JPH01318970A - ピーク値検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ピーク値が時間と共に順次変化する信号のピ
ーク値を検出するピーク値検出回路に係り、特に、温度
依存性の改善と直線性を改善したピーク値検出回路に関
する。

（従来の技術） 近時、種々の物理的変位量を正確に検出する各種のセン
サが開発されており、特にメカトロニクスの分野では、
センサ技術が多用され、その応用分野は多岐にわたって
いる。すなわち、これらのセンサは物理的変位量を電気
信号に変換するものが多く、電気信号に変換することに
より電気制御系との接続を可能にし、複雑な機械的動作
が電気制御系により応答性良く正確に制御されている。

制御対象となる電気信号には、物理的変位量に対応した
ピーク成分が含まれており、このピーク成分を正確に捉
えるインターフェイスとしてのピーク値検出回路が電気
制御系の入力段には必要となる。

従来のこの種のピーク値検出回路としては、例えば特開
昭６１−１５５８６５号公報に記載のものや特開昭５７
−９３２６６号公報に記載のものがある。

第９図は前者のピーク値検出回路を示す図である。この
ピーク値検出回路は最も簡単なものであり、ＮＰＮ）ラ
ンジスクＱ、とコンデンサＣ１から構成される。図にお
いて、■直、は入力信号、■。、は出力信号、■、はＮ
ＰＮ　！−ランジスタＱ。

のベース−エミッタ間電圧である。また、■、。

をコレクタ電流１ｃが流れ始めるベース−エミッタ間電
圧とすると、ＮＰＮ　トランジスタＱ、の動作条件は、
次の（イ）、（ロ）のようになる。

（イ）Ｖ、Ｅ＞Ｖ、Ｅｏのとき　Ｑ、＝ＯＮ（Ｃ’）　
ＶＩＥ＜　Ｖ８ＥＯ（７）とき　Ｑ、＝ＯＦＦ第１０図
に示すピーク値Ｖｉｐｎ　　（ｎ＝１．２゜３）を有す
る入力信号がＮＰＮ　トランジスタＱ。

のベースに入力されると、前記（イ）、（ロ）の条件に
より、次の（ハ）、（ニ）の条件が成立する。

（ハ）　Ｖ　ｉ、１〉Ｖ　ｉｐ　＋Ｖ　ＢＥＧのとき　
Ｑ、＝ＯＮ（ニー　）　ｖ　Ｈ、＜　ｖ　４　ｐ　＋　
ｖ　Ｂ　Ｅ　ｏノとき　Ｑ、＝ＯＦＦＮＰＮ　トランジ
スタＱ１がＯＮするとコンデンサＣ１に充電電流が流れ
■。、をＶ　０９Ｒ＝　ＶＦｎ−■、。まで上昇させる
。なお、Ｖｏｔｓ、、（ｎ＝１゜２．３）はＶ　ｉｐｎ
に対応するＶ　ＯｕＬである。そして、Ｖ　ｉｎ　＝　
Ｖ　ｉｏｎ　＋Ｖ　ＢＥＯとなった瞬間ニＮ　Ｐ　Ｎト
ランジスタＱ、は０ＦＦＬ、さらに、ＶＩＩｌ＜Ｖｔｐ
ｎ　＋ＶＢＥＯではＮＰＮ　ｌ−ランジスタＱ１はＯＦ
ＦのままであるからコンデンサＣＩにはＶ　ｉ　ｐ　ｎ
に対応した■。、７が保持される。したがって、Ｖ　ｏ
ｕ、は第１１図に示すような出力波形となる。この回路
では、単発的ピーク電圧、あるいは順次増大するピーク
電圧を検出し保持することが可能である。

しかしながら、前者のようなピーク値検出回路では、第
１２図に示すピーク電圧の高低が順次変化する場合には
、高位のピーク電圧を長時間保持すると低位のピーク電
圧を順次検出できな（なる。

そこで、後者の第１３図に示すピーク値検出回路がある
。この回路では前者のＮＰＮトランジスタＱ、をダイオ
ードＤ１に替えるとともに、コンデンサＣ１に放電抵抗
Ｒ３を付加している。放電抵抗Ｒ１はピーク電圧の変化
を順次検出するために必要な所定の値のものが選ばれる
。すなわち、コンデンサＣＩと放電抵抗Ｒ１は積分回路
を構成しており、この積分回路の特定数で＝ＣＩ　ＸＲ
Ｉがピーク値の変化に対応するように設定される。ダイ
オードＤ、は順方向電圧■、印加時においても電圧降下
を生じるため、ダイオードＤ、は等価的に有限の内部抵
抗ｒ□を有するものとみなせる。

