JP2763778B2 - ピーク値検出回路 - Google Patents
ピーク値検出回路Info
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- JP2763778B2 JP2763778B2 JP63152494A JP15249488A JP2763778B2 JP 2763778 B2 JP2763778 B2 JP 2763778B2 JP 63152494 A JP63152494 A JP 63152494A JP 15249488 A JP15249488 A JP 15249488A JP 2763778 B2 JP2763778 B2 JP 2763778B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ピーク値が時間と供に順次変化する信号の
ピーク値を検出するピーク値検出回路に係り、特に、温
度依存性の改善と直線性を改善したピーク値検出回路に
関する。
ピーク値を検出するピーク値検出回路に係り、特に、温
度依存性の改善と直線性を改善したピーク値検出回路に
関する。
（従来の技術） 近時、種々の物理的変位量を正確に検出する各種のセ
ンサが開発されており、特にメカトロニクスの分野で
は、センサ技術が多用され、その応用分野は多岐にわた
っている。すなわち、これらのセンサは物理的変位量を
電気信号に変換するものが多く、電気信号に変換するこ
とにより電気制御系との接続を可能にし、複雑な機械的
動作が電気制御系により応答性良く正確に制御されてい
る。制御対象となる電気信号には、物理的変位量に対応
したピーク成分が含まれており、このピーク成分を正確
に捉えるインターフェイスとしてのピーク値検出回路が
電気制御系の入力段には必要となる。
ンサが開発されており、特にメカトロニクスの分野で
は、センサ技術が多用され、その応用分野は多岐にわた
っている。すなわち、これらのセンサは物理的変位量を
電気信号に変換するものが多く、電気信号に変換するこ
とにより電気制御系との接続を可能にし、複雑な機械的
動作が電気制御系により応答性良く正確に制御されてい
る。制御対象となる電気信号には、物理的変位量に対応
したピーク成分が含まれており、このピーク成分を正確
に捉えるインターフェイスとしてのピーク値検出回路が
電気制御系の入力段には必要となる。
従来のこの種のピーク値検出回路としては、例えば特
開昭61−155865号公報に記載のものや特開昭57−93266
号公報に記載のものがある。
開昭61−155865号公報に記載のものや特開昭57−93266
号公報に記載のものがある。
第９図は前者のピーク値検出回路を示す図である。こ
のピーク値検出回路は最も簡単なものであり、NPNトラ
ンジスタQ1とコンデンサC1から構成される。図におい
て、Vinは入力信号、Voutは出力信号である。また、NPN
トランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧をVBE、コレ
クタ電流ICが流れ始めるベース−エミッタ間電圧をVBEO
とすると、NPNトランジスタQ1の動作条件は、次の
（イ）、（ロ）のようになる。
のピーク値検出回路は最も簡単なものであり、NPNトラ
ンジスタQ1とコンデンサC1から構成される。図におい
て、Vinは入力信号、Voutは出力信号である。また、NPN
トランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧をVBE、コレ
クタ電流ICが流れ始めるベース−エミッタ間電圧をVBEO
とすると、NPNトランジスタQ1の動作条件は、次の
（イ）、（ロ）のようになる。
（イ）VBE＞VBEOのときQ1＝ON （ロ）VBE＜VBEOのときQ1＝OFF 第10図に示すピーク値Vipn（ｎ＝1,2,3）を有する入
力信号がNPNトランジスタQ1のベースに入力されると、
前記（イ）、（ロ）の条件により、次の（ハ）、（ニ）
の条件が成立する。
力信号がNPNトランジスタQ1のベースに入力されると、
前記（イ）、（ロ）の条件により、次の（ハ）、（ニ）
の条件が成立する。
（ハ）Vin＞Vip＋VBEOのときQ1＝ON （ニ）Vin＜Vip＋VBEOのときQ1＝OFF NPNトランジスタQ1がONするとコンデンサC1に充電電
