JP6649558B2 - スイッチングコンバータおよび電気エネルギを変換するための方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般に電力のスイッチングコンバータに関する。特に、本発明は、独立請求項の前文内に開示されるものに関する。本発明は、電気装置の電源において特に有利な用途を有する。

スイッチング電源のような電源が種々の電子装置に対して直流（ＤＣ）供給源をもたらすために使用される。この種の電源は装置の電力入力端に接続されることができるか、または例えば、それらは装置の特定部分のために電力を変換することができる。電源は、今日では通常スイッチングコンバータによって実現される。スイッチングコンバータの入力はＡＣまたはＤＣ電流であることができ、および入力／出力電圧が実現に従って変化する。大部分の電子装置が動作電力を供給するためのスイッチング電源を有するとはいえ、スイッチングコンバータが良い効率を有することが重要である。

スイッチングコンバータは１つの位相でインダクタにエネルギを充填するために入力電流を使用し、および別の位相で、充填されたエネルギが負荷に導かれる。これらの動作位相は、高周波で切替えられる。スイッチング電源の基本的構造は、電圧を増大するブースト−タイプコンバータおよび電圧を低下するバック−タイプコンバータを含む。ブーストタイプ電源では入力電力は、インダクタで負荷に導かれ、そこにおいてトランジスタが第一相でインダクタにエネルギを供給するために、インダクタを入力電圧に直接接続し、および第二相で充電されたインダクタが、より高い電圧でエネルギを供給するために負荷に接続される。バック−タイプコンバータでは電流がインダクタおよび負荷の回路内に連続的に流れる。トランジスタが入力電圧を回路に順に接続し、したがって第二相で負荷で使用されるために、第一相でインダクタのエネルギを増大する。

加えて、共振に基づいたコンバータおよび電圧を増大するためのカスケード−タイプコンバータのような、基本的スイッチングコンバータタイプの組合せが存在する。単純なスイッチング電源は、一般的に７０％と９０％との間の効率を有する。例えば、ブースト−タイプ電源の公称効率は一般的に７０％であり、およびバック−タイプ電源の効率は一般的に８０−９０％である。スプリット−πタイプスイッチ電源のような、より高い効率を備えた電源がさらにあり、ここでは入力電圧源からの電流がほぼ均一であるようにいくつかのインダクタに順に供給するためにいくつかのトランジスタが入力エネルギ源を接続するために使用される。これは電流変化および電流スパイクによって引き起こされる損失を最小化し、および９０％より高い効率を達成することが可能である。しかしながら、この解決策はより複雑な構造およびしたがって、より高い製作コストに導く。

以下の２つの文献が、２つの順にスイッチされた、並列インダクタによってインタリーブされたコンバータを開示する：
、および 。この解決策は、並列に接続された複数のブーストコンバータに基づく。この解決策は非常に小さな電力の用途で利点を有するが、技術は他の用途に適していない。

大多数の電源は、２つの基本的コンバータ構造のどちらかを使用して実現される。したがって、電力損失が電気エネルギ消費量の大きな部分を形成する。加えて、従来技術電源の電力損失が装置を加熱してかつそれらの動作寿命をより短くさせる。

Ｔａｕｆｉｋ Ｔａｕｆｉｋ、Ｔａｄｅｕｓ Ｇｕｎａｗａｎ、Ｄａｌｅ ＤｏｌａｎおよびＭａｋｂｕｌ Ａｎｗａｒｉ、文献「二相ブーストＤＣ−ＤＣコンバータの設計および分析」、Ｗｏｒｌｄ Ａｃａｄｅｍｙ ｏｆ Ｓｃｉｅｎｃｅ、Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、第４３号、２０１０年、 Ｍｏｕｎｉｃａ Ｇａｎｔａ、Ｐａｌｌａｍ Ｒｅｄｄｙ Ｎｉｒｕｐａ、Ｔｈｉｍｍａｄｉ Ａｋｓｈｉｔｈａ、Ｄｒ．Ｒ．Ｓｅｙｅｚｈａｉ、「再生可能エネルギ源のための二相インタリーブブーストコンバータの簡単なおよび効率的な実現」、Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｅｍｅｒｇｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ａｎｄ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ第２巻、第４号、２０１２年４月。

従来技術の記述された欠点が回避されるかまたは低減される、種々の用途のためのスイッチング電力コンバータを提供することが本発明の一目的である。本発明の目的は、したがって、相対的に単純な構造によって電源の向上された効率を達成することである。

本発明の目的は、一次および二次巻線の両方を介しての、磁束から負荷への電力放出を増大するためにコンバータの強磁性コア上の二次巻線を用いて、かつ２つの位相で二次巻線を制御することによって達成される。

より詳しくは、本発明の目的は電力を変換するためのスイッチングコンバータであって：
−強磁性コア、
−強磁性コア上の一次巻線、
−オン状態にある時、一次巻線を入力電力に接続する第１の制御可能な一次スイッチ
−一次巻線を負荷に接続する第２の一次スイッチを備え、
第１の制御可能な一次スイッチが、一次制御パルスによって制御されて一次パルスがコア内に磁束を作り出す間にその電流を増大することによって一次巻線を付勢し、そして
一次パルスの間で一次巻線が、負荷に磁束のエネルギを放出し、それによって一次巻線の電流が減少し、コンバータの効率を向上させるためにコンバータが、強磁性コア上に二次巻線を備えた二次回路を更に備え、ならびに一次巻線の電流の前記減少中に二次回路が二次巻線および／または別のエネルギ源のエネルギを一次巻線に伝達するように配置されることを特徴とするコンバータを提供することによって達成される。一実施態様によればこれはこの種の状況においてここで二次巻線の位置の磁束が、一次巻線の位置の磁束より小さい、および／または、二次巻線の合計電流が一次巻線の合計電流未満である。

本発明は、さらに電力を変換するための方法に関し、そこにおいて：
−第１の一次スイッチが、第一相で入力電圧のパルスを強磁性コアの一次巻線に接続するように制御され、
−その後に、一次巻線から放出されたエネルギが、第二相で第２の一次スイッチを介して負荷に導かれ、それによって一次巻線の電流が減少され、
その方法が、変換の効率を向上させるために、二次巻線および／または別のエネルギ源のエネルギが、一次巻線の電流の前記減少中に一次巻線に伝達されることを特徴とする。