ダイオードＤＩを内部抵抗ｒＤＩとしたときの等価回路
を第１４図に示す。

したがって、入力信号Ｖ　ｉｎと出力信号Ｖ　ｏｕ＆の
関係は次式■となる。

Ｒ１ 出力信号■。□は人力信号Ｖ　ｉｎと比例関係にあり、
その出力波形は第１５図に示すものとなる。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、このような従来のピーク値検出回路にあ
っては、前者の場合、前記のＶｏｐ、＝Ｖｉｐ、、　ｖ
ｏｏという関係で示されるように■。ｐｎはＶｉｐｎに
対して■１゜分だけ低い値で出力されるため、第１６図
に示すように入力信号Ｖ　ｉｎに対してそのピーク値Ｖ
Ｌ□を正確に検出できない。また、第１７図に示すよう
に■□。は温度の変化によって変動し、この影響でコレ
クタ電流Ｉｃが変動するため、出力信号■。、が不安定
になる。さらに、Ｖｉａが急上昇し、ＮＰＮ　トランジ
スタＱ１がＯＮした場合、コレクタ電流Ｉｃが電流制限
されず、ノイズを誤って保持し易く、急変する充電電流
により電源ＶＣＣに悪影響を与えるという問題があった
。

一方、後者の場合も次のような問題があった。

温度の変化によって第１８図に示すように、順方向電圧
Ｖ、−順方向電流■、特性が変動し、すなわち前記のダ
イオードＤ、の内部抵抗ｒ　Ｄｌ　（ｒ　ＤＩ　＝ＶＦ
／ＩＦ）が変動するため、出力信号ｖ０□は入力信号Ｖ
　ｉｎに正確に比例しない。この温度による影響を抑制
する手段としてダイオードＤ、に直列に補正用抵抗Ｒｘ
（Ｒ，と同様の抵抗値を有する）を接続するとともに、
放電抵抗Ｒ，に直列に補正用ダイオードＤｘ（Ｄ、と同
様のｒＤｌを有する）を接続することで温度依存性は軽
減されるが、■。、ｔ　”　１　／　２　ＶｔＲとなっ
てこの回路の後段に２倍の増幅率の増幅器が必要になる
。これはコスト高につながる。

（発明の目的） そこで本発明は、ピーク値検出回路をコンプリメンタリ
特性を有するＮＰＮ　トランジスタとＰＮＰトランジス
タで構成するとともに、これらのトランジスタに共通の
バイアス抵抗を接続することにより、出力側のトランジ
スタのコレクタ電流の変動を防止して、直線性が良く、
かつ温度依存性の殆んどないピーク値検出回路を提供す
ることを目的としている。

（課題を解決するための手段） 本発明によるピーク値検出回路は上記目的達成のため、
ベースに入力信号を受け、コレクタが第１の基準電位に
接続されたボルテージフォロワとしての第１のトランジ
スタと、エミッタにピーク値検出用のコンデンサと放電
抵抗が接続され、該接続点から出力信号を出力し、コレ
クタは第２の基準電位に接続されたコンデンサ充電電流
供給用としての第２のトランジスタと、前記第１のトラ
ンジスタのエミッタと第２のトランジスタのベースは１
つのバイアス抵抗を介して第２の基準電位に接続される
とともに、第１、第２のトランジスタはコンプリメンタ
リ特性を有するＮＰＮ　トランジスタとＰＮＰトランジ
スタで構成し、入力信号のピーク値に対応する出力信号
は前記第２のトランジスタのエミッタと前記ピーク値検
出用コンデンサと放電抵抗の接続点から出力するように
している。

（作用） 本発明では、ピーク値検出回路がコンプリメンタリ特性
を有するＮＰＮ　トランジスタとＰＮＰトランジスタで
構成され、これらのトランジスタに共通のバイアス抵抗
が接続されて、出力側のトランジスタのコレクタ電流の
温度による変動やノイズ等の急激な入力信号の変動によ
る過大なコレクタ電流の流れが防止される。

