CN106464142A - 用于转换电能的开关模式转换器和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明总体涉及电力的开关模式转换器。存在大量的用于给电气装置提供能量的开关模式电源。这需要提高功率转换的效率。本发明的开关模式转换器具有在次级电路中的次级绕组(L2)，其在第一阶段既聚积能量又向负载(负载，C，R)释放能量或仅聚积能量。在第二阶段，次级绕组(L2)被连接到输入电压和/或在次级电路(L2)中释放所聚积的能量以便增大初级绕组(L1)向负载(负载，C，R)释放的功率。该解决方案既增大了转换器的输出能量又提高了效率。

Description

用于转换电能的开关模式转换器和方法
技术领域
本发明内容总体涉及电力的开关模式转换器(switched-mode converter)。更具体地，本发明内容涉及在独立权利要求的前序部分中公开的内容。本发明内容具有特别在电气装置的电源中的有利应用。
背景技术
提供诸如开关电源的电源被用于向各种电子器件提供直流(DC)电源。例如，此类电源可被连接在装置的电力输入端，或者它们可转换用于装置的特定部分的电力。目前电源通常利用开关模式转换器来实现。开关模式转换器的输入可以是AC电流或DC电流，并且输入/输出电压根据实施方式而改变。在大多数电子器件具有用于提供操作功率的开关模式电源时，开关模式转换器具有良好的效率是必要的。
开关模式转换器在一个阶段中使用输入电流对电感器充电能，并在另一阶段中将所充电能引导至负载。这些工作阶段以高频率切换。开关电源的基本结构包括增加电压的增压型转换器，以及降低电压的降压型转换器。在增压型电源中，输入功率通过电感器被引导给负载，其中，在第一阶段(first phase)中，晶体管将电感器直接连接到输入电压以用于向该电感器加载能量，并且在第二阶段(second phase)中，经充电的电感器被连接至负载以用于提供具有更高电压的能量。在降压型转换器中，电流在电感器和负载的电路中持续流动。晶体管相继将输入电压连接至电路，因此在第一阶段中增加电感器的能量，以在第二阶段中用于负载。
另外，存在基本类型的开关模式转换器的组合，诸如基于谐振的转换器，以及用于增加电压的级联型转换器。简单的开关模式电源通常具有在70％和90％之间的效率。例如，增压型电源的标称效率通常为70％，并且降压型电源的效率通常为80-90％。还存在具有更高效率的电源，诸如split-pi型开关电源，其中，几个晶体管被用于连接输入能量源以相继向若干电感器馈电，如此来自输入电压源的电流几乎是平坦的。这将使由电流变化和电流峰值(current spike)引起的损失降到最小，并且有可能实现高于90％的效率。然而，该解决方案产生更复杂的结构并因此产生更高的生产成本。
下面的两个文献公开了具有两个连续切换的并联电感器的交错式转换器：TaufikTaufik、Tadeus Gunawan、Dale Dolan和Makbul Anwari，国际科学、工程和技术学会，《工程和技术》2010年第43期，“两相升压型DC-DC转换器的文档设计与分析(Documents Designand analysis of two-phase boost DC-DC converter)”以及Mounica Ganta、PallamReddy Nirupa、Thimmadi Akshitha、Dr.R.Seyezhai，《新兴技术和高级工程》国际期刊2012年第4期卷2，“用于可再生能源的两相交错式升压型转换器的简便快捷的实施方式(Simpleand Efficient Implementation of Two-Phase interleaved Boost Converter forRenewable Energy Source)”。该解决方案基于并联连接的若干升压型转换器。该解决方案在具有非常小功率的应用中具有优势，但是该技术将不适用于其它应用。