本発明に従って、第一相および第二相で電力を変換するためのスイッチングコンバータがそのカップリング内に：
−強磁性コア、
−強磁性コア上の一次巻線、
−強磁性コア上の二次巻線、
−第１の制御可能な一次スイッチであって、前記第一相で、オン状態およびオフ状態を有するように連結され、前記一次スイッチの前記オンおよびオフ状態に対応する状態を有する一次制御パルスによって制御可能に連結され、スイッチがオン状態に設定される時、一次巻線を入力電力に接続し、磁束の増大がさらに二次巻線内の二次電流を増大するように、制御パルスのオフ状態によって、一次スイッチがオフ状態に設定されるまで、コア内に磁束を作り出すためにその電流を増大するように一次巻線を付勢する一次スイッチ、
−制御可能な二次スイッチであって、オン状態およびオフ状態を有するように連結され、前記オンおよびオフ状態に対応する位相を有する二次制御パルスによって制御可能に連結され、スイッチがオン状態に設定される時、二次巻線を入力電力に接続するように連結され、負荷に対して二次巻線を付勢する二次スイッチを備え、
前記第二相において一次巻線が強磁性コアに磁気エネルギを放出する時、一次パルスの状態が、前記一次スイッチのオフの状態に対応する時、前記第二相において、前記二次巻線が、直接オン状態に制御される二次スイッチ経由で入力電力の前記二次制御パルスによって付勢されるように連結され、
コンバータを向上した効率で動作させるために、前記二次巻線が、強磁性コア内に生じる等しくない磁束をそのようにもたらすように一次巻線からある距離に位置づけられる；および／または、磁束の増大を低下させる二次巻線の反対側の電流方向の理由で強磁性コアの磁束が二次巻線の位置でより小さく等しくないように、前記一次および二次巻線の少なくとも１つが、この種の形状または直径を有する。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータが、カップリング内に、二次回路内に反対電圧を生成するために連結される、二次電流に対して反対極性に連結される反対電圧を生成する手段を備え、そこにおいて反対電圧手段が以下：二次回路のインダクタンスおよびコンデンサおよびアキュムレータの少なくとも１つを備える。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータが、カップリング内に二次巻線を入力電力のパルスによって付勢されない状態に制御可能に設定する二次スイッチを備え、そこにおいてカップリングの２次側が、二次電流変化に比例した電圧を生成する、自己インダクタンスを有するインダクタンスを備え、前記インダクタンスが、更なるインダクタンスまたは本発明に従う一実施態様のインダクタンスである。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータにおいて二次巻線側のカップリングが、以下：インダクタ、コンデンサ、アキュムレータの少なくとも１つである追加的な電圧源を備える。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータにおいて二次回路のインダクタンスが、一次回路のインダクタンスより大きい。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータにおいて二次巻線が、スイッチング構成要素によって連続的に負荷に連結され、かつそれに応じてさらに一次および二次電流の減少位相中にこれらの電流が負荷にエネルギを放出し、カップリングが二次スイッチなしで実現されるように連結される。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータにおいて二次巻線の内径とコアの外径との間の距離が、一次巻線の内径とコアの外径との間の距離を越える。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータにおいて一実施態様によれば、二次巻線と直列にインダクタを備え、前記インダクタが前記コアとは別々である。

本発明の一実施態様によれば、一実施態様に従うスイッチングコンバータが、閉じた形状を有するこの種の強磁性コアを有する。一実施態様によれば、強磁性コアが、トロイド、多角形または壷型コアの形状を有する。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータにおいて一次巻線および二次巻線が、コア上で分離された位置を有し、好ましくはコアの両側に位置づけられる。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータにおいて強磁性コアの磁束が二次巻線の位置でより小さい磁気コアの経路に沿って等しくないように、一次および二次巻線が磁気コア上に配置される。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータにおいて前記一次および二次巻線の巻線が、二次巻線の反対側の電流方向が磁束の増大を低下させるようにされる。

本発明の一実施態様によれば、スイッチングコンバータにおいて前記一次巻線および二次巻線の巻線が、二次巻線の位置のより小さな磁束が第二相中に二次巻線内により小さな反対電圧を誘発するようにされ、それゆえに一次および二次電流の低減中に第二相で二次巻線によってより少ない入力電力を消費する。

本発明の一実施態様によれば、一実施態様に従うスイッチングコンバータにおいて、コンバータが、強磁性コア上に二次巻線を備えた二次回路を更に備え、および二次回路が、一次巻線の電流の前記減少中に一次巻線に二次巻線および／または別のエネルギ源のエネルギを伝達するように配置される。

電力を変換するための本発明の一実施態様に従う方法であって：
−第一相で入力電圧のパルスを強磁性コアの一次巻線に接続するように制御される第１の一次スイッチを制御するステップ、
−第二相で第２の一次スイッチを介して負荷に導かれる一次巻線から、その後にエネルギを放出し、それによって一次巻線の電流が減少されるステップを含み、
−二次巻線の変換エネルギの効率を向上させるために一次巻線および／または別のエネルギ源の電流の前記減少中に一次巻線にエネルギを伝達するステップを特徴とする方法。

本発明の一実施態様に従って、電力を変換するための方法が：
−第二相中に、一次巻線から負荷へのエネルギの放出を増大するために入力電圧のパルスを強磁性コアの二次巻線に接続するように第１の二次スイッチを制御するステップ、および
−第一相中にコアの二次巻線から放出されたエネルギを、第２の二次スイッチを介して負荷に導くステップを含む。

本発明の一実施態様に従って、コア内の等しくない磁束の利用経由で電力を変換するために連結される、本発明の実施態様に従うスイッチングコンバータによって電力を変換する方法であって、前記一次および二次巻線の少なくとも１つを有するカップリングが、等しくない磁束をもたらすために、それぞれ、二次および一次巻線からある距離に位置づけられる、および／またはこの種の形状または直径を有し、この方法が、
−第一相で、コア内に磁束を作り出すためにその電流を増大するように一次巻線を付勢する一次制御パルスによって第１の制御可能スイッチを制御するステップ、
−前記一次制御パルスによって前記制御パルス中に一次巻線を入力電力に接続するために第１の制御可能な一次スイッチをオン状態にスイッチするステップ、
−第二相で一次パルスのすぐ後に前記二次パルス中にオン状態の第２のスイッチ経由で入力電力の二次パルスによって二次巻線を付勢するステップ、
−前記第１の制御可能な一次スイッチをオフ状態に設定することによって、一次パルスのオン状態の間に磁束の磁気エネルギを負荷に放出するように一次巻線を方向付け、それによって一次巻線の電流が減少するステップを含む。

本発明の一実施態様によれば二次回路のインダクタンスは、一次回路のインダクタンスより大きい。２つの主実施態様が、二次回路のインダクタンスを増大するためにある。一実施態様において、二次巻線の内径とコアの外径との間の距離が、一次巻線の内径とコアの外径との間の距離を越える。二次巻線のインダクタンスは、したがって巻線の内径を増大することによって増大される。もう一つの実施態様ではインダクタが二次巻線と直列にあり、前記インダクタは前記コアとは別々である。別々のインダクタが使用される場合、二次巻線のより大きな内径を使用する何の必要性もない。しかしながら、これらの２つの実施態様の組合せを使用してかつ二次巻線のより大きな直径、同じく二次回路に別々の直列インダクタの両方を有することが、さらに可能である。

本発明の１つの別の実施態様によれば強磁性コアがトロイドまたは多角形のような閉じた形状を有する。一次および二次巻線は好ましくは、コア上の別々の位置に配置される。これは、巻線の位置でのコア内の磁束の等しくない値を達成するために有利である。一次および二次巻線は好ましくは、巻線の位置での磁束の値の間に大きな差異を達成するためにコアの両側に位置づけられる。

本発明のいくつかの好ましい実施態様が、従属請求項内に記述される。

本発明は、従来技術解決策に比べて実質的な利点を有する。電力コンバータの効率が重要な量で向上され、それがエネルギの使用を節約する。これは、個人ユーザに対する、同じく世界規模での利益を有する。

本発明に従うスイッチングコンバータは、少数の電力構成要素および制御構成要素によって実現されることができ、それによって回路が経済的に作成されることができる。

この特許出願では「パルス」は好ましくは実質的に矩形の形状のパルスを意味するために使用されるが、それは代わりとしてサイン形状のような他の形状のパルスを意味することができる。