したがって、入力、信号のピーク値を正確に検出するこ
とができる。

（実施例） 以下、本発明を図面に基づいて説明する。

第１．２図は本発明に係るピーク値検出回路の第１実施
例を示す図である。

まず、構成を説明する。第１図はピーク値検出回路であ
る。ピーク値検出回路はＮＰＮ　トランジスタＱ、、Ｐ
ＮＰＩ−ランジスタＱ２、コンデンサＣＩ、放電抵抗Ｒ
１およびバイアス抵抗Ｒ２により構成されており、トラ
ンジスタＱ、とトランジスタＱ、はコンプリメンタリ特
性を有する。Ｑｌのコレクタは所定の正電源Ｖｃｃ（第
２の基準電位）に接続され、ＱｌのベースおよびＣ２の
エミッタはバイアス抵抗Ｒ２を介して所定の正電源Ｖｃ
ｃに接続される。さらに、Ｑｌのエミッタは出力端子に
接続されるとともに、ＣＩとＲ１を介してＧＮＤライン
（第１の基準電位）に接続されている。Ｑｔのベースは
入力端子に接続され、そのコレクタはＧＮＤラインに接
続される。なお、Ｃ２はボルテージフォロワとしての機
能を有し、ＱｌはＣ１への充電電流供給用としての機能
を有する。

次に、作用を説明する。

入力信号Ｖ　ｉｎがＱｔのベースに印加されると、ＶＣ
Ｃに接続されたＲ２を通してＣ２にベース電流■１が供
給され、Ｃ２がＯＮＬ、、Ｃ２のコレクタ電流Ｉｃｚに
より（ｂ）点（図示）の電位■、は次式■となる。

Ｖｂ　＝　Ｖｔｎ　＋　Ｖｓｔｚ　　−−＠そして、ｖ
ｂによりＱ、のベースとエミッタ間に電位差ＶＢＥＩが
発生し、Ｑ、がＯＮしてＱｌのコレクタ電流！６．が流
れる。このとき、Ｒ２によりＱ、のベース電流■□が制
限されるため、ＩＣＩは大電流とならない。Ｑｌのコレ
クタ電流ＩＣ＋によりＣ１が充電されるとともに、Ｒ１
にもＩＣＩが供給され、出力端子とＧＮＤレベルの間に
電位差が発生する。これが（ｃ）点（図示）の出力信号
ｖｏ□となるが、このときＶ。ｕｔは次式■となる。

■。ｕｔ　”Ｖｂ　　ＶＩＩＥＩ　　・・・・・・■す
なわち、弐〇は次式■となる。

■。ｕｔ　＝Ｖ　ｉｎ　＋Ｖ　ＢＥ□−Ｖａｔｔ　　・
・・・・・■ここで、Ｑ、とＣ２はコンプリメンタリ特
性を有するＮＰＮトランジスタとＰＮＰ　トランジスタ
であるから、次式■となる。

ＶＩＩＥＩ　”ＶＩＩＥＩ　　”””００式は温度変化
してもＶＢＥＩ　とＶＩＥ□の変動幅が同じであり、■
式の条件は温度に影響されない。

したがって、０式に■の条件を適用すると次式〇となる
。

■。ｕＬ＝Ｖｉｎ　　・・・・・・■ そして、Ｖ　ｉ　ｎがピーク値を過ぎ下降するとＱ。

のＶＢＥＩは、ＣＩに充電された電位、すなわち■。、
ピーク値は■。ｕｔ　　（ピーク値）＞Ｖ、、となりＱ
ｌのベース−エミッタ間が逆バイアスとなるため、Ｑ、
はＯＦＦする。このとき、■。ｕｔ　（ピーク値）はＶ
、、、に依存せず、ＣＩに充電されたＶ。Ｕｔ　（ピー
ク値）により、Ｃ３からＲ１に放電電流が流れて、所定
の時定数Ｒ，ＸＣ，により電圧が降下してい（。そして
、次のＶ、、＞Ｖ。ｕｔ　　（放電中のピーク値）とな
ったときから、再びＱｌのコレクタ電流ＩＣＩによりＣ
Ｉに充電される。これらの一連の作用がピーク値を有す
る入力信号Ｖ、、、に対応して順次繰り返されることで
、第２図に示すように■。ｕｔはＶ　ｉｎのピーク値を
包絡線状に検出することになる。なお、本実施例は上限
ピーク値を検出するものである。