大多数的电源使用两个基本转换器结构中的任一个来实现。因此，功率损失形成很大一部分的电能消耗。另外，现有技术电源的功率损失使装置变热并导致它们的工作寿命变短。
发明内容
本发明的目的是提供用于各种应用的开关电源转换器，其中，所述的现有技术的缺点得以避免或减少。因此，本发明的目的是实现具有相对简单结构的能提高效率的电源。
通过使用转换器的铁磁芯上的次级绕组并控制在两个阶段中的次级绕组来实现本发明的目的，以便通过初级绕组和次级绕组两者增大从磁通释放到负载的功率。
更具体地，通过提供用于转换电力的开关模式转换器来实现本发明的目的，包括：
-铁磁芯，
-在铁磁芯上的初级绕组，
-第一可控初级开关，在开关处于接通状态时，将初级绕组连接到输入功率，
-第二初级开关，其将初级绕组连接到负载，
其中，利用初级控制脉冲来控制第一可控初级开关通过在初级脉冲期间增大初级绕组的电流以在芯中形成磁通从而激励初级绕组，并且
其中，在初级脉冲之间，初级绕组向负载释放磁通的能量，由此初级绕组的电流减小，其特征在于为了提高转换器的效率，该转换器进一步包括具有在铁磁芯上的次级绕组的次级电路，并且次级电路被布置成在所述初级绕组的电流减小期间，将次级绕组和/或另一个能量源的能量传递到初级绕组。根据实施方式，这是在次级绕组的位置处的磁通小于在初级绕组的位置处的磁通，和/或次级绕组的总电流小于初级绕组的总电流的情况。
本发明还涉及用于转换电力的方法，其中，
-第一初级开关被控制以在第一阶段中将输入电压的脉冲连接到铁磁芯的初级绕组，
-然后，在第二阶段中将从初级绕组释放的能量通过第二初级开关引导给负载，由此初级绕组的电流减小，
该方法的特征在于，为了提高转换效率，在所述初级绕组的电流减小期间，次级绕组和/或另一个能量源的能量被传递到初级绕组。
根据本发明，用于在第一阶段和第二阶段中转换电力的开关模式转换器包括以下耦接件：
-铁磁芯，
-在铁磁芯上的初级绕组，
-在铁磁芯上的次级绕组，
-第一可控初级开关，在所述第一阶段中，其经耦接以具有接通状态和断开状态，其经耦接以通过具有与所述初级开关的所述接通状态和断开状态对应的状态的初级控制脉冲控制，以在开关被设定为接通状态时，将初级绕组连接到输入电源，从而激励初级绕组以增大其电流以在芯中形成磁通，直到初级开关通过控制脉冲的断开状态而被设定为断开状态，以便增大磁通，同时增大在次级绕组中的次级电流，
-可控次级开关，其经耦接以具有接通状态和断开状态，其经耦接以通过具有与所述接通状态和断开状态对应的阶段的次级控制脉冲控制，其经耦接以在开关被设定为接通状态时将次级绕组连接到输入电源，以将次级绕组激励到负载，
其中，在所述第二阶段中，当初级脉冲的状态对应于所述初级开关的断开状态时，所述次级绕组被耦接以由所述输入电源的次级控制脉冲通过被控制为处于接通状态的次级开关直接被激励，当在所述第二阶段时，初级绕组释放磁能到铁磁芯中，
其中，为了使转换器以提高的效率运行，所述次级绕组被定位在距初级绕组的一定距离处，以提供在铁磁芯中形成的不同磁通；和/或所述初级绕组和次级绕组中的至少一个具有使得铁磁芯的磁通是不同的形状或直径，由于次级绕组的相反的电流方向减小了磁通的生成，因此在次级绕组的位置处的磁通较小。
根据本发明的实施方式，开关模式转换器包括在耦接时如同被耦接至相对于次级电流的相对极性的生成反向电压(counter voltage)的器件，该器件经耦接以在次级电路中产生反向电压，其中，反向电压器件包括下列中的至少一个：次级电路的电感和电容器以及蓄能器。