流が流れVoutをVopn＝Vin−VBEOまで上昇させる。な
お、Vopn（ｎ＝1,2,3）はVipnに対応するVoutである。
そして、Vin＝Vipn＋VBEOとなった瞬間にNPNトランジス
タQ1はOFFし、さらに、Vin＜Vipn＋VBEOではNPNトラン
ジスタQ1はOFFのままであるからコンデンサC1にはVipn
に対応したVopnが保持される。したがって、Voutは第11
図に示すような出力波形となる。この回路では、単発的
ピーク電圧、あるいは順次増大するピーク電圧を検出し
保持することが可能である。
流が流れVoutをVopn＝Vin−VBEOまで上昇させる。な
お、Vopn（ｎ＝1,2,3）はVipnに対応するVoutである。
そして、Vin＝Vipn＋VBEOとなった瞬間にNPNトランジス
タQ1はOFFし、さらに、Vin＜Vipn＋VBEOではNPNトラン
ジスタQ1はOFFのままであるからコンデンサC1にはVipn
に対応したVopnが保持される。したがって、Voutは第11
図に示すような出力波形となる。この回路では、単発的
ピーク電圧、あるいは順次増大するピーク電圧を検出し
保持することが可能である。
しかしながら、前者のようなピーク値検出回路では、
第12図に示すピーク電圧の高低が順次変化する場合に
は、高位のピーク電圧を長時間保持すると低位のピーク
電圧を順次検出できなくなる。
第12図に示すピーク電圧の高低が順次変化する場合に
は、高位のピーク電圧を長時間保持すると低位のピーク
電圧を順次検出できなくなる。
そこで、後者の第13図に示すピーク値検出回路があ
る。この回路では前者のNPNトランジスタQ1をダイオー
ドD1に替えるとともに、コンデンサC1に放電抵抗R1を付
加している。放電抵抗R1はピーク電圧の変化を順次検出
するために必要な所定の値のものが選ばれる。すなわ
ち、コンデンサC1と放電抵抗R1は積分回路を構成してお
り、この積分回路の時定数τ＝C1×R1がピーク値の変化
に対応するように設定される。ダイオードD1は順方向電
圧VF印加時においても電圧降下を生じるため、ダイオー
ドD1は等価的に有限の内部抵抗rD1を有するものとみな
せる。ダイオードD1を内部抵抗rD1としたときの等価回
路を第14図に示す。
る。この回路では前者のNPNトランジスタQ1をダイオー
ドD1に替えるとともに、コンデンサC1に放電抵抗R1を付
加している。放電抵抗R1はピーク電圧の変化を順次検出
するために必要な所定の値のものが選ばれる。すなわ
ち、コンデンサC1と放電抵抗R1は積分回路を構成してお
り、この積分回路の時定数τ＝C1×R1がピーク値の変化
に対応するように設定される。ダイオードD1は順方向電
圧VF印加時においても電圧降下を生じるため、ダイオー
ドD1は等価的に有限の内部抵抗rD1を有するものとみな
せる。ダイオードD1を内部抵抗rD1としたときの等価回
路を第14図に示す。
したがって、入力信号Vinと出力信号Voutの関係は次
式となる。
式となる。
出力信号Voutは入力信号Vinと比例関係にあり、その出
力波形は第15図に示すものとなる。
力波形は第15図に示すものとなる。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、このような従来のピーク値検出回路に
あっては、前者の場合、前記のVopn＝Vipn−VBEOという
関係で示されるようにVopnはVipnに対してVBEO分だけ低
い値で出力されるため、第16図に示すように入力信号V
inに対してそのピーク値Vipnを正確に検出できない。ま
た、第17図に示すようにVBEOは温度の変化によって変動
し、この影響でコレクタ電流ICが変動するため、出力信
号Voutが不安定になる。さらに、Vinが急上昇し、NPNト
ランジスタQ1がONした場合、コレクタ電流ICが電流制限
されず、ノイズを誤って保持し易く、急変する充電電流
により電源VCCに悪影響を与えるという問題があった。
あっては、前者の場合、前記のVopn＝Vipn−VBEOという
関係で示されるようにVopnはVipnに対してVBEO分だけ低
い値で出力されるため、第16図に示すように入力信号V