本発明の記述されたおよび他の利点が、以下の詳細な説明からおよび同封の図面を参照することによって明白になり、そこで：

従来技術に従う典型的バックブーストタイプスイッチング電源の回路図を例示する； 二次回路のインダクタンスが二次巻線の拡大された内径を用いて増大される本発明に従う例示的なスイッチング電力コンバータの回路図を例示する； 二次回路のインダクタンスが別々の直列インダクタを用いて増大される本発明に従う例示的なスイッチング電力コンバータの回路図を例示する； 二次回路が、二次回路を電源に接続するための能動的に制御されたスイッチを有さない本発明に従う例示的なスイッチング電力コンバータの回路図を例示する； 負荷が制御可能スイッチと同じ固定電位に連結される本発明に従う例示的なスイッチング電力コンバータの回路図を例示する； 図２および３の回路に対する例示的な制御シーケンスの図を例示する； 二次巻線の内径が一次巻線の内径より大きい、本発明に従う一次および二次巻線を備えた例示的な強磁性コアを例示する；および 電気を変換する方法の本発明の例示的な実施態様を例示する； 電気を変換する方法の本発明の例示的な実施態様を例示する。

本発明の新規の特徴を理解するために従来技術スイッチング電源の機能が、図１に関して最初に記述され、および次に、本発明の例示的な実施態様の機能が図２−６Ｂに関して記述される。

図１は、バックブーストタイプの基本的スイッチング電源をもたらすための従来技術に従う例示的な回路を例示する。回路は、強磁性コアの回りに巻回されるインダクタ巻線Ｌを有する。コンデンサＣＰが、入力電源Ｐの入力電圧Ｕによって充電される。
コンデンサＣＰは、スイッチングトランジスタＴによってインダクタＬに連結される。
トランジスタは、パルス発生器Ｇから供給される例えば１０μｓ長の短いパルスによってオン状態に制御される。トランジスタは、したがってコンデンサＣＰからインダクタＬに短い電流パルスを接続する。トランジスタＴのオフ状態中にインダクタＬのエネルギが、負荷コンデンサＣおよび負荷ＲにダイオードスイッチＤ１を介して導かれる。ダイオードスイッチは、コンデンサＣに充填されたエネルギがインダクタまたは入力電源に放出することを防ぐ。

回路の効率は、負荷Ｒに加えられるエネルギを、特定の時間間隔中に入力電源Ｐによって供給されるエネルギによって割ることによって算出される。この基本的回路の効率は、約２００ｍｍの平均長のコアに対して約８０％である。図１の回路が、以下のデータで出願人によって試験された：
Ｕ＝３０Ｖ
Ｉｕ＝０．０３８．．．０．０４０Ａ
Ｐｉｎ＝Ｕ＊Ｉｉｎ＝１．１７＋／−０．０３Ｗ
Ｕｃ＝３０．１１Ｖ
Ｉｃ＝０．０３０Ａ
Ｐｏｕｔ＝Ｕｃ＊Ｉｃ＝０．９０３Ｗ
η＝Ｐｏｕｔ／Ｐｉｎ＝７７．２％

用語は、以下の意味を有する：
Ｕ＝入力電圧
Ｉｕ＝一次電流
Ｐｉｎ＝電源からコンバータに供給される電力
Ｕｃ＝一次巻線によって供給される電圧
Ｉｃ＝負荷電流
Ｐｏｕｔ＝負荷への電力
η＝コンバータの効率
測定はしたがって、この従来技術回路の効率が７７．２％であったことを示す。

図２Ａは、本発明に従う例示的なスイッチングコンバータ回路を例示する。コンバータの一次回路は、従来技術回路に類似している。一次回路は、強磁性コアの回りに巻回されるインダクタ巻線Ｌを有する。コンデンサＣＰが、入力電源Ｐの入力電圧Ｕによって充電される。コンデンサＣＰは、スイッチングトランジスタＴ１によってインダクタＬ１に連結される。トランジスタは、パルス発生器Ｇから供給される例えば１０μｓ長の短いパルスＧ１によってオン状態に制御される。トランジスタは、したがってコンデンサＣＰからインダクタＬに短い電流パルスを接続する。トランジスタＴのオフ状態中にインダクタＬのエネルギが、負荷コンデンサＣおよび負荷ＲにダイオードスイッチＤ１を介して導かれる。ダイオードスイッチは、コンデンサＣに充填されたエネルギがインダクタまたは入力電源に放出することを防ぐ。

強磁性コアは、二次インダクタ巻線Ｌ２を有する。二次巻線は、コアの回りに接近して巻回されないが、巻線はコアの外径より大きな内径を有し、したがってコアと二次巻線との間に非強磁性の空間を残す。二次巻線は、ダイオードＤ２によって負荷に接続され、それは電気エネルギが二次巻線から負荷に流れることを可能にするが、その逆は可能にしない。回路は、入力電源に二次巻線Ｌ２の一端をさらにスイッチするための別のスイッチングトランジスタＴ２を有する。二次巻線の第２の端部は、入力電源に接続される。一次および二次回路は、したがって対称である。

スイッチングトランジスタＴ１およびＴ２は、連続したパルスによって制御され、それは最初に、第一相でトランジスタＴ１を短い時間間隔の間オン状態にスイッチする。一次トランジスタＴ１がオフ状態に戻されたあと、第二トランジスタＴ２が、第二相で１０．．．１３μｓのような短い時間間隔の間オン状態にスイッチされる。第一相では二次巻線は、ダイオードスイッチＤ２を介して負荷に電気エネルギを放出する。第二相では二次巻線は、入力電圧に接続され、第１の巻線から負荷へのエネルギの放出を増大する。

図４は、例示的な制御シーケンスを例示する。Ｇ１は一次スイッチの制御パルスであり、およびＧ２は二次スイッチの制御信号である。Ｉ１は、一次巻線の電流である。第一相で一次スイッチがＧ１制御信号によってスイッチオンされる時、一次巻線の電流は、入力電圧および一次巻線のインダクタンスに従って増大する。第一相中にエネルギが、二次巻線Ｌ２を介して部分的に負荷へと流れる。

第二相で一次スイッチが、信号Ｇ１によってオフに制御され、および二次スイッチが短い期間の間信号Ｇ２によってオンに制御される。二次巻線は、したがって入力電圧に接続される。一次巻線の電流は減少するが、二次巻線の電圧の影響に起因してより遅いペースで減少する。一次巻線の電流がよりゆっくりと減少される一方、エネルギはより長い時間の間一次巻線から負荷に流れ、およびより大きなエネルギ量が負荷へと流れる。このように、増大された出力電力、同じく向上された効率が達成される。パルスＧ１およびＧ２、同じく第一相および第二相が、次いである間隔で繰り返される。

さらに、測定によって示されるように、二次回路の発明の使用は、コンバータの電力出力、同じく効率の両方を向上する。例示的な回路の測定において以下の値が存在した：
Ｕ＝Ｕｔ＝３０Ｖ
Ｎｅ＝２５
Ｎｔ＝３８
Ｉｉｎ＝０．１０５Ａ
Ｐｉｎ＝Ｕｅ＊Ｉｉｎ＝３．１５Ｗ
Ｕｃ＝２８．０３．．．２８．２２Ｖ
Ｉｃ＝０．１０４Ａ
Ｐｏｕｔ＝Ｕｃ＊Ｉｉｎ＝２．９２５Ｗ＋／−０．０１Ｗ
η＝Ｐｏｕｔ／Ｐｉｎ＝９２．８％