根据本发明的实施方式，开关模式转换器在耦接时包括，次级开关，将次级绕组可控地设定为不被输入电源的脉冲激励的状态，其中，耦接的次级侧包括具有自感的电感，该自感产生与次级电流的变化成正比的电压，所述电感是另外的电感或者是根据本发明的实施方式中的电感。
根据本发明的实施方式，在开关模式转换器中，在次级绕组侧的耦接件包括附加电压源，其是下列中的至少一个：电感器、电容器、蓄能器。
根据本发明的实施方式，在开关模式转换器中，次级电路的电感大于初级电路的电感。
根据本发明的实施方式，在开关模式转换器中，次级绕组通过开关部件连续耦接到负载，并因此还通过这种方式被耦接以在初级电流和次级电流减小期间，这些电流向负载释放能量，从而在无需次级开关的情况下实施该耦接件。
根据本发明的实施方式，在开关模式转换器中，次级绕组的内径和芯的外径之间的距离大于初级绕组的内径和芯的外径之间的距离。
根据本发明的实施方式，根据实施方式的开关模式转换器包括与次级绕组串联的电感器，所述电感器与所述芯隔开。
根据本发明的实施方式，根据实施方式的开关模式转换器具有为闭合形状的这种铁磁芯。根据实施方式，铁磁芯具有环形、多边形或罐形芯的形状。
根据本发明的实施方式，在开关模式转换器中，初级绕组和次级绕组具有在芯上的隔开位置，优选地位于芯的相对侧。
根据本发明的实施方式，在开关模式转换器中，初级绕组和次级绕组被布置在磁芯上，使得铁磁芯的磁通沿磁芯的路径是不同的，即在次级绕组的位置处的磁通更小。
根据本发明的实施方式，在开关模式转换器中，所述初级绕组和次级绕组被配置成使得次级绕组产生相反的电流方向以减小磁通的生成。
根据本发明的实施方式，在开关模式转换器中，所述初级绕组和次级绕组的绕组被配置成使得在第二阶段期间，在该次级绕组的位置处的磁通越小，导致在次级绕组中的反向电压越小，因此在初级电流和次级电流减小期间，次级绕组在第二阶段中所消耗的输入功率越少。
根据本发明的实施方式，在根据实施方式的开关模式转换器中，该转换器进一步包括具有在铁磁芯上的次级绕组的次级电路，并且次级电路被布置成在所述初级绕组的电流减小期间将次级绕组和/或另一个能量源的能量传递到初级绕组。
根据本发明的实施方式的用于转换电力的方法，包括：
-在第一阶段中控制第一初级开关，该第一初级开关被控制以将输入电压的脉冲连接到铁磁芯的初级绕组，
-然后在第二阶段中，将从初级绕组释放能量通过第二初级开关被引导给负载，由此初级绕组的电流下降，
其特征在于，
-通过在所述初级绕组和/或另一个能量源的电流减小期间将能量传递到初级绕组，以便提高次级绕组的能量转换的效率。
根据本发明的实施方式，用于转换电力的方法包括以下步骤：
-在第二阶段期间，控制第一次级开关以将输入电压的脉冲连接到铁磁芯的次级绕组，以便增大从初级绕组释放到负载的能量，并且
-在第一阶段期间，将从芯的次级绕组所释放的能量通过第二次级开关引导到负载。
根据本发明的转换电力的方法的实施方式，根据本发明的实施方式的开关模式转换器被耦接用于利用芯中的不同磁通来转换电力，耦接件具有使所述初级绕组和次级绕组中的至少一个被定位在距次级绕组和初级绕组一定距离处和/或具有分别提供不同的磁通的形状或直径，该方法包括：
-在第一阶段中，通过初级控制脉冲控制第一可控开关以激励初级绕组，从而增大其电流以在芯中形成磁通，
-由所述初级控制脉冲将第一可控初级开关切换为接通状态，以在所述控制脉冲期间将初级绕组连接到输入电源，
-在第二阶段中，在初级脉冲之后的次级脉冲期间，由输入电源的所述次级脉冲通过处于接通状态的第二开关来直接激励次级绕组，
-通过设定所述第一可控初级开关为断开状态，引导初级绕组在初级脉冲的接通状态之间向负载释放磁通的磁能，由此初级绕组的电流减小。
