JPH063467B2 - 電子スイツチの過電流検出回路 - Google Patents
電子スイツチの過電流検出回路Info
- Publication number
- JPH063467B2 JPH063467B2 JP58205664A JP20566483A JPH063467B2 JP H063467 B2 JPH063467 B2 JP H063467B2 JP 58205664 A JP58205664 A JP 58205664A JP 20566483 A JP20566483 A JP 20566483A JP H063467 B2 JPH063467 B2 JP H063467B2
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- Japan
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- transistor
- resistor
- terminal
- overcurrent detection
- current
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- Testing Of Short-Circuits, Discontinuities, Leakage, Or Incorrect Line Connections (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 この発明は電子スイッチたとえば近接スイッチの過電流
検出回路に関するものである。
検出回路に関するものである。
従来この種の過電流検出回路は第１図および第２図に示
すように出力トランジスタTr1のエミッタにエミッタ抵
抗Ｒ１を挿入し、この両端の電圧Ｖ１を過電流検出用の
トランジスタTr2によって検出し、これにより過電流を
検出するのがもっとも簡単な方法であり、かつひじょう
に多くの用途に使用されている。この方法は簡単に実現
しうる反面ＯＮ時の出力端子残り電圧がひじょうに大き
くなってしまう欠点を有していた。すなわちトランジス
タTr1のＯＮ時残り電圧Vonは出力電流値とトランジスタ
Tr1の出力電流容量によるが、今仮にVonをVon＝0.2
〔Ｖ〕、出力電流Ｉｔ＝１５０〔ｍＡ〕とし、これに過
電流検出回路を含め２００〔ｍＡ〕以上の電流が流れた
とき、これを過電流とする。そしてトランジスタTr2の
ベース−エミッタ間電圧Vbeが0.7〔Ｖ〕以上を検出され
るとエミッタ抵抗Ｒ１の値は となる。また出力電流Ｉｔ＝１５０〔ｍＡ〕の時のエミ
ッタ抵抗Ｒ１の両端の電圧Vr1は Vr1＝3.5×0.15≒0.525〔Ｖ〕 となり、したがってトランジスタTr1とエミッタ抵抗Ｒ
１の直列回路の電圧Ｖｘは Ｖｘ＝Von＋Vr1＝0.2＋0.525＝0.725〔Ｖ〕 となる。このように過電流検出回路が挿入されたことに
より、電子スイッチとしてのＯＮ時出力残り電圧は３倍
以上となり、計算式から明らかなように出力トランジス
タTr1の出力電力容量を大きくして、そのＯＮ時出力残
り電圧Vonをいくらか小さくしても過電流検出回路を含
めたＯＮ時出力残り電圧はほとんど低下しないという欠
点があった。
すように出力トランジスタTr1のエミッタにエミッタ抵
抗Ｒ１を挿入し、この両端の電圧Ｖ１を過電流検出用の
トランジスタTr2によって検出し、これにより過電流を
検出するのがもっとも簡単な方法であり、かつひじょう
に多くの用途に使用されている。この方法は簡単に実現
しうる反面ＯＮ時の出力端子残り電圧がひじょうに大き
くなってしまう欠点を有していた。すなわちトランジス
タTr1のＯＮ時残り電圧Vonは出力電流値とトランジスタ
Tr1の出力電流容量によるが、今仮にVonをVon＝0.2
〔Ｖ〕、出力電流Ｉｔ＝１５０〔ｍＡ〕とし、これに過
電流検出回路を含め２００〔ｍＡ〕以上の電流が流れた
とき、これを過電流とする。そしてトランジスタTr2の
ベース−エミッタ間電圧Vbeが0.7〔Ｖ〕以上を検出され
るとエミッタ抵抗Ｒ１の値は となる。また出力電流Ｉｔ＝１５０〔ｍＡ〕の時のエミ
