス幅変調回路 |
JPH10190436A (ja) * | 1996-12-25 | 1998-07-21 | Kawasaki Steel Corp | 出力バッファ回路 |
US6633285B1 (en) | 1999-11-09 | 2003-10-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Driving circuit and display |
WO2004055987A1 (ja) * | 2002-12-13 | 2004-07-01 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | 半導体装置およびこれを用いた表示装置 |
US8264254B2 (en) | 2002-09-25 | 2012-09-11 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Clocked inverter, NAND, NOR and shift register |
JP2016073069A (ja) * | 2014-09-29 | 2016-05-09 | キヤノン株式会社 | 電源装置およびその制御方法 |
-
1988
- 1988-04-13 JP JP63090988A patent/JPH01261923A/ja active Pending
Cited By (14)
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