inに対してそのピーク値Vipnを正確に検出できない。ま
た、第17図に示すようにVBEOは温度の変化によって変動
し、この影響でコレクタ電流ICが変動するため、出力信
号Voutが不安定になる。さらに、Vinが急上昇し、NPNト
ランジスタQ1がONした場合、コレクタ電流ICが電流制限
されず、ノイズを誤って保持し易く、急変する充電電流
により電源VCCに悪影響を与えるという問題があった。
一方、後者の場合も次のような問題があった。温度の
変化によって第18図に示すように、順方向電圧VF−順方
向電流IF特性が変動し、すなわち前記のダイオードD1の
内部抵抗rD1（rD1＝VF／IF）が変動するため、出力信号
Voutは入力信号Vinに正確に比例しない。この温度によ
る影響を抑制する手段としてダイオードD1に直列に補正
用抵抗RX（R1と同様の抵抗値を有する）を接続するとと
もに、放電抵抗R1に直列に補正用ダイオードDX（D1と同
様のrD1を有する）を接続することで温度依存性は軽減
されるが、Vout＝1/2Vinとなってこの回路の後段に２倍
の増幅率の増幅器が必要になる。これはコスト高につな
がる。
変化によって第18図に示すように、順方向電圧VF−順方
向電流IF特性が変動し、すなわち前記のダイオードD1の
内部抵抗rD1（rD1＝VF／IF）が変動するため、出力信号
Voutは入力信号Vinに正確に比例しない。この温度によ
る影響を抑制する手段としてダイオードD1に直列に補正
用抵抗RX（R1と同様の抵抗値を有する）を接続するとと
もに、放電抵抗R1に直列に補正用ダイオードDX（D1と同
様のrD1を有する）を接続することで温度依存性は軽減
されるが、Vout＝1/2Vinとなってこの回路の後段に２倍
の増幅率の増幅器が必要になる。これはコスト高につな
がる。
（発明の目的） そこで本発明は、ピーク値検出回路をコンプリメンタ
リ特性を有するNPNトランジスタとPNPトランジスタで構
成するとともに、これらのトランジスタに共通のバイア
ス抵抗を接続することにより、出力側のトランジスタの
コレクタ電流の変動を防止して、直線性が良く、かつ温
度依存性の殆んどないピーク値検出回路を提供すること
を目的としている。
リ特性を有するNPNトランジスタとPNPトランジスタで構
成するとともに、これらのトランジスタに共通のバイア
ス抵抗を接続することにより、出力側のトランジスタの
コレクタ電流の変動を防止して、直線性が良く、かつ温
度依存性の殆んどないピーク値検出回路を提供すること
を目的としている。
（課題を解決するための手段） 本発明によるピーク値検出回路は上記目的達成のた
め、ベースに入力信号を受け、コレクタが第１の基準電
位に接続されたボルテージフォロワとしての第１のトラ
ンジスタと、エミッタに、他端が共通して第１の基準電
位に接続されたピーク値検出用のコンデンサと放電抵抗
が接続され、該接続点から出力信号を出力し、コレクタ
は第２の基準電位に接続されたコンデンサ充電電流供給
用としての第２のトランジスタと、前記第１のトランジ
スタのエミッタと第２のトランジスタのベースは１つの
バイアス抵抗を介して第２の基準電位に接続されるとと
もに、第１、第２のトランジスタはコンプリメンタリ特
性を有するNPNトランジスタとPNPトランジスタで構成
し、入力信号のピーク値に対応する出力信号は前記第２
のトランジスタのエミッタと前記ピーク値検出用コンデ
ンサと放電抵抗の接続点から出力するようにしている。
め、ベースに入力信号を受け、コレクタが第１の基準電
位に接続されたボルテージフォロワとしての第１のトラ
ンジスタと、エミッタに、他端が共通して第１の基準電
位に接続されたピーク値検出用のコンデンサと放電抵抗
が接続され、該接続点から出力信号を出力し、コレクタ
は第２の基準電位に接続されたコンデンサ充電電流供給
用としての第２のトランジスタと、前記第１のトランジ
スタのエミッタと第２のトランジスタのベースは１つの
バイアス抵抗を介して第２の基準電位に接続されるとと
もに、第１、第２のトランジスタはコンプリメンタリ特
性を有するNPNトランジスタとPNPトランジスタで構成
し、入力信号のピーク値に対応する出力信号は前記第２
のトランジスタのエミッタと前記ピーク値検出用コンデ
ンサと放電抵抗の接続点から出力するようにしている。