ッタ抵抗Ｒ１の両端の電圧Vr1は Vr1＝3.5×0.15≒0.525〔Ｖ〕 となり、したがってトランジスタTr1とエミッタ抵抗Ｒ
１の直列回路の電圧Ｖｘは Ｖｘ＝Von＋Vr1＝0.2＋0.525＝0.725〔Ｖ〕 となる。このように過電流検出回路が挿入されたことに
より、電子スイッチとしてのＯＮ時出力残り電圧は３倍
以上となり、計算式から明らかなように出力トランジス
タTr1の出力電力容量を大きくして、そのＯＮ時出力残
り電圧Vonをいくらか小さくしても過電流検出回路を含
めたＯＮ時出力残り電圧はほとんど低下しないという欠
点があった。
また従来の過電流検出回路においてはトランジスタTr1
のベース−エミッタ間電圧が過電流検出電圧であったた
めに大きな負の温度係数を有していた。
のベース−エミッタ間電圧が過電流検出電圧であったた
めに大きな負の温度係数を有していた。
この発明はこのような従来の欠点を解消しようとするも
ので、この発明の第１の目的はトランジスタのベース−
エミッタ間電圧により過電流を検出するものに比し、検
出電圧を小さくし、これによって電子スイッチの過電流
検出用抵抗を小さくし、いきおい電子スイッチとしての
ＯＮ時残り電圧を小さくしようとするものである。
ので、この発明の第１の目的はトランジスタのベース−
エミッタ間電圧により過電流を検出するものに比し、検
出電圧を小さくし、これによって電子スイッチの過電流
検出用抵抗を小さくし、いきおい電子スイッチとしての
ＯＮ時残り電圧を小さくしようとするものである。
またこの発明の第２の目的は同一の過電流検出回路によ
りカレントシンクおよびカレントソース両出力形式の過
電流を検出しうるようにするものである。
りカレントシンクおよびカレントソース両出力形式の過
電流を検出しうるようにするものである。
以下図によってこの発明の一実施例について説明する。
第３図はこの発明における過電流検出回路を近接スイッ
チに適用したばあいの回路図で、この近接スイッチ１０
は近接センサ用ＩＣ回路１と、このＩＣ回路の出力電流
容量を補うための電流スイッチング素子たとえば出力ト
ランジスタとで構成される。そしてそのＩＣ回路１は内
部に発振回路２、コンパレータ３、出力回路６、定電圧
回路７、電源リセット回路８、出力コントローラ１４お
よび過電流検出回路１６を有しており、出力回路６、電
源リセット回路８および出力コントローラ１４により電
子スイッチコントローラ１７が構成される。また検出用
コイルＬ１、共振コンデンサＣ１、感度調整用可変抵抗
Ｒ２２、側路コンデンサＣ２３、積分コンデンサＣ２
４、電源リセット用コンデンサＣ２５および負荷９など
が外付けされる。
チに適用したばあいの回路図で、この近接スイッチ１０
は近接センサ用ＩＣ回路１と、このＩＣ回路の出力電流
容量を補うための電流スイッチング素子たとえば出力ト
ランジスタとで構成される。そしてそのＩＣ回路１は内
部に発振回路２、コンパレータ３、出力回路６、定電圧
回路７、電源リセット回路８、出力コントローラ１４お
よび過電流検出回路１６を有しており、出力回路６、電
源リセット回路８および出力コントローラ１４により電
子スイッチコントローラ１７が構成される。また検出用
コイルＬ１、共振コンデンサＣ１、感度調整用可変抵抗
Ｒ２２、側路コンデンサＣ２３、積分コンデンサＣ２
４、電源リセット用コンデンサＣ２５および負荷９など
が外付けされる。
したがって検出コイルＬ１に対して金属体が接近または
離間することにより発振回路２が発振を開始または停止
し、出力回路６より論理ＬまたはＨの出力が得られる。
離間することにより発振回路２が発振を開始または停止
し、出力回路６より論理ＬまたはＨの出力が得られる。
そして後述する過電流検出回路１６は電流スイッチング
素子２６と電源リセット回路８との間に設けられてい
る。
素子２６と電源リセット回路８との間に設けられてい
る。
第４図はこの発明の要部を示す回路図で、基本的に４個
のトランジスタすなわち第１のトランジスタ２２、第２
のトランジスタ２３、第３のトランジスタ２４および第
４のトランジスタ２５と、抵抗３１〜３４と、電流源２
０と、トランジスタ２１と、抵抗３０とからなるブロツ
