JPH0119083B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は一端が電位的にフローテイング状態
にある地点に接続される電圧出力型センサのイン
ターフエイス回路に関する。

最近、自動車エンジンの制御にはマイクロコン
ピユータに代表されるデイジタル演算処理装置を
用いる電子エンジン制御システムが採用されてき
ている。デイジタル演算処理装置を用いると、従
来の機械式のものよりもきめ細くしかも高精度に
制御することができるため、消費燃料の節減、無
公害化等が容易に実現できるものである。

上記デイジタル演算処理装置で自動車エンジン
を制御するにはエンジンの回転数、燃料供給弁の
開度等を検出する必要があり、これらの検出には
一般に電圧出力型のセンサが用いられる。ところ
で自動車に搭載されている電子機器はすべてバツ
テリによつて駆動されていて、このバツテリの一
方極側たとえば負極側はシヤーシに接続されてい
る。そこで上記各センサの配線の数を少なくする
目的で、各センサの一端はシヤーシに接続するよ
うにしている。しかしながらシヤーシとバツテリ
との間には浮遊抵抗分が存在するため、シヤーシ
の電位はバツテリの負極側電位と一致せず、シヤ
ーシは電位的にフローテイング状態になる。この
ためセンサの出力電圧はシヤーシの電位変動に応
じてふらつくことになり、正確なエンジン制御が
行なえなくなつてしまう。

そこで従来では第１図に示すようなインターフ
エイス回路が用いられている。すなわちこのイン
ターフエイス回路は、初段に差動型の演算増幅回
路DAを設けたものであり、その入力としてセン
サＳの両端の電位が供給される。このように初段
に差動型の演算増幅回路DAを設けることによ
り、次段にはセンサＳの両端間の電位差そのもの
が送られるため、正確なエンジン制御が可能とな
るものである。しかしながら上記従来のインター
フエイス回路では、センサＳの一端すなわちシヤ
ーシ側の電位が負極性になる場合があるので、演
算増幅回路DAは正、負両極性の電源電圧＋Ｖ、
−Ｖで駆動する必要がある。このためバツテリの
出力電圧から負極性の電圧を得るための回路が他
に必要となり、回路構成が複雑になつて製造価格
が高価となる欠点がある。

この発明は上記のような事情を考慮してなされ
たものであり、その目的とするところは、回路構
成が簡単でありしたがつて安価に製造が可能なイ
ンターフエイス回路を提供することにある。

以下図面を参照してこの発明の一実施例を説明
する。第２図はこの発明に係るインターフエイス
回路の構成図である。図においてバツテリＢの正
極側は一点鎖線で囲こまれた電子エンジン制御シ
ステム１の端子２に接続される。またバツテリＢ
の負極側はシヤーシの一点であるａ点に接続され
るとともに上記システム１の端子３に接続され
る。

Ｓは従来と同様に電圧出力型のセンサであり、
このセンサＳの一端は上記ａ点とは離れたシヤー
シのｂ点に接続されるとともに上記システム１の
端子４に接続され、他端は端子５に接続される。

また６はシヤーシのａ点とｂ点との間に存在す
る浮遊抵抗である。

７は上記電子エンジン制御システム１内に設け
られる定電圧回路であり、上記端子３の電位を基
準とし、端子２に加えられるバツテリＢの出力電
圧から常に一定の電位＋Ｖを出力するものであ
る。

８は上記センサＳの出力電圧に比例した電流を
出力する電圧電流変換回路であり、この回路８は
演算増幅回路９、NPNトランジスタ１０および
抵抗１１から構成されている。このうち演算増幅
回路９は上記定電圧回路７の出力電位＋Ｖと端子
４との間の電位差によつて駆動され、その非反転
入力端は上記端子５に接続されている。上記演算
増幅回路９の出力端は上記トランジスタ１０ベー
スに接続され、さらにこのトランジスタ１０のエ
ミツタと上記端子４との間には上記抵抗１１が挿
入されている。そしてトランジスタ１０のエミツ
タと抵抗１１との接続点Ｃは上記演算増幅回路９
の反転入力端に接続されている。

上記トランジスタ１０のコレクタと上記一定電
位＋Ｖ印加点との間には抵抗１２が接続されてい
る。さらに＋Ｖ印加点と端子３との間には２個の
抵抗１３，１４が直列接続されている。この２個
の抵抗１３，１４はその抵抗比に応じて一定電位
＋Ｖを任意に分割することにより基準電位を得る
ためのものである。