根据本发明的实施方式，次级电路的电感大于初级电路的电感。存在两个主要的实施方式来增大次级电路的电感。在一个实施方式中，次级绕组的内径和芯的外径之间的距离大于初级绕组的内径和芯的外径之间的距离。通过增大绕组的内径，次级绕组的电感因此增大。在另一实施方式中，存在与次级绕组串联的电感器，所述电感器与所述芯隔开。如果使用独立电感器，则没有必要使用更大的次级绕组的内径。然而，也可以使用这两个实施方式的组合并使次级绕组的直径以及在次级电路的独立串联电感器的直径这两者更大。
根据本发明的另外一个实施方式，铁磁芯具有密闭形状，诸如环形、多边形。初级线圈和次级绕组优选被放置在芯的独立位置处。为了在绕组的不同位置处实现芯中的磁通的不同值，这是有利的。初级绕组和次级绕组优选被定位在芯的相对侧，以便在绕组的不同位置处实现磁通值之间的大的差异。
在从属权利要求中描述了本发明的一些优选实施方式。
相对于现有技术解决方案，本发明具有大量优点。显著提高了电源转换器的效率，这节约了所使用的能量。这对个人用户乃至全球范围都是有利的。
可用少量的电源部件和控制部件来实现根据本发明的开关模式转换器，由此可以低成本地制造电路。
在本专利申请中，“脉冲”用于优选意指基本上为矩形的脉冲，但是可替代地意指其它形状的脉冲，诸如正弦波形的脉冲。
附图说明
通过下面的具体实施方式并通过参考附图，本发明的所述的以及其它优点将变得显而易见，其中：
图1示出了根据现有技术的典型降压增压型开关模式电源的电路图；
图2A示出了根据本发明的示例性开关模式电源转换器的电路图，其中，通过使用次级绕组的增大内径来增大次级电路的电感；
图2B示出了根据本发明的示例性开关模式电源转换器的电路图，其中，通过使用独立串联的电感器来增大次级电路的电感；
图2C示出了根据本发明的示例性开关模式电源转换器的电路图，其中，次级电路不具有用于将次级电路连接到电源的有效控制的开关；
图3示出了根据本发明的示例性开关模式电源转换器的电路图，其中，负载被耦接到与可控开关相同的固定电位；
图4示出了用于图2和图3的电路的示例性控制序列的示图；
图5示出了根据本发明的具有初级绕组和次级绕组的示例性铁磁芯，其中，次级绕组的内径大于初级绕组的内径；以及
图6A至图6B示出了本发明的转换电力的方法的示例性实施方式。
具体实施方式
为了理解本发明的新特征，将首先参考图1来描述现有技术的开关模式电源的功能，并且接下来将参考图2至图6B来描述本发明的示例性实施方式。
图1示出了根据现有技术的用于提供降压增压型的基本开关模式电源的示例性电路。该电路具有围绕铁磁芯缠绕的电感器绕组L。电容器CP利用输入电源P的输入电压U进行充电。电容器CP通过开关晶体管T被耦接至电感器L。利用从脉冲发生器G提供的短脉冲(例如10μs长度)将晶体管控制为接通状态。因此，该晶体管将来自电容器CP的短电流脉冲连接至电感器L。在晶体管T的断开状态期间，电感器L的能量通过二极管开关D1被引导至负载电容器C和负载R。该二极管开关防止给电容器C所充的能量被排放给电感器或输入电源。
在某些时间段内，通过将施加到负载R的能量除以由输入电源P提供的能量来计算电路的效率。对于约200mm的平均长度的芯来说，该基本电路的效率约为80％。通过本申请人利用下面的数据测试图1的电路：
U＝30V
lu＝0.038...0.040A
Pin＝U*lin＝1.17+/-0.03W
Uc＝30.11V
lc＝0.030A
Pout＝Uc*lc＝0.903W
η＝Pout/Pin＝77.2％
这些项具有下列含义：
U＝输入电压
lu＝初级电流
Pin＝从电源提供给转换器的功率
Uc＝由初级绕组提供的电压
lc＝负载电流
Pout＝至负载的功率
η＝转换器的效率