クにより過電流検出回路１６が構成される。そしてトラ
ンジスタ２２，２４のベース電流の影響を減少させるた
めトランジスタ２９が設けられている。ダイオード２７
と抵抗３５により過電圧保護回路１８が構成され、ノー
ド４１に大きな電圧が加わったばあいに過電流検出回路
１６を保護する。この過電圧保護回路はカレントシンク
用のものであるが、ダイオード２８および抵抗３６で構
成される回路はカレントソース用の過電圧保護回路であ
る。１９は電源である。なお電流スイッチング素子２６
は負荷９に流れる電流を制御するものでたとえばトラン
ジスタにより構成される。各トランジスタ２２，２３，
２４，２５と各抵抗３１，３２，３３，３４との接続点
には接続端子ａ，ｂ，ｃ，ｄが引出され、トランジスタ
２４と２５との接続点に信号出力端子Ｇが設けられ、こ
の出力端子はさらに電流スイッチング素子２６を制御す
るコントローラ１７の入力端に接続され、これによって
コントローラ１７の出力状態を制御するようにされてい
る。なお第４図において過電流検出回路１６および過電
圧保護回路１８がＩＣ化される。
のトランジスタすなわち第１のトランジスタ２２、第２
のトランジスタ２３、第３のトランジスタ２４および第
４のトランジスタ２５と、抵抗３１〜３４と、電流源２
０と、トランジスタ２１と、抵抗３０とからなるブロツ
クにより過電流検出回路１６が構成される。そしてトラ
ンジスタ２２，２４のベース電流の影響を減少させるた
めトランジスタ２９が設けられている。ダイオード２７
と抵抗３５により過電圧保護回路１８が構成され、ノー
ド４１に大きな電圧が加わったばあいに過電流検出回路
１６を保護する。この過電圧保護回路はカレントシンク
用のものであるが、ダイオード２８および抵抗３６で構
成される回路はカレントソース用の過電圧保護回路であ
る。１９は電源である。なお電流スイッチング素子２６
は負荷９に流れる電流を制御するものでたとえばトラン
ジスタにより構成される。各トランジスタ２２，２３，
２４，２５と各抵抗３１，３２，３３，３４との接続点
には接続端子ａ，ｂ，ｃ，ｄが引出され、トランジスタ
２４と２５との接続点に信号出力端子Ｇが設けられ、こ
の出力端子はさらに電流スイッチング素子２６を制御す
るコントローラ１７の入力端に接続され、これによって
コントローラ１７の出力状態を制御するようにされてい
る。なお第４図において過電流検出回路１６および過電
圧保護回路１８がＩＣ化される。
今、第４図において電流源２０からの電流Ｉ０をＩ０＝
５〔μＡ〕、抵抗３０〜３４の抵抗値Ｒ３０〜Ｒ３４＝
１０〔Ｋ〕とするとノード４１および４２の電圧Ｖ４
１およびＶ４２が過電流検出電圧となりその値はＶ４１
＝Ｖ４２＝Ｉ０×Ｒ３０〜Ｒ３４＝５×１０＝５０〔ｍ
Ｖ〕となる。なぜならばノード４１，４２ともにオープ
ンのばあい、トランジスタ２４と２５がバランスしてお
り、出力ノード４６は臨界状態にある。
５〔μＡ〕、抵抗３０〜３４の抵抗値Ｒ３０〜Ｒ３４＝
１０〔Ｋ〕とするとノード４１および４２の電圧Ｖ４
１およびＶ４２が過電流検出電圧となりその値はＶ４１
＝Ｖ４２＝Ｉ０×Ｒ３０〜Ｒ３４＝５×１０＝５０〔ｍ
Ｖ〕となる。なぜならばノード４１，４２ともにオープ
ンのばあい、トランジスタ２４と２５がバランスしてお
り、出力ノード４６は臨界状態にある。
今、ノード４１が出力電流検出用抵抗Ｒ１に接続された
ばあい、この抵抗の両端に発生する電圧が５０〔ｍＶ〕
より小さいと、抵抗３５を通じノード４１から抵抗Ｒ１
の方へ電流が流れ出し、このため抵抗３２に流れる電流
が減少し、トランジスタ２５のエミッタ電圧が下がり、
トランジスタ２４と２５のバランスがくずれ、ノード４
６の電位はＬとなる。このとき電子スイッチコントロー
ラ１７の出力はたとえばＨとなり、電流スイッチング素
子２６はオン状態にある。
ばあい、この抵抗の両端に発生する電圧が５０〔ｍＶ〕
より小さいと、抵抗３５を通じノード４１から抵抗Ｒ１
の方へ電流が流れ出し、このため抵抗３２に流れる電流
が減少し、トランジスタ２５のエミッタ電圧が下がり、
トランジスタ２４と２５のバランスがくずれ、ノード４
６の電位はＬとなる。このとき電子スイッチコントロー
ラ１７の出力はたとえばＨとなり、電流スイッチング素