（作用） 本発明では、ピーク値検出回路がコンプリメンタリ特
性を有するNPNトランジスタとPNPトランジスタで構成さ
れ、これらのトランジスタに共通のバイアス抵抗が接続
されて、出力側のトランジスタのコレクタ電流の温度に
よる変動やノイズ等の急激な入力信号の変動による過大
なコレクタ電流の流れが防止される。
性を有するNPNトランジスタとPNPトランジスタで構成さ
れ、これらのトランジスタに共通のバイアス抵抗が接続
されて、出力側のトランジスタのコレクタ電流の温度に
よる変動やノイズ等の急激な入力信号の変動による過大
なコレクタ電流の流れが防止される。
したがって、入力信号のピーク値を正確に検出するこ
とができる。
とができる。
（実施例） 以下、本発明を図面に基づいて説明する。
第１、２図は本発明に係るピーク値検出回路の第１実
施例を示す図である。
施例を示す図である。
まず、構成を説明する。第１図はピーク値検出回路で
ある。ピーク値検出回路はNPNトランジスタQ1、PNPトラ
ンジスタQ2、コンデンサC1、放電抵抗R1およびバイアス
抵抗R2により構成されており、トランジスタQ1とトラン
ジスタQ2はコンプリメンタリ特性を有する。Q1のコレク
タは所定の正電源VCC（第２の基準電位）に接続され、Q
1のベースおよびQ2のエミッタはバイアス抵抗R2を介し
て所定の正電源VCCに接続される。さらに、Q1のエミッ
タは出力端子に接続されるとともに、C1とR1を介してGN
Dライン（第１の基準電位）に接続されている。Q2のベ
ースは入力端子に接続され、そのコレクタはGNDライン
に接続される。なお、Q2はボルテージフォロワとしての
機能を有し、Q1はC1への充電電流供給用としての機能を
有する。
ある。ピーク値検出回路はNPNトランジスタQ1、PNPトラ
ンジスタQ2、コンデンサC1、放電抵抗R1およびバイアス
抵抗R2により構成されており、トランジスタQ1とトラン
ジスタQ2はコンプリメンタリ特性を有する。Q1のコレク
タは所定の正電源VCC（第２の基準電位）に接続され、Q
1のベースおよびQ2のエミッタはバイアス抵抗R2を介し
て所定の正電源VCCに接続される。さらに、Q1のエミッ
タは出力端子に接続されるとともに、C1とR1を介してGN
Dライン（第１の基準電位）に接続されている。Q2のベ
ースは入力端子に接続され、そのコレクタはGNDライン
に接続される。なお、Q2はボルテージフォロワとしての
機能を有し、Q1はC1への充電電流供給用としての機能を
有する。
次に、作用を説明する。
入力信号VinがQ2のベースに印加されると、VCCに接続
されたR2を通してQ2にベース電流IB2が供給され、Q2がO
Nし、Q2のコレクタ電流IC2により（ｂ）点（図示）の電
位Vbは次式となる。
されたR2を通してQ2にベース電流IB2が供給され、Q2がO
Nし、Q2のコレクタ電流IC2により（ｂ）点（図示）の電
位Vbは次式となる。
Vb＝Vin＋VBE2…… そして、VbによりQ1のベースとエミッタ間に電位差を
VBE1が発生し、Q1がONしてQ1のコレクタ電流IC1が流れ
る。このとき、R2によりQ1のベース電流IB1が制限され
るため、IC1は大電流とならない。Q1のコレクタ電流IC1
によりC1が充電されるとともに、R1にもIC1が供給さ
れ、出力端子とGNDレベルの間に電位差が発生する。こ
れが（ｃ）点（図示）の出力信号Voutとなるが、このと
きVoutは次式となる。
VBE1が発生し、Q1がONしてQ1のコレクタ電流IC1が流れ
る。このとき、R2によりQ1のベース電流IB1が制限され
るため、IC1は大電流とならない。Q1のコレクタ電流IC1
によりC1が充電されるとともに、R1にもIC1が供給さ
れ、出力端子とGNDレベルの間に電位差が発生する。こ
れが（ｃ）点（図示）の出力信号Voutとなるが、このと
きVoutは次式となる。
Vout＝Vb−VBE1…… すなわち、式は次式となる。
Vout＝Vin＋VBE2−VBE1…… ここで、Q1とQ2はコンプリメンタリ特性を有するNPNト
ランジスタとPNPトランジスタであるから、次式とな
る。
ランジスタとPNPトランジスタであるから、次式とな
る。
VBE1＝VBE2…… 式は温度変化してもVBE1とVBE2の変動幅が同じであ