因此，测量结果显示该现有技术的电路的效率为77.2％。
图2A示出了根据本发明的示例性开关模式转换器电路。该转换器的初级电路类似于现有技术的电路。初级电路具有围绕铁磁芯缠绕的电感器绕组L。电容器CP利用输入电源P的输入电压U来进行充电。电容器CP通过开关晶体管T1被耦接至电感器L1。利用从脉冲发生器G提供的短脉冲G1(例如10μs的长度)将晶体管控制为接通状态。因此，该晶体管将来自电容器CP的短电流脉冲连接至电感器L。在晶体管T的断开状态期间，电感器L的能量通过二极管开关D1被引导至负载电容器C和负载R。该二极管开关防止给电容器C所充的能量被排放给电感器或输入电源。
铁磁芯具有电感器次级绕组L2。次级绕组未紧密围绕芯缠绕，而是该绕组具有比芯的外径大的内径，因此，在芯与次级绕组之间留下非铁磁空间。次级绕组通过二极管D2被连接至负载，这允许电能从次级绕组流向负载，但反之则不然。该电路具有另一开关晶体管T2，用于将次级绕组L2的一端切换到输入电源。该次级绕组的第二端也被连接到输入电源。因此，初级电路和次级电路是对称的。
利用连续脉冲来控制开关晶体管T1和T2，在第一阶段中，该脉冲首先在短时间内将晶体管T1切换至接通状态。在初级晶体管T1已被切换回至断开状态之后，在第二阶段中，第二晶体管T2在短时间(诸如10至13秒)内被切换至接通状态。在第一阶段中，次级绕组通过二极管开关D2向负载释放电能。在第二阶段中，次级绕组被连接到输入电压，从而增大从第一绕组释放到负载的能量。
图4示出了示例性的控制顺序。G1是初级开关的控制脉冲，并且G2是次级开关的控制信号。11是初级绕组的电流。在第一阶段中，当初级开关通过G1控制信号被切换为接通时，初级绕组的电流随着初级绕组的输入电压和电感而增大。在第一阶段期间，能量通过次级绕组L2部分流向负载。
在第二阶段中，在短时间内初级开关被信号G1控制以断开并且次级开关被信号G2控制以接通。因此，次级绕组被连接到输入电压。但是由于在次级绕组中的电压的影响，初级绕组的电流以较慢的速度减小。在初级绕组的电流更缓慢地减小时，能量在更长的时间内从初级绕组流向负载，并且更多的能量流向负载。以此方式实现输出功率的增大以及效率的提高。随后以间隔重复脉冲G1和G2以及第一阶段和第二阶段。
测量结果还显示出，本发明使用次级电路既增大转换器的功率输出又提高了效率。在测量示例性电路时，提出下面的值：
U＝Ut＝30V
Ne＝25
Nt＝38
lin＝0.105A
Pin＝Ue*lin＝3.15W
Uc＝28.03...28.22V
lc＝0.104A
Pout＝Uc*lin＝2.925W+/-0.01W
η＝Pout/Pin＝92.8％
这些项具有下列含义：
U＝输入电压
Ut＝次级绕组的电压
Ne和Nt分别是在初级绕组和次级绕组中的匝数lin＝从电源提供给转换器的电流
Pin＝从电源提供给转换器的功率
Uc＝由初级绕组提供提供的电压
lc＝负载电流
Pout＝至负载的功率
η＝转换器的效率
如通过测量结果所显示的，效率为92.8％，该效率与图1的现有技术的电路相比是非常高的。
接下来通过更详细地研究上面的示例来详细描述函数的原理。在该示例中，铁磁芯由两个半U形体构成，该铁磁芯被附接到闭合磁电路中。芯的直径为17mm，b芯的平均长度为200mm。芯具有初级绕组L1，该初级绕组具有Ne＝25匝。次级绕组与初级绕组相对被定位在芯上。次级绕组具有Nt＝38匝，以及次级绕组的直径d2为100mm，并且绕组的柱形长度可以为例如25mm至5mm。具有25mm的长度的绕组具有L2＝200μΗ的电感，并且具有35mm的长度的绕组具有L2＝170μΗ的电感。在先前示例中，使用170μΗ的线圈，但是在下面的示例中，使用200μΗ的线圈。虽然在阶段1中的dl/dt的值略低，但是它们两者提高了同样的效率。