子２６はオン状態にある。
また何らかの原因で電流スイッチング素子２６に流れる
電流が所定の値を越えると抵抗Ｒ１の両端に生じる電圧
が５０〔ｍＶ〕を越え、ノード４６の電圧はＨとなる。
このとき電子スイッチコントローラ１７の出力はたとえ
ばＬとなり、電流スイッチング素子２６は実質的にオフ
状態となる。このため抵抗Ｒ１に流れる電流は減少し、
いきおいノード４１の電位が下り、ノード４６の電位も
下る。やがてノード４６の電位がＬが反転すると電子ス
イッチコントローラ１７の出力はＨとなり、電流スイッ
チング素子２６はオンとなる。
電流が所定の値を越えると抵抗Ｒ１の両端に生じる電圧
が５０〔ｍＶ〕を越え、ノード４６の電圧はＨとなる。
このとき電子スイッチコントローラ１７の出力はたとえ
ばＬとなり、電流スイッチング素子２６は実質的にオフ
状態となる。このため抵抗Ｒ１に流れる電流は減少し、
いきおいノード４１の電位が下り、ノード４６の電位も
下る。やがてノード４６の電位がＬが反転すると電子ス
イッチコントローラ１７の出力はＨとなり、電流スイッ
チング素子２６はオンとなる。
さらに抵抗Ｒ１の電圧が５０〔ｍＶ〕のときは抵抗３５
に電流が流れず、これがスレッシュホールド電圧とな
る。
に電流が流れず、これがスレッシュホールド電圧とな
る。
このように抵抗Ｒ１の両端に生じる電圧が５０〔ｍＶ〕
を越えたとき、過電流検出回路１６がその点を検出す
る。
を越えたとき、過電流検出回路１６がその点を検出す
る。
以上の説明はカレントシンクの出力形式の例であるが、
カントソースの出力形式のばあいにもノード４６は過電
流検出時にＨとなる。カレントソースの出力形式の第５
図に示す。この図において外部接続用端子ｃは第４図に
示したものに対して対角線上の接続点から引出されてい
る。
カントソースの出力形式のばあいにもノード４６は過電
流検出時にＨとなる。カレントソースの出力形式の第５
図に示す。この図において外部接続用端子ｃは第４図に
示したものに対して対角線上の接続点から引出されてい
る。
また第６図に示すものは第４図と同様にカレントシンク
の出力形式の回路であるが、第４図に示す回路と異なる
点は電流源２０、トランジスタ２１および抵抗３０から
なる直列回路の電源１９に対する接続方向が逆であるこ
とである。
の出力形式の回路であるが、第４図に示す回路と異なる
点は電流源２０、トランジスタ２１および抵抗３０から
なる直列回路の電源１９に対する接続方向が逆であるこ
とである。
さらに第７図に示すものは第５図に示すものと同様にカ
レントソースの出力形式の回路であるが、第５図と異な
る点は電流源２０、トランジスタ２１および抵抗３０か
らなる直列回路の電源１９に対する接続方向が逆である
ことと、電流スイッチング素子２６としてＰＮＰ形トラ
ンジスタを用いている点である。
レントソースの出力形式の回路であるが、第５図と異な
る点は電流源２０、トランジスタ２１および抵抗３０か
らなる直列回路の電源１９に対する接続方向が逆である
ことと、電流スイッチング素子２６としてＰＮＰ形トラ
ンジスタを用いている点である。
第４図において検出電圧を５０〔ｍＶ〕とし、過電流を
２００〔ｍＡ〕とする抵抗Ｒ１は となり、したがって出力電流Ｉｔ＝１５０〔ｍＡ〕にお
ける出力端子におけるＯＮ時残り電圧Ｖｘは Ｖｘ＝Von＋Vr1＝0.2＋0.25×0.15 ＝0.2＋0.0375＝0.2375〔Ｖ〕 となり、従来のものに比し大きな改善が見られる。
２００〔ｍＡ〕とする抵抗Ｒ１は となり、したがって出力電流Ｉｔ＝１５０〔ｍＡ〕にお
ける出力端子におけるＯＮ時残り電圧Ｖｘは Ｖｘ＝Von＋Vr1＝0.2＋0.25×0.15 ＝0.2＋0.0375＝0.2375〔Ｖ〕 となり、従来のものに比し大きな改善が見られる。
この計算例から明らかなように従来例ではトランジスタ
Tr1のＯＮ時残り電圧Vonに比し抵抗Ｒ１の両端電圧Vr1
がかなり大きかったが、この発明によれば抵抗Ｒ１の両
端電圧Vr1の方が電流スイッチング素子２６のＯＮ時残
り電圧Vonに比しかなり小さくなり、したがってＯＮ時
残り電圧Vonを小さくするように容量の大きなトランジ
スタを使用すればさらに出力端子ＯＮ時残り電圧Ｖｘを