用語は、以下の意味を有する：
Ｕ＝入力電圧
Ｕｔ＝二次巻線の電圧
ＮｅおよびＮｔは、それぞれ一次および二次巻線の巻数である
Ｉｉｎ＝電源からコンバータに供給される電流
Ｐｉｎ＝電源からコンバータに供給される電力
Ｕｃ＝一次巻線によって供給される電圧
Ｉｃ＝負荷電流
Ｐｏｕｔ＝負荷に対する電力
η＝コンバータの効率

測定で示すように、効率は９２．８％であった、それは図１の従来技術回路と比較して基本的により高い。

機能の原理が、更に詳細に上記例を調べることによって次に記述される。この例では、強磁性コアは閉磁路に付着される２つのＵ型の半分でできている。コアの直径は１７ｍｍであり、およびコアの平均長は２００ｍｍである。コアは、Ｎｅ＝２５巻回を有する一次巻線Ｌ１を有する。二次巻線は、一次巻線の反対側に、コア上に位置づけられる。二次巻線はＮｔ＝３８巻回を有し、および二次巻線の直径ｄ２は１００ｍｍであり、および巻線の円柱形の長さは例えば２５ｍｍ．．．３５ｍｍであることができる。２５ｍｍの長さで巻線は、Ｌ２＝２００μΗのインダクタンスを有し、および３５ｍｍの長さでそのインダクタンスは、Ｌ２＝１７０μΗである。前の例では１７０μΗのコイルが使用された、一方次の例では２００μΗのコイルが使用される。位相１のｄＩ／ｄｔの値は少しより低いが、それら両方とも効率の同じ向上を与える。

第一相では１０μｓのパルスが一次巻線に供給され、それが二次巻線に電流を負荷に供給させる。第二相では一次巻線の電流が負荷に供給され、一方同時に二次巻線が入力電圧Ｕに接続される。スイッチ、磁気コアおよび巻線が損失なしでおよびＵ＝Ｕｃで動作する場合、第一および第二相は等しく長く、および第一相で一次巻線によって電圧入力からとられるエネルギは、第二相中に負荷に供給されるものと同じである。さらに、二次巻線は、それが第二相中に取ると同じだけ第一相中に電流を負荷に供給する。実際問題として、構成要素は損失を有し、および第二相は第一相よりその時短い。しかしながら、理想変圧器において、積Ｎｅ＊ＩｅおよびＮｔ＊Ｉｔはほとんど同じであるので、大きな差異がこれらの積にあることが上記の配置で測定されることができる：Ｎｅ＊Ｉｅは、Ｎｔ＊Ｉｔより著しく大きい。測定は、一般的に、Ｎｅ＊Ｉｅ＝２５＊０．９Ａ＝２２．５ＡおよびＮｔ＊Ｉｔ＝３８＊０．４５Ａ＝１７．１Ａ、およびそれで、Ｎｅ＊Ｉｅ／Ｎｔ＊Ｉｔ＝１．３２、またはＮｅ＊Ｉｅ＝１．３２Ｎｔ＊Ｉｔの関係を示す。

一次および二次巻線の大きな電流差異は、次のように生じる：電圧ＵおよびＵｃが等しい場合、二次巻線は位相１中に負荷により少ない電流を供給するが、それはまた位相２で等しくより少ない電力をとり、および何の効率の向上も見られない。ここで、位相２がどちらにしてもより長くされる場合、その時それがゼロの方へ低下する時、二次巻線はより長い期間の間より大きな一次電流を維持する。この場合、二次電流は計算式Ｐｔ＝Ｕ＊Ｉｔに従う電力をとるが、一次電流はＰｅ＝Ｕｃ＊Ｉｅに従って負荷に電力を供給する。ここで、Ｎｔ＊Ｉｔはこの時乗数１．３２だけＮｅ＊Ｉｅより少ない。巻線巻回が一次巻線で２５、および二次巻線で３８であり、およびそれらの関係が０．６５８であるので、位相２で二次巻線に加えられる電圧が、この関係によって一次巻線に生じるが、しかしながら、二次電流はこんなに小さくないが、その代わりに０．６５８／１．３２倍より小さい、すなわち電流差異の理由で０．６Ａの代わりに０．４５Ａである。したがって、それは位相２でより少ない電力をとり、次いで位相２が位相１より長い場合効率を向上させる。位相２のより長い期間の効率向上を除去し始める反対効果が、またしかしながらある。Ｔ２が二次巻線に電圧をスイッチするとすぐに、二次巻線内の電圧が電流差異を減少させ始め、および位相２が長くなればなるほど、反対効果が位相２でより大きくなる。

ＵｃがＵより小さく、および位相２がその時位相１より長かった上記例に加えて、ＵｃがＵ以上の時にもまた、効率の向上が達成されることができる。後者の場合位相２は、位相１より短くなるが、さらにこの場合、二次巻線の合計電流Ｎｔ＊Ｉｔは、以前に言及された乗数だけＮｅ＊Ｉｅと比較してより小さく、それは短い期間中の二次電流によるコンデンサ電圧Ｕからのより少ないエネルギ、およびそれに応じて向上した効率を意味する。同じ効果が、他の配置によってもまた達成されることができる。例えば、二次電流回路がそれ自体十分なインダクタンスを含有する場合、このインダクタンスのエネルギは二次巻線に対してコンデンサ電圧Ｕと類似した順方向電圧を供給し、および二次電流は向上した効率で、第二相でさらに負荷コンデンサに向けられることができる。この例は、本出願内の他の場所で更に詳細に説明される。

上記の効果を例示するために、実際的な例計算が示される。位相２をより長くするために、電圧Ｕｃは、３０Ｖから２９Ｖまで低下し（それは、コンデンサ電圧２８．５Ｖおよびスイッチ低下電圧０．５Ｖの総計である）、それは電圧Ｕｃの３．３％低下を代表する。この低下は、一次および二次電流を少しだけ増大するが、とりわけそれが、他の設定に従い理想的な１０μｓから１２．５μｓまで位相２の時間を増大し、それは第二相の電力出力の２５％増大を意味する。

一次および二次巻線の巻数の関係が２５／３８＝０．６５８である時、次の計算式が第二相の時間に対して導き出されることができる：ｄＴ２＝０．６５８＊Ｌ２＊ｄＩｅ／（Ｕｃ−０．６５８＊Ｕ）＝０．６５８＊２００＊０．９／（２８．５＋０．５−０．６５８＊３０）＝１２．８μｓ。式の主要素が、一次および二次巻線巻回の比率および二次巻線インダクタンスであること、ならびに測定された結果と相対的に良い一致を考慮すると、この計算結果は、その時さらに効果の説明の信頼性を裏づける。配置の多くの損失率が式に含まれなかった、およびこれが計算の結果が測定値より大きい可能性がある理由であることに留意されなければならない。