り、式の条件は温度に影響されない。したがって、
式にの条件を適用すると次式となる。
り、式の条件は温度に影響されない。したがって、
式にの条件を適用すると次式となる。
Vout＝Vin…… そして、Vinがピーク値を過ぎ下降するとQ1のV
BE1は、C1に充電された電位、すなわちVoutピーク値はV
out（ピーク値）＞VinとなりQ1のベース−エミッタ間が
逆バイアスとなるため、Q1はOFFする。このとき、Vout
（ピーク値）はVinに依存せず、C1に充電されたV
out（ピーク値）により、C1からR1に放電電流が流れ
て、所定の時定数R1×C1により電圧が降下していく。そ
して、次のVin＞Vout（放電中のピーク値）となったと
きから、再びQ1のコレクタ電流IC1によりC1に充電され
る。これらの一連の作用がピーク値を有する入力信号V
inに対応して順次繰り返されることで、第２図に示すよ
うにVoutはVinのピーク値を包絡線状に検出することに
なる。なお、本実施例は上限ピーク値を検出するもので
ある。
BE1は、C1に充電された電位、すなわちVoutピーク値はV
out（ピーク値）＞VinとなりQ1のベース−エミッタ間が
逆バイアスとなるため、Q1はOFFする。このとき、Vout
（ピーク値）はVinに依存せず、C1に充電されたV
out（ピーク値）により、C1からR1に放電電流が流れ
て、所定の時定数R1×C1により電圧が降下していく。そ
して、次のVin＞Vout（放電中のピーク値）となったと
きから、再びQ1のコレクタ電流IC1によりC1に充電され
る。これらの一連の作用がピーク値を有する入力信号V
inに対応して順次繰り返されることで、第２図に示すよ
うにVoutはVinのピーク値を包絡線状に検出することに
なる。なお、本実施例は上限ピーク値を検出するもので
ある。
したがって、本実施例ではコンプリメンタリ特性を有
するNPNトランジスタQ1とPNPトランジスタQ2を接続する
とともに、Q1のコレクタ電流IC1を制限するバイアス抵
抗R2を接続することにより、入力信号Vinのピーク値に
対するピーク値検出信号の直線性が優れ、温度変化によ
るVBE1とVBE2の変動が相殺されて温度に影響されない。
また、Vin（ピーク値）＝Vout（ピーク値）であり、後
段の増幅器が省略でき、簡単な構成となっているのでコ
ストが抑えられる。さらに、バイアス抵抗R2はQ1のベー
ス電流IB1を制限する作用があり、Vinのノイズ等の急激
な立上りに対してQ1のコレクタ電流IC1が制限されて、C
1に急激な充電電流が流れることに伴うVCCラインへの電
圧変動等の悪影響を防止する。
するNPNトランジスタQ1とPNPトランジスタQ2を接続する
とともに、Q1のコレクタ電流IC1を制限するバイアス抵
抗R2を接続することにより、入力信号Vinのピーク値に
対するピーク値検出信号の直線性が優れ、温度変化によ
るVBE1とVBE2の変動が相殺されて温度に影響されない。
また、Vin（ピーク値）＝Vout（ピーク値）であり、後
段の増幅器が省略でき、簡単な構成となっているのでコ
ストが抑えられる。さらに、バイアス抵抗R2はQ1のベー
ス電流IB1を制限する作用があり、Vinのノイズ等の急激
な立上りに対してQ1のコレクタ電流IC1が制限されて、C
1に急激な充電電流が流れることに伴うVCCラインへの電
圧変動等の悪影響を防止する。
第３、４図は本発明の第２実施例を示す図であり、第
１実施例と同様の部品を用いて下限ピーク値を検出する
ように構成したものである。第３図において、（ｂ）点
および（ｃ）点の電圧VbおよびVcは次式、で示され
る。なおここではQ1はボルテージフォロワとしての機能
を有し、Q2はC1への充電電流供給用としての機能を有す
る。
１実施例と同様の部品を用いて下限ピーク値を検出する
ように構成したものである。第３図において、（ｂ）点
および（ｃ）点の電圧VbおよびVcは次式、で示され
る。なおここではQ1はボルテージフォロワとしての機能
を有し、Q2はC1への充電電流供給用としての機能を有す
る。
Vb＝Vin−VBE1…… Vout＝Vc＝Vb＋VBE2…… このとき、第１実施例と同様にVBE1＝VBE2であるからV
in＝Voutである。
in＝Voutである。
また、Q1とQ2の動作条件は以下のようになる。