在第一阶段中，10μs的脉冲被馈送给初级绕组，这使次级绕组向负载馈送供应电流。在第二阶段中，初级绕组的电流被馈送给负载，同时次级绕组被连接到输入电压U。如果开关、磁芯以及绕组在没有损耗的情况下工作并且U＝Uc，则第一阶段和第二阶段将是等长的，并且在第一阶段中由初级绕组从输入的电压获取的能量将在第二阶段期间被同样馈送给负载。而且次级绕组在第一阶段期间供应给负载的电流与在第二阶段期间馈送给负载的电流一样多。在实施过程中，部件具有损耗，并且第二阶段比第一阶段短。然而，如在理想变压器中，乘积Ne*le和Nt*It几乎是相同的，在上面的布置中可以测量出这些乘积具有很大的差别：明显Ne*le比Nt*It大。测量结果显示出的是通常Ne*le＝25*0.9A＝22.5A，并且Nt*It＝38*0.45A＝17.1A，以及Ne*le/Nt*It＝1.32或Ne*le＝1.32Nt*It的关系。
初级绕组和次级绕组的高电流差的影响表现为以下方式：如果电压U和Uc是相等的，则在阶段1期间，次级绕组向负载馈送更小的电流，但是在阶段2中，同样馈送更小的功率，而且可以看出，效率并没有提高。现在，如果阶段2在一个方向或其它方向更长，则次级绕组在初级电流减小到零时保持较高的初级电流更长的时间段。在此情况下，次级电流根据公式Pt＝U*It获取功率，但是初级电流根据Pe＝Uc*le向负载供应功率。在这里，Nt*It现在比Ne*le小了乘数1.32。因为初级绕组匝数为25，并且次级绕组匝数为38且它们的关系为0.658，在阶段中施加于次级绕组的电压是初级绕组的这种关系的两倍效果，但是然而，由于电流差异，次级电流并不是小了这么多，而是小了0.658/1.32倍，即次级电流不是0.6A，而是0.45A。因此，在阶段2中获取了更小的功率，如果阶段2比阶段1更长，那么这样提高了效率。然而，也存在在阶段2的更长时间内减小效率的提高的负面效果。只要T2将电压切换到次级绕组时，在次级绕组中的电压就开始减小电流差，并且阶段2越长，在阶段2中的负面效果就越大。
除上面的Uc比U小并且阶段2比阶段1长的示例以外，在Uc等于或高于U时，可以实现效率的提高。在后面的情况下，阶段2变得比阶段1短，而且在此情况下，与Ne*le相比，在次级绕组中的总电流Nt*It小了上述的乘数，这意味着在短时间内，电容器电压U给予次级电流更少的能量，并因此提高效率。也可以通过其它布置来实现相同的效果。例如，如果次级电流电路自身包含足够的电感，那么该电感的能量给次级绕组提供与电容器电压U类似的正向电压，并且次级电流可以被引导至在第二阶段中也具有提高效率的负载电容器。在本申请的其它地方更详细地说明了该示例。
为了说明上述效果，示出了实际的示例计算。电压Uc从30V减小到29V(其是电容器电压28.5V和开关电压降0.5V的总和)，以便使阶段2更长，这表示电压Uc较小了3.3％。这种减小稍微增大了初级电流和次级电流，但是大多数情况下，根据其它设置，其将阶段2的时间从理想的10秒向上增大到12.5秒，这意味着在第二阶段中的功率输出增大了25％。
在初级绕组和次级绕组的匝数的关系为25/38＝0.658时，从下面的计算公式可以导出第二阶段的时间：dT2＝0.658*L2*dle/(Uc–0.658*U)＝0.658*200*0.9/(28.5+0.5-0.658*30)＝12.8μs。考虑到公式中的主因数为初级绕组匝数和次级绕组匝数与次级绕组电感的比率，以及与所测得的结果的相对良好的一致性，那么该计算结果也支持效果说明的可靠性。应注意到的是，该布置的许多损失因素未包含在公式中，这也是计算结果可以大于所测得的值的原因。