図２Ｂは、本発明に従う別の例示的なスイッチングコンバータ回路を例示する。二次回路の誘導構成要素を除いて、この実施態様は図２Ａの実施態様に類似している。本実施態様において、二次回路のインダクタンスは、二次巻線Ｌ２と直列に接続される別々のインダクタＬ３で増大される。本実施態様において、二次回路のインダクタンスが別々のインダクタＬ３で増大されるので、二次巻線Ｌ２は一次巻線Ｌ１と同じインダクタンスおよび同じ内径を有することができる。二次回路のインダクタンスは、二次巻線Ｌ２および別々のインダクタＬ３のインダクタンスの総計であり、それによって二次回路のこの総計インダクタンスは一次回路のインダクタンスより大きくなければならない。この実施態様の効率は、図２Ａの実施態様に対するものと類似した方法で決定されることができるが、二次巻線のインダクタンス値を使用する代わりに、二次巻線および別々のインダクタのインダクタンスの総計値を使用する必要がある。

２つのしたがって主な方法が、二次回路のインダクタンスを増大するためにある；図２Ａの実施態様で適用されるように、二次巻線の直径を増大することおよび図２Ｂの実施態様で適用されるように、別々の直列インダクタを使用すること。しかしながら、二次回路のインダクタンスを増大するためにこれらの２つの方法の組合せを使用すること、すなわち増大された直径を備えた二次巻線Ｌ２および別々の直列インダクタの両方を使用することが、さらに可能である。

本発明の一実施態様によれば、追加的な電圧源が構成要素トポロジでインダクタンスＬ３位置に位置づけられる。実施態様のアンサンブルによれば電圧源は：インダクタＬ３、コンデンサＣ３、アキュムレータＡ３を備える群の少なくとも１つを備えることができる。破線は、実施態様における組合せの間の選択性を例示する。更なる実施態様によれば図２Ｂに示す追加的な電圧源が、図２Ｂおよび添付のテキストで示すのと同様に図２Ｃ内にさらに具体化されることができる。例示の実施態様に基づいて、群を備える並列連結された複数構成要素による一実施態様例が示されるとはいえ、当業者は、直列連結された構成要素を備えたこれらの構成要素（Ｌ３、Ｃ３、Ａ３）の他のトポロジをもたらすことができる。加えて、抵抗構成要素が、示された位置に対してカップリングにリアクタンスを取り付けるように加えて使用されることができる。

図２Ｃは、更なる例示的なスイッチング電力コンバータの回路図を例示する。この実施態様は、二次巻線が制御可能スイッチによって電源に接続されないことを除いて図２Ａの実施態様に類似している。その代わりに、二次巻線はダイオードＤ２を介して負荷に接続されるだけである。効率の向上は、図２Ａの実施態様と同じ程大きくないが、この回路はより少ない構成要素を有してかついくつかの電源用途に有効であることができる。本発明の一実施態様によればインダクタンスＬ３、コンデンサＣ３およびアキュムレータＡ３を備える群の少なくとも１つを備える追加的な電圧源が、二次スイッチＴ２に対する代替または補助として具体化された回路に追加されることができる。この種の追加的な電圧源に対する可能な位置が、単一追加電圧源に対する例証された代替物またはそれの組合せ経由で例示される。図２Ｃのカップリングの代替記号が、破線によって示される。異なる位置に代替構成要素に対して同じシンボルが使用されるとはいえ、この例は構成要素値を同じ値だけに限定しない。

図３は、本発明に従う更なる例示的なスイッチング電力コンバータの回路図を例示する。本実施態様において、負荷の２つの端子の１つが制御可能スイッチＴ１およびＴ２と同じ固定極性に連結される。図２Ａおよび２Ｂの実施態様において負荷端子は、巻線Ｌ１およびＬ２と同じ固定電位に連結される。図３の実施態様においてエネルギが負荷に伝達される時、入力電圧Ｕが巻線Ｌ１およびＬ２の電圧に追加される。したがって、エネルギがさらにコンバータの位相１および２の両方中に入力源から負荷に伝達される：
−位相１では負荷電圧−Ｕｃ＝−５７Ｖおよび入力電圧Ｕ＝３０Ｖの両方が二次巻線に影響を及ぼす。これらの電圧の差異は２７Ｖであり、ここでこの例では事実上の反対電圧は−２７Ｖであり、それは前の例におけるもの、すなわち−Ｕｃ＝−２９Ｖとほぼ同じである。位相１では一次巻線が入力電圧Ｕ＝３０Ｖに接続され、それが二次巻線内に電圧を引き起こし、かつ二次巻線内の二次電圧、−Ｕｃおよびインダクタンスに従って二次巻線内の、および前の例におけるのと類似した方法で一次巻線内の電流を上昇させる；
−位相２では入力電圧Ｕおよび負荷電圧−Ｕｃの両方が、一次巻線に影響を及ぼす。反対電圧は、この例で−２７Ｖであり、それによって二次回路から一次回路への低下する順方向電圧を考慮してそれが２９Ｖであった以前の例と比較して、反対電圧は２Ｖだけより低い。この状況で、所定の等式がコンバータの位相２に対してより長い時間間隔を与える；
−位相２に対する計算上の時間長さは、所定の式ｄｔ＝（Ｎｅ／Ｎｔ）＊Ｌ２＊ｄＩｅ／（Ｕｃ−（Ｎｅ／Ｎｔ）＊Ｕ）を用いて導き出されることができる。本実施態様において式の他の値は電圧Ｕｃ以外図２Ａの実施態様におけるものと同じであり、Ｕｃはここで値Ｕｃ＝Ｕ−５６．５Ｖ−０．５Ｖ＝２７Ｖを有する。式は、ここでｄｔ＝１６．３μｓを与え、それは測定値とマッチする。

本発明の一実施態様において二次巻線の位置のより小さな磁束が、第二相中に二次巻線内により小さな反対電圧を誘発し、それが一次および二次電流の低減中に第二相で二次巻線によってその時、より少ない入力電力を必要とする。

図２Ａの実施態様と比較するとコンバータの出力電力はしたがって増大され、および効率はさらに３−４パーセントユニットだけ向上される。

図４は、図２および３の回路に対する例示的な制御シーケンスの図を例示する。図４の実施態様に例示される、示されるように状態オンを有するパルスＧ１およびＧ２、同じく同じ位相の２つの連続した上昇の間の中間時間に関して、電流Ｉ１の上昇および放電に関する例とはいえ、実施態様は示された例だけに限定されない。実際問題として、パルス発生器のＧパルスに対する組合せの構成要素値が、上昇および放電の継続時間、同じく図４内に具体化されるＩ１の三角パルスの間の中間時間、すなわちＩ１のパルス幾何学形状の詳細を決定する。

図５は、本発明に従う例示的な強磁性コアＦを例示し、それが一次巻線Ｌ１および二次巻線Ｌ２を有する。二次巻線Ｌ２の内径ｄ２は、一次巻線の内径ｄ１より大きい。

この特許明細書ではスイッチング電力コンバータの他の種々の構成要素の構造は、それらが上記の記述および当業者の一般知識を使用して実現されることができるので、更に詳細に記述されない。スイッチングトランジスタ、コア、巻線および別々のインダクタのような要素の各々は１個の構成要素を含むことができるか、またはそれは２個もしくはいくつかの構成要素から成ることができる。構成要素型は例として言及された、および当業者は、上記した機能をもたらすいくつかの代替構成要素型について考えることができる。

コンバータ回路のスイッチング素子Ｔ１およびＴ２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴのような電力半導体であることができる。スイッチングトランジスタのゲートは、パルス発生器Ｇの対応する出力によって制御される。