（イ）Vin＞Vb＋VBE1のときQ1＝ON （ロ）Vin＜Vb＋VBE1のときQ1＝OFF （ハ）Vin＜Vout（＝Vb＋VBE2）のときQ2＝ON （ニ）Vin＞Vout（＝Vb＋VBE2）のときQ2＝OFF すなわち、第４図に示すようにVinに対してVoutはVin
の下限ピーク値を検出することになる。
の下限ピーク値を検出することになる。
したがって、本実施例は第１実施例と同様にその直線
性、温度依存性が改善される。
性、温度依存性が改善される。
なお、上記第１、２実施例は入力信号Vinが正側でピ
ーク値が変動する（直流信号）場合の上限、または下限
ピーク値を検出するものである。
ーク値が変動する（直流信号）場合の上限、または下限
ピーク値を検出するものである。
第５、６図は本発明の第３実施例を示す図であり、Q2
のコレクタと、C1、R1各々の一方とをGNDラインから所
定の負電源VEEに接続したところが第１実施例と異な
る。その他は第１実施例と同様である。本実施例は第６
図に示すように入力信号Vin（図示Va）がGNDレベルに対
して正負両方向に変動する（交流信号）場合に対応する
ものであり、第１実施例と同様に上限ピーク値（図示V
c）を検出するものである。
のコレクタと、C1、R1各々の一方とをGNDラインから所
定の負電源VEEに接続したところが第１実施例と異な
る。その他は第１実施例と同様である。本実施例は第６
図に示すように入力信号Vin（図示Va）がGNDレベルに対
して正負両方向に変動する（交流信号）場合に対応する
ものであり、第１実施例と同様に上限ピーク値（図示V
c）を検出するものである。
したがって、本実施例は第１実施例と同様の効果が得
られるとともに、上記のように交流信号に対しては、Q2
のコレクタとC1、R1各々の一方とをGNDラインからVEEに
変更するだけでその上限ピーク値が検出可能となる。
られるとともに、上記のように交流信号に対しては、Q2
のコレクタとC1、R1各々の一方とをGNDラインからVEEに
変更するだけでその上限ピーク値が検出可能となる。
第７、８図は本発明の第４実施例を示す図であり、第
２実施例のQ2のコレクタと、R2の一方とをGNDラインか
ら所定の負電源VEEに接続したものである。その他の構
成は第２実施例と同様である。本実施例は第８図に示す
ように入力信号Vin（図示Va）がGNDレベルに対して正負
両方向に変動する場合に、その下限ピーク値（図示Vc）
を検出するものである。
２実施例のQ2のコレクタと、R2の一方とをGNDラインか
ら所定の負電源VEEに接続したものである。その他の構
成は第２実施例と同様である。本実施例は第８図に示す
ように入力信号Vin（図示Va）がGNDレベルに対して正負
両方向に変動する場合に、その下限ピーク値（図示Vc）
を検出するものである。
したがって、本実施例は第２実施例と同様の効果が得
られるとともに、Q2のコレクタと、R2の一方とをGNDラ
インからVEEに変更するだけで交流信号の下限ピーク値
から検出できる。
られるとともに、Q2のコレクタと、R2の一方とをGNDラ
インからVEEに変更するだけで交流信号の下限ピーク値
から検出できる。
また、本発明は上記各実施例で示したように、多様な
入力信号に対して、その回路構成をほとんど替えること
なく柔軟に対応できるという利点があり、特に入力信号
のピーク値を順次正確に検出するという点で、各種セン
サによる制御系に充分対応できるものとなっている。
入力信号に対して、その回路構成をほとんど替えること
なく柔軟に対応できるという利点があり、特に入力信号
のピーク値を順次正確に検出するという点で、各種セン
サによる制御系に充分対応できるものとなっている。
本発明の応用例としては、例えば、自動車等の車両の
上下動を検出する場合、すなわち、車両の荷重変化や走
行時の加減速時等により発生する上下動による車体の姿
勢の乱れを抑制するため、車体と車輪の間に介装された
センサで物理的変位量を検出し、その検出信号により車
両の姿勢制御を積極的に行う傾向にあり、このような上
下動を検出するセンサとしては、可変抵抗式変位計や可
変静電容量式変位計等がある。特に静電容量式変位計は
構造が簡単で正確に、かつ耐久性、信頼性を損なうこと
なく変位を検出することが可能である。この静電容量式