小さくすることも可能である。
Tr1のＯＮ時残り電圧Vonに比し抵抗Ｒ１の両端電圧Vr1
がかなり大きかったが、この発明によれば抵抗Ｒ１の両
端電圧Vr1の方が電流スイッチング素子２６のＯＮ時残
り電圧Vonに比しかなり小さくなり、したがってＯＮ時
残り電圧Vonを小さくするように容量の大きなトランジ
スタを使用すればさらに出力端子ＯＮ時残り電圧Ｖｘを
小さくすることも可能である。
第１図および第２図は従来の過電流検出回路を示す回路
図、第３図はこの発明における過電流検出回路を近接ス
イッチに適用したばあいのブロツク図、第４図はこの発
明における過電流検出回路の一実施例を示す回路図、第
５図はこの発明の第２の実施例を示す回路図、第６図は
この発明の第３の実施例を示す回路図、第７図はこの発
明の第４の実施例を示す回路図である。 １…ＩＣ回路、２…発振回路、３…コンパレータ、４…
積分回路、５…コンパレータ、６…出力回路、７…定電
圧回路、８…電源リセット回路、９…負荷、１０…スイ
ッチ、Ｌ１…検出コイル、Ｒ２２…可変抵抗、Ｃ１…共
振コンデンサ、Ｃ２４…積分コンデンサ、Ｃ２５…コン
デンサ、１６…過電流検出回路、１７…電子スイッチコ
ントローラ、１８…過電流保護回路、１９…電源、２０
…電流源、２１〜２５…トランジスタ、２６…電流スイ
ッチング素子、２７…ダイオード、２８…ダイオード、
２９…トランジスタ、３０〜３６…抵抗、Ｒ１…過電流
検出抵抗、４１、４２…ノード、４６…出力ノード。
図、第３図はこの発明における過電流検出回路を近接ス
イッチに適用したばあいのブロツク図、第４図はこの発
明における過電流検出回路の一実施例を示す回路図、第
５図はこの発明の第２の実施例を示す回路図、第６図は
この発明の第３の実施例を示す回路図、第７図はこの発
明の第４の実施例を示す回路図である。 １…ＩＣ回路、２…発振回路、３…コンパレータ、４…
積分回路、５…コンパレータ、６…出力回路、７…定電
圧回路、８…電源リセット回路、９…負荷、１０…スイ
ッチ、Ｌ１…検出コイル、Ｒ２２…可変抵抗、Ｃ１…共
振コンデンサ、Ｃ２４…積分コンデンサ、Ｃ２５…コン
デンサ、１６…過電流検出回路、１７…電子スイッチコ
ントローラ、１８…過電流保護回路、１９…電源、２０
…電流源、２１〜２５…トランジスタ、２６…電流スイ
ッチング素子、２７…ダイオード、２８…ダイオード、
２９…トランジスタ、３０〜３６…抵抗、Ｒ１…過電流
検出抵抗、４１、４２…ノード、４６…出力ノード。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 川島 義一 神奈川県藤沢市川名１丁目12番２号 山武 ハネウエル株式会社藤沢工場内 (56)参考文献 特開 昭56−88513（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−17226（ＪＰ，Ａ)
Claims (3)
- 【請求項１】電源に対して負荷と、この負荷に流れる電
流を制御する電流スイッチング素子と、過電流検出抵抗
を順次直列に接続し、また電源の一方の端子に対して第
１のトランジスタのエミッタを抵抗を介して接続し、か
つそのコレクタを電流源を介して電源の他方の端子に接
続し、また電源の一方の端子に対して第２のトランジス
タのエミッタを抵抗を介して接続し、かつ電源の他方の
端子に対して第３のトランジスタのエミッタを抵抗を介
して接続し、さらに両トランジスタのコレクタをたがい
に接続し、また電源の一方の端子に対して第４のトラン
ジスタのエミッタを抵抗を介して接続し、かつ電源の他
方の端子に対して第５のトランジスタのエミッタを抵抗
を介して接続し、さらに両トランジスタのコレクタをた
がいに接続し、上記第１のトランジスタ、第２のトラン
ジスタおよび第４のトランジスタを、また上記第３のト
ランジスタと第５のトランジスタとを、それぞれカレン
トミラー回路を構成するように接続し、上記第２、第
３、第４および第５のトランジスタと上記各抵抗との接
続点から接続端子を引出し、この端子を上記電流スイッ
チング素子と上記過電流検出抵抗との接続点に選択的に
接続するとともに上記第４のトランジスタと上記第５の