したがって、本実施例ではコンプリメンタリ特性を有す
るＮＰＮ　トランジスタＱ、とＰＮＰ　ｌ−ランジスタ
Ｑ２を接続するとともに、Ｑｌのコレクタ電流ＩＣＩを
制限するバイアス抵抗Ｒ２を接続することにより、入力
信号Ｖ　ｉｎのピーク値に対するピーク値検出信号の直
線性が優れ、温度変化によるＶＩＩＥＩ　とＶａｏの変
動が相殺されて温度に影響されない。また、■、７（ピ
ーク値）＝Ｖｏｕｔ（ピーク値）であり、後段の増幅器
が省略でき、筒車な構成となっているのでコストが抑え
られる。さらに、バイアス抵抗Ｒ２はＱ、のベースｔｍ
ｌ□を制限する作用があり、Ｖ　ｉｎのノイズ等の急激
な立上りに対し′てＱ、のコレクタ電流ＩＣＩが制限さ
れて、Ｃ１に急激な充電電流が流れることに伴うＶＣＣ
ラインへの電圧変動等の悪影響を防止する。

第３．４図は本発明の第２実施例を示す図であり、第１
実施例と同様の部品を用いて下限ピーク値を検出するよ
うに構成したものである。第３図において、（ｂ）点お
よび（Ｃ）点の電圧■、および■、は次式■、■で示さ
れる。なお、ここではＱｌはボルテージフォロワとして
の機能を存し、Ｃ２はＣ１への充電電流供給用としての
機能を有する。

Ｖ　ｂ　−Ｖ　ｉｎ　　Ｖ　ＩＩＥＩ　　　”’　”・
■Ｖｏｕｔ　”’　ｖｃ＝　ｖ、　　＋ＶＩＥ！　・・
””■このとき、第１実施例と同様にＶＢｔｌ−ＶＢ！
□であるからＶ、、＝Ｖ。、である。

また、Ｑ、とＣ２の動作条件は以下のようになる。

（イ＞　Ｖ、、＞Ｖ、＋Ｖ、Ｅ、（７）とき　Ｑ、＝Ｏ
Ｎ（ロ）　Ｖ　ｉ、１＜Ｖ　ｂ　＋Ｖ　Ｂ！＋　のとき
　Ｑ、＝ＯＦＦ（ハ）　ＶＢＥＩ　＜　Ｖｍｔｚのとき
　　　Ｃ２＝ＯＮ（−’−）　ＶＢｔｌ　　＞ＶＩＩＥ
Ｉ　（７）とき　　　Ｃ２＝ＯＦＦすなわち、第４図に
示すようにＶ　ｉｎに対してＶｏｕｔはＶ　、ｎの下限
ピーク値を検出することになる。

したがって、本実施例は第１実施例と同様にその直線性
、温度依存性が改善される。

なお、上記第１．２実施例は入力信号Ｖ　ｉ　ｎが正側
でピーク値が変動する（直流信号）場合の上限、または
下限ピーク値を検出するものである。

第５．６図は本発明の第３実施例を示す図であり、Ｃ２
のコレクタと、Ｃ，、Ｒ，各々の一方とをＧＮＤライン
から所定の負電源■、に接続したところが第１実施例と
異なる。その他は第１実施例と同様である。本実施例は
第６図に示すように入力信号■、７（図示Ｖａ）がＧＮ
Ｄレベルに対して正負両方向に変動する（交流信号）場
合に対応するものであり、第１実施例と同様に上限ピー
ク値（図示Ｖｃ）を検出するものである。

したがって、本実施例は第１実施例と同様の効果が得ら
れるとともに、上記のように交流信号に対しては、Ｃ２
のコレクタとＣ，、Ｒ，各々の一方とをＧＮＤラインか
らＶＥＥに変更するだけでその上限ピーク値が検出可能
となる。

第７．８図は本発明の第４実施例を示す図であり、第２
実施例のＣ２のコレクタと、Ｒ２の一方とをＧＮＤライ
ンから所定の負電源Ｖ−に接続したものである。その他
の構成は第２実施例と同様である。本実施例は第８図に
示すように入力信号ＶＡ１１（図示■ａ）がＧＮＤレベ
ルに対して正負両方向に変動する場合に、その下限ピー
ク値（図示Ｖｃ）を検出するものである。