変位計の検出信号を処理する手段としてピーク値検出回
路が用いられる。
上下動を検出する場合、すなわち、車両の荷重変化や走
行時の加減速時等により発生する上下動による車体の姿
勢の乱れを抑制するため、車体と車輪の間に介装された
センサで物理的変位量を検出し、その検出信号により車
両の姿勢制御を積極的に行う傾向にあり、このような上
下動を検出するセンサとしては、可変抵抗式変位計や可
変静電容量式変位計等がある。特に静電容量式変位計は
構造が簡単で正確に、かつ耐久性、信頼性を損なうこと
なく変位を検出することが可能である。この静電容量式
変位計の検出信号を処理する手段としてピーク値検出回
路が用いられる。
したがって、本発明は上記例に限らずセンサと電気制
御系のインターフェイスとして用いるものであれば、そ
の応用範囲は車両、航空機および機械等あらゆる分野に
利用可能であることは勿論である。
御系のインターフェイスとして用いるものであれば、そ
の応用範囲は車両、航空機および機械等あらゆる分野に
利用可能であることは勿論である。
（効果） 本発明によれば、ピーク値検出回路をコンプリメンタ
リ特性を有するNPNトランジスタとPNPトランジスタで構
成するとともに、これらのトランジスタに共通のバイア
ス抵抗を接続しているので、出力側のトランジスタのコ
レクタ電流の温度による変動やノイズ等の急激な入力信
号の変動による過大なコレクタ電流の流れを防止するこ
とができ、入力信号のピーク値を正確に検出することが
できる。
リ特性を有するNPNトランジスタとPNPトランジスタで構
成するとともに、これらのトランジスタに共通のバイア
ス抵抗を接続しているので、出力側のトランジスタのコ
レクタ電流の温度による変動やノイズ等の急激な入力信
号の変動による過大なコレクタ電流の流れを防止するこ
とができ、入力信号のピーク値を正確に検出することが
できる。
第１、２図は本発明に係るピーク値検出回路の第１実施
例を示す図であり、第１図はその回路図、第２図はその
入出力信号のタイムチャート図、第３、４図は本発明の
第２実施例を示す図であり、第３図はその回路図、第４
図はその入出力信号のタイムチャート図、第５、６図は
本発明の第３実施例を示す図であり、第５図はその回路
図、第６図はその入出力信号のタイムチャート図、第
７、８図は本発明の第４実施例を示す図であり、第７図
はその回路図、第８図はその入出力信号のタイムチャー
ト図、第９〜18図は従来のピーク値検出回路を示す図で
あり、第９図はそのトランジスタを用いた回路図、第10
図はその入力信号のタイムチャート図、第11図はその出
力信号のタイムチャート図、第12図はその入力信号のそ
の他のタイムチャート図、第13図はそのダイオードを用
いた回路図、第14図は第13図の等価回路図、第15図は第
13図の出力信号のタイムチャート図、第16図は第11図の
一部拡大図、第17図は一般的なシリコントランジスタの
VBE−IC特性図、第18図は一般的なシリコンダイオード
のVF−IF特性図である。 Q1……NPNトランジスタ、Q2……PNPトランジスタ、C1…
…コンデンサ（ピーク値検出用コンデンサ）、R1……放
電抵抗、R2……バイアス抵抗。
例を示す図であり、第１図はその回路図、第２図はその
入出力信号のタイムチャート図、第３、４図は本発明の
第２実施例を示す図であり、第３図はその回路図、第４
図はその入出力信号のタイムチャート図、第５、６図は
本発明の第３実施例を示す図であり、第５図はその回路
図、第６図はその入出力信号のタイムチャート図、第
７、８図は本発明の第４実施例を示す図であり、第７図
はその回路図、第８図はその入出力信号のタイムチャー
ト図、第９〜18図は従来のピーク値検出回路を示す図で
あり、第９図はそのトランジスタを用いた回路図、第10
図はその入力信号のタイムチャート図、第11図はその出
力信号のタイムチャート図、第12図はその入力信号のそ
の他のタイムチャート図、第13図はそのダイオードを用
いた回路図、第14図は第13図の等価回路図、第15図は第
13図の出力信号のタイムチャート図、第16図は第11図の
一部拡大図、第17図は一般的なシリコントランジスタの
VBE−IC特性図、第18図は一般的なシリコンダイオード