図６Ａは、電力を変換するための方法を例示し、そこにおいてスイッチングタイプの電力コンバータがこの方法実現のために使用される。この方法の一実施態様において、Ｔ１がＧ１のパルスの対応するレベルによって開くように制御される６０１。エネルギが、Ｌ１、Ｌ２および負荷に蓄積される６０２。Ｔ１が、対応するＧ１位相によって閉じるように制御され６０３、および同時にＴ２が、Ｔ２を使用するそれらの実施態様においてＧ２によって開くように制御される。エネルギがＬ１およびＬ２から放出され６０４、エネルギがＵからＬ２に追加される。次に、Ｔ２を使用するそれらの実施態様では、Ｔ２がＧ２によって閉じるように制御される６０５。矢印で示すように、サイクルが６０１から再び始まる。この方法の第一相で、第１の一次スイッチＴ１が入力電圧ＵのＧ１のパルスに従って強磁性コアＦの一次巻線Ｌ１に接続するように、変換回路の第１の一次スイッチＴ１がパルス発生器のパルスによって制御される。パルス発生器Ｇは、Ｔ１のオン状態に対応するパルスを生成するように構成される、および／または連結され、および２個の隣接したこの種のパルスの間に、Ｔ１のオフ状態に対応する、ピッチとここで呼ばれるパルスレベルがある。エネルギが、Ｌ１、Ｌ２および負荷に蓄積される。

Ｔ１は、Ｇ１よって閉に、およびＴ２は同時にＧ２によって開に制御される。一実施態様によれば、第二相でエネルギがその後に一次巻線Ｌ１から放出され、このエネルギが第２のスイッチＴ２を介して負荷に導かれ、それによって一次巻線Ｌ１の電流Ｉ１が減少される。本発明の一実施態様によれば二次巻線Ｌ２の変換エネルギの効率を向上させるために一次巻線および／または別のエネルギ源への一次巻線Ｌ１の電流Ｉ１の前記減少中にこのエネルギが、一次巻線Ｌ１に伝達される。

代替または補助の一実施態様によれば、第二相中に二次スイッチＴ２を制御することは、Ｇ２のパルスに従って第一相中にコアＦの二次巻線Ｌ２から第２の二次スイッチＴ２を介して負荷に放出されたエネルギを導くように一次巻線Ｌ１から負荷ＬＯＡＤ、Ｃ、Ｒへのエネルギの放出を増大するために、入力電圧Ｕを強磁性コアＦの二次巻線Ｌ２に接続することである。Ｔ２は、Ｔ１が次のサイクルで開くように制御される６０１前に、閉じるように制御される。Ｔ２以外の他のエネルギ方向付け構成要素を使用するそれらの実施態様では、回路動作は、図２Ｃ内に例示される実施態様に従い、およびエネルギは具体化された回路トポロジに従って負荷に方向付けられる。

一実施態様変形によれば、ピッチは一定の継続時間に設定されるが、一実施態様変形によればそれは、調整可能にされる。本発明の一実施態様によればオン状態継続時間が、一定の継続時間に設定されるが、本発明の一実施態様変形によればそれは、調整可能にされる。本発明の一実施態様によればパルスおよび／またはピッチの継続時間は、パルス発生器のパルス幾何学形状によって決定されるが、この種の一実施態様の変形においてパルス幾何学形状ならびに振幅、ピッチおよび／またはパルス幅に関するその詳細に対して調節される中間ラッチ−回路によって決定される。

本発明の一実施態様によればパルス発生器は、第１のパルス幅から別のパルス幅に変化するように調節されることができる。本発明の一実施態様によればパルス発生器は、第１のピッチ継続時間から第２のピッチ継続時間に変化するように調節する際に使用されることができる。

本発明の一実施態様によればＧ２のパルスは、Ｇ１に対して上で開示されたのと同じ方法で調節されることができる。一実施態様によればＧ１は、Ｇ２に独立に調整可能にされる。代替または補助の、一実施態様によれば、Ｇ２は、Ｇ１に独立に調整可能にされる。本発明の一実施態様によれば少なくともＧ１およびＧ２調節の少なくとも１つのピッチまたはパルス幅に関してステップ状であるが、本発明の一実施態様によれば調節は滑るようである。このようにＧ１のパルス特性は、第１の組のパルシングパラメータから第２の組のパルシングパラメータに変更され、それで異なるタイプの負荷に対するコンバータの使用を促進することができる。ステップ状変化によれば異なるタイプの負荷の間のスイッチングが、電子部品の応答時間が可能にする限り速く即座になされることができる。

しかし本発明の実施態様においてＧ１および／またはＧ２のパルスは、図４の例にて図示したように、正方形パルスとして生成されるようにそのようなもの、すなわち鋭い上昇および下降時間を備え、そこの間で基本的に一定値レベルを備えたパルスとみなされ、それで、アナログ正方形パルス幾何学形状の点からみなされるように、本発明の一実施態様によればパルス発生器ＧまたはＧの導通でＴ１および／またはＴ２を駆動するインタフェースラッチ回路（ラッチは、実施態様変形ではＧに含まれることができる）が、パルスＧ１および／またはＧ２を生成するためにデジタル的に調節されることができる。いくつかの実施態様変形ではＴ１およびＴ２の少なくとも１つが、図４にて図示したように組み合わせられるべきそれぞれのＧ１およびＧ２に対して適切なパルス列を形成する１個または２個のデジタル信号によって、直接駆動されることができる。このように負荷は、デジタル制御信号に従って付勢されることができる。

図６Ｂは、本発明の一実施態様に従うスイッチングコンバータによって、電力を変換する方法として具体化される実施態様の一変形を例示する。この種のコンバータは、コアＦ内の等しくない磁束の利用経由で電力を変換するために連結され、カップリングが、位置づけられる前記一次および二次巻線Ｌ１、Ｌ２の少なくとも１つを有する、および／または、等しくない磁束を供給するために、それぞれ二次および一次巻線Ｌ２、Ｌ１からある距離に、この種の形状または直径ｄ１、ｄ２を有する。

本発明の一実施態様によればこの方法が：第一相で、一次制御パルスＧ１によって第１の制御可能スイッチＴ１を、一次巻線Ｌ１を付勢してコアＦ内に磁束を作り出すためにその電流Ｉ１を増大するように制御する６１１ステップを含む。この方法は、前記一次制御パルスＧ１によって、前記制御パルスＧ１中に一次巻線Ｌ１を入力電力に接続するように第１の制御可能な一次スイッチＧ１をオン状態にスイッチする６１２ステップを含む。この方法はさらに各々一次パルスＧ１のすぐ後の第二相で、前記二次パルスＧ２中にオン状態の第２の一次スイッチＴ２経由で入力電力Ｐの二次パルスＧ２によって二次巻線Ｌ２を付勢する６１３ステップを含む。この方法の実施態様において、それはさらに、前記第１の制御可能な一次スイッチＴ１をオフ状態に設定することによって、一次パルスＧ１のオン状態の間に磁束の磁気エネルギを負荷ＬＯＡＤ、Ｒ、Ｃ、に放出するように一次巻線Ｌ１を方向づける６１４ステップを含み、それによって一次巻線Ｌ１の電流Ｉ１が減少する。Ｔ２のオン状態でのＧ２の期間は、図４に関連づけられて例示される実施態様に従って具体化されることができる。次のサイクルは、Ｔ１が位相６１１で開くように制御される時始まるように予定される６１５。