图2B示出了根据本发明的另一示例性开关模式转换器电路。该实施方式类似于图2A的实施方式，除了次级电路的电感部件之外。在该实施方式中，次级电路的电感随与次级绕组L2串联的独立电感器L3变大。在该实施方式中，由于次级电路的电感随独立电感器L3变大，因此次级绕组L2可与初级绕组L1具有相同的电感和相同的内径独立电感器。次级电路的电感是次级绕组L2的电感和独立电感器L3的总和，由此该次级电路的总电感一定大于初级电路的电感。可以通过与图2A的实施方式类似的方式来确定本实施方式的效率，但是不是使用次级绕组的电感值，而是必须使用次级绕组的电感和独立电感器的值的总和。
因此，存在增大次级电路的电感的两种主要方式；增大次级绕组的直径(如应用于图2A中的实施方式以及使用独立的串联电感器(如应用于图2B中的实施方式)。然而，也可以使用这两种方式的组合来增大次级电路的电感，即，使用具有增大的直径的次级绕组L2和独立的串联电感器两者。
根据本发明的实施方式，在部件拓扑中，附加电压源被定位在电感L3的位置。根据实施方式的总效果，电压源可以包括由以下项组成的组中的至少一个：电感器L3、电容器C3、蓄能器A3。虚线示出了实施方式的组合之间的可选性。根据另外的实施方式，如在图2B中和附带文本中所指示的，在图2B中指示的附加电压源也可同样在图2C中实施。基于所示的实施方式，虽然示出了具有包括组的并联耦接多部件的实施方式的示例，但是本领域的技术人员可以提供包括串联耦接部件的这些部件(L3，C3，A3)的其它拓扑。此外，还可以使用电阻性的部件以使待耦接的电抗与所指示的位置相符。
图2C示出了另外的示例性开关模式电源转换器的电路图。该实施方式类似于图2A的实施方式，除了次级绕组未用可控开关连接到电源。相反，次级绕组仅通过二极管D2连接到负载。虽然效率并没有增加与在图2A的实施方式中那么多，但是该电路具有更少的部件，并且在一些电源应用中是可用的。根据本发明的实施方式，包括由电感L3、电容器C3和蓄能器A3组成的组中的至少一个的另外电压源可以作为次级开关T2的替代或补充被添加到所实施的电路中。通过用于另外电压源或其组合的示例性的替代方式示出用于此类另外电压源的电位位置。在图2C中由虚线指示耦接件的可替代的特征。虽然相同符号用于不同位置的可替代的部件，但是该示例并不将部件值限制为相同的值。
图3示出了根据本发明的另外示例性开关模式电源转换器的电路图。在该实施方式中，负载的两个端子中的一个被耦接至与可控开关T1和T2相同的固定极。在图2A和2B的实施方式中，负载端子被耦接到与绕组L1和L2相同的固定电位。在图3的实施方式中，在能量被传递给负载时，输入电压U被添加到绕组L1和L2的电压中。因此，在转换器的阶段1和阶段2两者期间，能量也从输入源被传递给负载：
-在阶段1中，负载电压-Uc＝-57V并且输入电压U＝30V，两者均影响次级绕组。这些电压的差为27V，并且在本示例中，当前有效反向电压为-27V，这与先前的示例中，即，-Uc＝-29V大约相同。在阶段1中，初级绕组被连接到输入电压U＝30V，这使次级绕组中的电压上升，并使得次级绕组中的电流随着次级电压、-Uc和次级绕组以及初级绕组中的电感以与先前示例类似的方式增大；
-在阶段2中，输入电压U和负载电压-Uc两者均影响初级绕组。在本示例中，反向电压为-27V，由此考虑到从次级电路至初级电路的减小的正向电压，与较早的示例反向电压为29V相比，该反向电压下降2V。在此情况下，给出的方程式给出用于转换器的阶段2的较长时间段；
-阶段2的计算时间长度可以通过使用给出的方程式dt＝(Ne/Nt)*L2*dle/(Uc-(Ne/Nt)*U)来导出。在本实施方式中，该方程式中的其它值与图2A的实施方式中的值相同，除了电压Uc，当前其具有值Uc＝U-56.5V-0.5V＝27V。该公式现在给出dt＝16.3μs，这与测量结果匹配。