のVF−IF特性図である。 Q1……NPNトランジスタ、Q2……PNPトランジスタ、C1…
…コンデンサ（ピーク値検出用コンデンサ）、R1……放
電抵抗、R2……バイアス抵抗。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田口 忠浩 東京都千代田区大手町２丁目２番１号 新電元工業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭56−117395（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】ベースに入力信号を受け、コレクタが第１
の基準電位に接続されたボルテージフォロワとしての第
１のトランジスタと、エミッタに、他端が共通して第１
の基準電位に接続されたピーク値検出用コンデンサと放
電抵抗が接続され、該接続点から出力信号を出力し、コ
レクタが第２の基準電位に接続されたコンデンサ充電電
流供給用としての第２のトランジスタと、第１のトラン
ジスタのエミッタと第２のトランジスタのベースは１つ
のバイアス抵抗を介して第２の基準電位に接続されると
ともに、第１、第２のトランジスタはコンプリメンタリ
特性を有するNPNトランジスタとPNPトランジスタで構成
し、入力信号のピーク値に対応する出力信号は第２のト
ランジスタのエミッタとピーク検出用コンデンサと放電
抵抗の接続点から出力するようにしたことを特徴とする
ピーク値検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63152494A JP2763778B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | ピーク値検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63152494A JP2763778B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | ピーク値検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01318970A JPH01318970A (ja) | 1989-12-25 |
| JP2763778B2 true JP2763778B2 (ja) | 1998-06-11 |
Family
ID=15541694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63152494A Expired - Lifetime JP2763778B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | ピーク値検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2763778B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2739800B2 (ja) * | 1992-08-04 | 1998-04-15 | 日本電気株式会社 | 半導体集積回路 |
| JP6160545B2 (ja) * | 2014-04-07 | 2017-07-12 | 株式会社デンソー | 過電流保護回路 |
| WO2020082370A1 (zh) * | 2018-10-26 | 2020-04-30 | 深圳配天智能技术研究院有限公司 | 转换电路、转接板以及控制系统 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56117395A (en) * | 1980-02-18 | 1981-09-14 | Toshiba Corp | Peak hold circuit |
-
1988
- 1988-06-20 JP JP63152494A patent/JP2763778B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01318970A (ja) | 1989-12-25 |
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