トランジスタとの接続点に信号出力端子を設け、この出
力端子を上記電流スイッチング素子を制御するコントロ
ーラの入力端に接続し、このコントローラの出力状態を
制御することを特徴とする電子スイッチの過電流検出回
路。 - 【請求項２】上記各接続端子の中の１つと、上記過電流
検出抵抗と上記電流スイッチング素子との接続点間に過
電圧保護回路を接続した特許請求の範囲第１項記載の電
子スイッチの過電流検出回路。 - 【請求項３】上記各接続端子の中、たがいに対角線上の
接続点から外部接続用の端子を引出した特許請求の範囲
第１項記載の電子スイッチの過電流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58205664A JPH063467B2 (ja) | 1983-10-31 | 1983-10-31 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58205664A JPH063467B2 (ja) | 1983-10-31 | 1983-10-31 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6097280A JPS6097280A (ja) | 1985-05-31 |
| JPH063467B2 true JPH063467B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=16510637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58205664A Expired - Lifetime JPH063467B2 (ja) | 1983-10-31 | 1983-10-31 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH063467B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2234871A (en) * | 1989-07-25 | 1991-02-13 | Int Rectifier Corp | Power delivery circuit with over current detection |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5287649A (en) * | 1976-01-16 | 1977-07-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current bias circuit |
| JPS5323056A (en) * | 1976-08-17 | 1978-03-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current biasing circuit |
| JPS5688513A (en) * | 1979-12-20 | 1981-07-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant-current driving circuit |
| JPS5699477U (ja) * | 1979-12-28 | 1981-08-05 | ||
| JPS6040219B2 (ja) * | 1980-07-07 | 1985-09-10 | 富士通株式会社 | 集積回路 |
| JPS58144920A (ja) * | 1982-02-23 | 1983-08-29 | Toshiba Corp | 定電流回路 |
-
1983
- 1983-10-31 JP JP58205664A patent/JPH063467B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6097280A (ja) | 1985-05-31 |
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