したかつ÷、本実施例は第２実施例と同様の効果が得ら
れるとともに、Ｃ２のコレクタと、Ｒ２の一方とをＧＮ
Ｄラインから■。に変更するだけで交流信号の下限ピー
ク値から検出できる。

また、本発明は上記各実施例で示したように、多様な入
力信号に対して、その回路構成をほとんど替えることな
く柔軟に対応できるという利点があり、特に入力信号の
ピーク値を順次正確に検出するという点で、各種センサ
による制御系に充分対応できるものとなっている。

本発明の応用例としては、例えば、自動車等の車両の上
下動を検出する場合、すなわち、車両の荷重変化や走行
時の加減速時等により発生する上下動による車体の姿勢
の乱れを抑制するため、車体と車輪の間に介装されたセ
ンサで物理的変位量を検出し、その検出信号により車両
の姿勢制御を積極的に行う傾向にあり、このような上下
動を検出するセンサとしては、可変抵抗式変位計や可変
静電容量式変位計等がある。特に静電容量式変位計は構
造が簡単で正確に、かつ耐久性、信頼性を損なうことな
く変位を検出することが可能である。

この静電容量式変位計の検出信号を処理する手段として
ピーク値検出回路が用いられる。

したがって、本発明は上記例に限らすセンサと電気制御
系のインターフェイスとして用いるものであれば、その
応用範囲は車両、航空機および機械等あらゆる分野に利
用可能であることは勿論である。

（効果） 本発明によれば、ピーク値検出回路をコンプリメンタリ
特性を有するＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタ
で構成するとともに、これらのトランジスタに共通のバ
イアス抵抗を接続しているので、出力側のトランジスタ
のコレクタ電流の温度による変動やノイズ等の急激な人
力信号の変動による過大なコレクタ電流６の流れを防止
することができ、入力信号のピーク値を正確に検出する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１．２図は本発明に係るピーク値検出回路の第１実施
例を示す図であり、第１図はその回路図、第２図はその
人出力信号のタイムチャート図、第３．４図は本発明の
第２実施例を示す図であり、第３図はその回路図、第４
図はその入出力信号のタイムチャート図、第５．６図は
本発明の第３実施例を示す図であり、第５図はその回路
図、第６図はその入出力信号のタイムチャート図、第７
．８図は本発明の第４実施例を示す図であり、第７図は
その回路図、第８図はその入出力信号のタイムチャート
図、第９〜１８図は従来のピーク値検出回路を示す図で
あり、第９図はそのトランジスタを用いた回路図、第１
Ｏ図はその入力信号のタイムチャート図、第１１図はそ
の出力信号のタイムチャート図、第１２図はその入力信
号のその他のタイムチャート図、第１３図はそのダイオ
ードを用いた回路図、第１４図は第１３図の等価回路図
、第１５図は第１３図の出力信号のタイムチャート図、
第１６図は第１１図の一部拡大図、２第１７図は一般的
なシリコントランジスタのＶ、、−１ｃ特性図、第１８
図は一般的なシリコンダイオードのＶ、−１，特性図で
ある。 Ｑ、・・・・・・ＮＰＮ　トランジスタ・Ｑ、・・・・
・・ＰＮＰトランジスタ、Ｃ１・・・・・・コンデンサ
（ピーク値検出用コンデンサ）、 Ｒ１・・・・・・放電抵抗、 Ｒ２・・・・・・バイアス抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ベースに入力信号を受け、コレクタが第１の基準電位に
   接続されたボルテージフォロワとしての第１のトランジ
   スタと、エミッタにピーク値検出用コンデンサと放電抵
   抗が接続され、該接続点から出力信号を出力し、コレク
   タが第２の基準電位に接続されたコンデンサ充電電流供
   給用としての第２のトランジスタと、前記第１のトラン
   ジスタのエミッタと第２のトランジスタのベースは１つ
   のバイアス抵抗を介して第２の基準電位に接続されると
   ともに、第１、第２のトランジスタはコンプリメンタリ
   特性を有するＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタ
   で構成し、入力信号のピーク値に対応する出力信号は前
   記第２のトランジスタのエミッタと前記ピーク値検出用
   コンデンサと放電抵抗の接続点から出力するようにした
   ことを特徴とするピーク値検出回路。