１５は＋Ｖと端子４との間の電位差によつて駆
動され、電圧コンパレータとして用いられる演算
増幅回路であり、この演算増幅回路１５の一方入
力端には上記抵抗１２とトランジスタ１０のコレ
クタとの接続点ｄの電位V_dが、他方入力端には
上記２個の抵抗１３，１４の直列接続点ｅの電位
すなわち基準電位V_refがそれぞれ供給される。そ
してこの演算増幅回路１５は両入力端に供給され
る電位を比較し、その大小関係に応じて高レベル
信号あるいは低レベル信号を出力するようになつ
ている。そしてこの演算増幅回路１５の出力信号
は電子エンジン制御システム１内の他の回路に送
られるようになつている。

なお、上記電圧電流変換回路８および演算増幅
回路１５は同一の集積回路内に形成されている。

上記のように構成された回路において、いまセ
ンサＳがある状態を検出して電圧V_Iを出力した
とする。このときｂ点の電位が０以外のV_Sであ
れば、端子４の電位はV_S、端子５の電位はV_I＋
V_Sとなる。ここで演算増幅回路９はその反転入
力端電位が非反転入力端電位と等しくなるように
動作するため、Ｃ点の電位はV_I＋V_Sになる。ま
たこのとき抵抗１１に流れる電流は、V_I＋V_Sと
端子４における電位V_Sとの差電位を抵抗１１の
抵抗値R₁₁で割つたV_I／R₁₁となり、上記センサＳの 出力電圧V_Iはこれに比例した電流に変換された
ことになる。

一方、上記抵抗１１に流れる電流はトランジス
タ１０のエミツタ電流に等しく、いまこのトラン
ジスタ１０のエミツタ接地電流増幅率が０よりも
十分に大きければ、そのコレクタ電流はエミツタ
電流に等しいものとなる。したがつて抵抗１２に
も上記と同じ電流V_I／R₁₁が流れることになり、ｄ 点の電位は＋Ｖからこの抵抗１２における降下電
圧V_I／R₁₁・R₁₂を差し引いたＶ−V_I／R₁₁・R₁₂となる （ただしR₁₂は抵抗１２の抵抗値）。また抵抗１
３，１４の直列接続点ｅにおける基準電位V_refは
抵抗１３，１４の抵抗値をそれぞれR₁₃，R₁₄と
するとR₁₄／R₁₃＋R₁₄・Ｖで表わされるため、演算増 幅回路１５はこの電位R₁₄／R₁₃＋R₁₄・Ｖを基準にし て上記電位Ｖ−V_I／R₁₁・R₁₂を比較する。ここでい まV_Iが高く、Ｖ−V_I／R₁₁・R₁₂＜R₁₄／R₁₃＋R₁₄・Ｖな る大小関係があれば上記演算増幅回路１５は高レ
ベル信号を出力し、これとは逆にV_Iが低く、Ｖ
−V_I／R₁₁・R₁₂＞R₁₄／R₁₃＋R₁₄・Ｖなる大小関係があ れば低レベル信号を出力する。したがつてこのイ
ンターフエイス回路ではセンサＳの出力電圧V_I
に応じたデイジタル信号を出力することになり、
その出力はセンサＳの一端が接続されているシヤ
ーシの電位に影響されない。また二つの演算増幅
回路９，１５はそれぞれ正極性の単一電源で駆動
可能なため、従来のような負極性電圧を発生する
ための回路は不必要である。このため従来にくら
べて回路構成を簡単にすることができ、したがつ
て安価に製造が可能である。

以上説明したようにこの発明によれば、回路構
成が簡単でありしたがつて安価に製造が可能なイ
ンターフエイス回路が提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のインターフエイス回路の構成
図、第２図はこの発明の一実施例に係るインター
フエイス回路の構成図である。 １…電子エンジン制御システム、２〜５…端
子、６…浮遊抵抗、７…定電圧回路、８…電圧電
流変換回路、９，１５…演算増幅回路、１０…
NPNトランジスタ、１１〜１４…抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電位的に浮遊状態にある第１電位点に一端が
   接続される電圧出力型のセンサと、上記センサの
   他端の電位が一方の入力端に供給される演算増幅
   回路、この演算増幅回路の出力信号により導通制
   御されコレクタが一定の電源電位に保持された第
   ２電位点に抵抗素子を介して結合されるトランジ
   スタ、このトランジスタのエミツタと上記第１電
   位点との間に挿入されこのトランジスタのエミツ
   タとの接続点電位が上記演算増幅回路の他方の入
   力端に供給される抵孔素子からなり、上記センサ
   の両端間の電位差に比例した電流を得る手段と、
   上記第２電位点の電源電位から基準電圧を得る手
   段と、上記第２電位点の電源電位から上記手段で
   得られる電流に比例した任意の電圧だけ降下させ
   た電位を得る電位降下手段と、この電位降下手段
   によつて得られる電位と上記基準電位とを比較
   し、その大小関係に応じた信号を出力する比較回
   路とを具備したことを特徴とするインターフエイ
   ス回路。