スイッチングコンバータの制御機能はＡＳＩＣ回路のようなアナログ回路によって実現されることができ、それによって単純な実現が達成される。しかしながら、より高度な機能を達成するために、デジタル実現法が好まれる。マイクロコントローラ／プロセッサが使用される時、回路は装置内に実行される適切なプロセッサプログラムを必要とする。既知の装置またはシステムを本発明に従う機器に変換するために、ハードウェア改造に加えて、マイクロプロセッサ（複数プロセッサ）に上記した機能を実行するように命令する一組の機械可読の命令をメモリ手段に記憶することが必要である。この種の命令を作成してメモリに記憶することは、既知の技術が関与し、それはこの特許出願の教示と組み合わせられる時、当業者の能力の範囲内である。

上で、本発明に従う解決策のいくつかの実施態様だけが記述された。本発明に従う原理は、例えば実現および使用の範囲の詳細の改造によって、請求項によって規定される範囲の枠内で、おのずと修正されることができる。

本発明は、種々の目的に対しておよび種々の電子装置に対して外部および内部ＤＣ電源に適用されることができる。

Ａ３ アキュムレータ
Ｃ、ＣＰ、Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオードスイッチ
ｄ１ 一次巻線の内径
ｄ２ 二次巻線の内径
Ｆ 強磁性コア
Ｇ パルス発生器
Ｇ１、Ｇ２ パルス
Ｉ１ 一次巻線Ｌ１の電流
Ｌ インダクタ
Ｌ１ 一次インダクタ巻線
Ｌ２ 二次インダクタ巻線
Ｌ３ 別々のインダクタ
Ｐ 入力電源
Ｒ 負荷
Ｔ スイッチングトランジスタ
Ｔ１ 第１の一次スイッチ
Ｔ２ 第２のスイッチ、二次スイッチ、第２の二次スイッチ、第２の一次スイッチ
Ｕ 入力電圧

Claims (15)

1. 電力を変換するためのスイッチングコンバータであって、そのカップリング内に：
   −強磁性コア（Ｆ）、
   −前記強磁性コア（Ｆ）上に一次巻線（Ｌ１）を備えた一次回路、
   −前記強磁性コア（Ｆ）上に二次巻線（Ｌ２）を備えた二次回路、
   −第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）であって、前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）がオン状態に設定される時、前記一次巻線（Ｌ１）を入力電力（Ｐ）に接続し、磁束の増大がさらに前記二次巻線（Ｌ２）内の二次電流（Ｉ２）を増大するように、前記強磁性コア（Ｆ）内に前記磁束を作り出すために一次電流（Ｉ１）を増大するように前記一次巻線（Ｌ１）を付勢するように一次制御パルス（Ｇ１）によって制御可能に連結される前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）、
   −前記一次巻線（Ｌ１）を負荷に接続するために連結される第２の一次スイッチ（Ｄ１）を備え、
   前記一次巻線（Ｌ１）が磁気エネルギを放出する時、前記一次制御パルス（Ｇ１）のすぐ後に、前記二次巻線（Ｌ２）が、制御される二次スイッチ（Ｔ２）経由で入力電力（Ｐ）の二次制御パルス（Ｇ２）によって付勢されるように制御可能に連結され、
   前記スイッチングコンバータを、向上した効率で動作させるために、
   −前記二次巻線（Ｌ２）が、等しくない磁束が前記強磁性コア（Ｆ）内に生じるのを促進する構造によってそのように前記一次巻線（Ｌ１）からある距離に位置づけられ；および／または
   −前記一次巻線（Ｌ１）および二次巻線（Ｌ２）の少なくとも１つが、前記磁束の増大を低下させる前記二次巻線（Ｌ２）の反対側の電流方向の理由で前記強磁性コア（Ｆ）の前記磁束が前記二次巻線（Ｌ２）の位置でより小さく等しくない、この種の形状または直径を有することを特徴とするスイッチングコンバータ。
2. 請求項１に記載のスイッチングコンバータであって、前記スイッチングコンバータが、第一相および第二相で電力を変換するように連結され、前記スイッチングコンバータがそのカップリング内に：
   −第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）であって、前記第一相で、オン状態およびオフ状態を有するように連結され、前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）の前記オンおよびオフ状態に対応する状態を有する一次制御パルス（Ｇ１）によって制御可能に連結され、前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）がオン状態に設定される時、前記一次巻線（Ｌ１）を入力電力（Ｐ）に接続し、前記磁束の増大がさらに前記二次巻線（Ｌ２）内の前記二次電流（Ｉ２）を増大するように、前記一次制御パルス（Ｇ１）のオフ状態によって、前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）がオフ状態に設定されるまで、前記強磁性コア（Ｆ）内に磁束を作り出すために一次電流（Ｉ１）を増大するように前記一次巻線（Ｌ１）を付勢する第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）、
   −前記一次巻線（Ｌ１）を負荷に接続するために連結される第２の一次スイッチ（Ｄ１）、
   −制御可能な二次スイッチ（Ｔ２）であって、オン状態およびオフ状態を有するように連結され、前記二次スイッチ（Ｔ２）の前記オンおよびオフ状態に対応する状態を有する二次制御パルス（Ｇ２）によって制御可能に連結され、前記二次スイッチ（Ｔ２）がオン状態に設定される時、前記二次巻線（Ｌ２）を入力電力（Ｐ）に接続するように連結され、前記二次巻線（Ｌ２）を付勢する、二次スイッチ（Ｔ２）を備え、
   前記第二相で前記一次巻線（Ｌ１）が前記負荷に前記磁気エネルギを放出する時、前記一次制御パルス（Ｇ１）の状態が前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）のオフ状態に対応する時、前記第二相で、前記二次巻線（Ｌ２）が、直接オン状態に制御される前記二次スイッチ（Ｔ２）経由で入力電力（Ｐ）の前記二次制御パルス（Ｇ２）によって付勢されるように連結され、
   前記スイッチングコンバータを向上した効率で動作させるために、前記二次巻線（Ｌ２）が、前記強磁性コア（Ｆ）内に生じる等しくない磁束をそのように供給するために前記一次巻線（Ｌ１）からある距離に位置づけられる；および／または
   前記一次巻線（Ｌ１）および二次巻線（Ｌ２）の少なくとも１つが、前記磁束の増大を低下させる前記二次巻線（Ｌ２）の反対側の電流方向の理由で前記強磁性コア（Ｆ）の前記磁束が前記二次巻線（Ｌ２）の位置でより小さく等しくない、この種の形状または直径（ｄ１、ｄ２）を有することを特徴とするスイッチングコンバータ。
3. 請求項１に記載のスイッチングコンバータであって、前記二次電流（Ｉ２）に対して反対電圧を生成するために反対電圧手段を備え、前記反対電圧手段が、前記二次回路のインダクタンス（Ｌ３）およびコンデンサ（Ｃ）の少なくとも１つを備えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
4. 請求項３に記載のスイッチングコンバータであって、前記カップリング内に前記二次巻線（Ｌ２）を、入力電力（Ｐ）のパルスによって付勢されない状態に制御可能に設定する二次スイッチ（Ｔ２）を備え、前記カップリングの２次側が、前記二次巻線（Ｌ２）自体の自己インダクタンスを有するインダクタンス（Ｌ２）を備え、それが前記二次電流（Ｉ２）変化と比例した電圧を生成し、前記インダクタンス（Ｌ２）が更なるインダクタンスまたは前記二次回路のインダクタンス（Ｌ３）を含むことを特徴とするスイッチングコンバータ。
5. 請求項１に記載のスイッチングコンバータであって、第二相で、前記二次巻線（Ｌ２）が入力電力（Ｐ）のパルスによって付勢されない状態にあるように接続される回路を備え、および前記回路において、前記二次回路が電流の方向に前記二次電流（Ｉ２）変化と比例した電圧（Ｕｓ＝ＬｓｘｄＩｓ／ｄｔ）を生成するこの種の自己インダクタンスＬｓ（Ｌ２）を含み、それが次いで、別々の入力電力の二次制御パルスと類似した方法で影響を与え、前記自己インダクタンスＬｓ（Ｌ２）が、前記二次回路のインダクタンスを備えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
6. 前記二次回路のインダクタンス（Ｌ２）が、前記一次回路のインダクタンス（Ｌ１）より大きいことを特徴とする請求項１に記載のスイッチングコンバータ。
7. 前記二次巻線（Ｌ２）側が、インダクタ、コンデンサ（Ｃ）の少なくとも１つである追加電圧源を含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチングコンバータ。
8. 前記二次巻線（Ｌ２）の内径（ｄ２）と前記強磁性コア（Ｆ）の外径との間の距離が、前記一次巻線（Ｌ１）の内径（ｄ１）と前記強磁性コアの外径との間の距離を越えることを特徴とする請求項６に記載のスイッチングコンバータ。
9. それが、前記二次巻線（Ｌ２）と直列にインダクタ（Ｌ３）を備え、前記インダクタ（Ｌ３）が前記強磁性コア（Ｆ）とは別々であることを特徴とする請求項４に記載のスイッチングコンバータ。
10. 前記強磁性コア（Ｆ）が、トロイドまたは多角形のような閉形状を有することを特徴とする請求項１−９のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
11. 前記一次巻線（Ｌ１）および前記二次巻線（Ｌ２）が前記強磁性コア（Ｆ）上の分離された位置を有し、前記強磁性コア（Ｆ）の両側に位置づけられることを特徴とする請求項１０に記載のスイッチングコンバータ。
12. 前記一次巻線（Ｌ１）および二次巻線（Ｌ２）の巻線が、前記二次巻線（Ｌ２）の反対側の電流方向が前記磁束の増大を低下させるようになされることを特徴とする請求項１−１１のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
13. 前記一次巻線（Ｌ１）および二次巻線（Ｌ２）の巻線が、前記二次巻線（Ｌ２）の位置のより小さな磁束が、前記第二相中に前記二次巻線（Ｌ２）内により小さな反対電圧を誘発し、それゆえに前記一次電流（Ｉ１）および二次電流（Ｉ２）の低減中に前記第二相で前記二次巻線（Ｌ２）によってより少ない入力電力（Ｐ）を消費するようにされることを特徴とする請求項２または５に記載のスイッチングコンバータ。
14. 前記スイッチングコンバータが、前記強磁性コア（Ｆ）上に二次巻線（Ｌ２）を備えた二次回路を更に備え、および前記二次回路が、前記一次巻線（Ｌ１）の電流の減少中に前記一次巻線（Ｌ１）に前記二次巻線（Ｌ２）および／または別のエネルギ源のエネルギを伝達するように配置されることを特徴とする請求項１−１３の一項に記載のスイッチングコンバータ。
15. 電力を変換するために連結される、請求項１，３−１４のいずれかに記載のスイッチングコンバータによって電力を変換する方法であって、
    前記スイッチングコンバータが、第一相および第二相で電力を変換するように連結され、前記スイッチングコンバータがそのカップリング内に：
    −第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）であって、前記第一相で、オン状態およびオフ状態を有するように連結され、前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）の前記オンおよびオフ状態に対応する状態を有する一次制御パルス（Ｇ１）によって制御可能に連結され、前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）がオン状態に設定される時、前記一次巻線（Ｌ１）を入力電力（Ｐ）に接続し、前記磁束の増大がさらに前記二次巻線（Ｌ２）内の前記二次電流（Ｉ２）を増大するように、前記一次制御パルス（Ｇ１）のオフ状態によって、前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）がオフ状態に設定されるまで、前記強磁性コア（Ｆ）内に磁束を作り出すために一次電流（Ｉ１）を増大するように前記一次巻線（Ｌ１）を付勢する第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）、
    −前記一次巻線（Ｌ１）を負荷に接続するために連結される第２の一次スイッチ（Ｄ１）、
    −制御可能な二次スイッチ（Ｔ２）であって、オン状態およびオフ状態を有するように連結され、前記二次スイッチ（Ｔ２）の前記オンおよびオフ状態に対応する状態を有する二次制御パルス（Ｇ２）によって制御可能に連結され、前記二次スイッチ（Ｔ２）がオン状態に設定される時、前記二次巻線（Ｌ２）を入力電力（Ｐ）に接続するように連結され、前記二次巻線（Ｌ２）を付勢する、二次スイッチ（Ｔ２）を備え、
    前記第二相で前記一次巻線（Ｌ１）が前記負荷に前記磁気エネルギを放出する時、前記一次制御パルス（Ｇ１）の状態が前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）のオフ状態に対応する時、前記第二相で、前記二次巻線（Ｌ２）が、直接オン状態に制御される前記二次スイッチ（Ｔ２）経由で入力電力（Ｐ）の前記二次制御パルス（Ｇ２）によって付勢されるように連結され、
    前記スイッチングコンバータを向上した効率で動作させるために、前記二次巻線（Ｌ２）が、前記強磁性コア（Ｆ）内に生じる等しくない磁束をそのように供給するために前記一次巻線（Ｌ１）からある距離に位置づけられる；および／または
    前記一次巻線（Ｌ１）および二次巻線（Ｌ２）の少なくとも１つが、前記磁束の増大を低下させる前記二次巻線（Ｌ２）の反対側の電流方向の理由で前記強磁性コア（Ｆ）の前記磁束が前記二次巻線（Ｌ２）の位置でより小さく等しくない、この種の形状または直径（ｄ１、ｄ２）を有し、
    前記方法が：
    −前記第一相で、前記強磁性コア（Ｆ）内に磁束を作り出すために一次電流（Ｉ１）を増大するように前記一次巻線（Ｌ１）を付勢する一次制御パルス（Ｇ１）によって前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）を制御するステップ、
    −前記一次制御パルス（Ｇ１）によって、前記一次制御パルス（Ｇ１）中に前記一次巻線（Ｌ１）を入力電力（Ｐ）に接続するために前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）をオン状態にスイッチするステップ、
    −前記第二相で、前記一次制御パルス（Ｇ１）のすぐ後に前記二次制御パルス（Ｇ２）中にオン状態の前記二次スイッチ（Ｔ２）経由で入力電力（Ｐ）の二次制御パルス（Ｇ２）によって前記二次巻線（Ｌ２）を付勢するステップ、
    −前記第１の制御可能な一次スイッチ（Ｔ１）をオフ状態に設定することによって、前記一次制御パルス（Ｇ１）のオン状態の間に前記負荷に前記磁束の磁気エネルギを放出し、それによって前記一次巻線（Ｌ１）の一次電流（Ｉ１）が減少するように前記一次巻線（Ｌ１）を方向付けるステップを含むことを特徴とする方法。