在本发明的实施方式中，在第二阶段期间，在次级绕组的位置处的磁通越小，导致次级绕组中的反向电压越小，这要求在随后在初级电流和次级电流减小期间，次级绕组在第二阶段中消耗的输入功率越少。
因此，转换器的输出功率在与图2A的实施方式相比时是增大的，并且效率也提高了3-4个百分比单位。
图4示出了用于图2和3的电路的示例性控制顺序的示图。如在图4中的实施方式所示，虽然电流11的上升和放电的示例相对于脉冲G1和G2具有所指示的接通状态上升，以及在相同阶段的两个连续上升之间的中间时间，但是该实施方式并不仅限于所示的示例。在实施过程中，结合脉冲发生器G的脉冲的部件值确定上升和放电的持续时间，以及在图4中实施的三角形脉冲11之间的中间时间，即11的脉冲几何形状的细节。
图5示出了根据本发明的示例性铁磁芯F，该铁磁芯具有初级绕组L1和次级绕组L2。次级绕组L2的内径d2大于初级绕组的内径d1。
在本专利说明书中，开关模式电源转换器的其它各种部件的结构未更详细描述，因为可以使用上面的描述和本领域的技术人的通用知识来实现它们。诸如开关晶体管、芯、绕组以及独立电感器的元件中的每一个可以包括一个部件或它可由两个或若干个部件组成。部件类型已作为示例在上面提及，本领域的技术人员可以联想提供上述功能的替代部件类型。
例如，转换器电路的开关元件T1和T2可为功率半导体，诸如MOSFET或IGBT。利用脉冲发生器G的相应输出来控制开关晶体管的栅极。
图6A示出了用于转换电力的方法，其中，开关类型的电力转换器被用于该方法的实施。在该方法的实施方式中，通过脉冲G1的相应电平来控制T1断开(601)。能量被存储到L1、L2和负载中(602)。通过对应的G1阶段来控制T1闭合(603)，并且在使用T2的那些实施方式中同时通过G2来控制T2断开。能量从L1和L2被释放(604)，能量从U被添加到L2。接下来，在使用T2的那些实施方式中，通过G2来控制T2闭合(605)。如箭头所示，循环从601再次开始。在本方法的第一阶段中，转换器电路的第一初级开关T1被脉冲发生器的脉冲控制，使得第一初级开关T1根据输入电压U的脉冲G1连接到铁磁芯F的初级绕组L1。脉冲发生器G被配置和/或耦接以产生对应于T1的接通状态的脉冲，并且在两个紧接的此类脉冲之间存在与T1的断开状态相对应的脉冲电平(在这里被称为斜度(pitch))。能量被存储到L1、L2和负载中。
通过G1控制T1闭合并且同时通过G2控制T2断开。根据实施方式，在第二阶段中，能量随后从初级绕组L1被释放，该能量通过第二开关T2被引导给负载，由此初级绕组L1的电流11减小。根据本发明的实施方式，在所述初级绕组L1和/或另一个能量源的电流11减小期间，将该能量传递到初级绕组L1，以便提高次级绕组L2的转换能量的效率。
根据可替代的或补充的实施方式，在第二阶段期间，控制次级开关T2使其根据输入电压U的脉冲G2连接到铁磁芯F的次级绕组L2，以便增大从初级绕组L1释放到负载(负载、C、R)的能量，以便在第一阶段期间，将从芯F的次级绕组L2释放的能量通过第二次级开关T2引导给负载。在下一循环中，在T1被控制而断开(601)之前，T2被控制以闭合。在使用不同于T2的其它能量引导部件的那些实施方式中，电路操作遵循如在图2C中所示的实施方式，并且能量根据所实施的电路拓扑被引导给负载。
根据实施方式的变形例，斜度被设定为恒定的持续时间，但是根据实施方式的变形例，该斜度是可调节的。根据本发明的实施方式，接通状态持续时间被设定为恒定的持续时间，但是根据本发明的实施方式的变形例，该接通状态持续时间是可调节的。根据本发明的实施方式，由脉冲发生器的脉冲几何外形确定脉冲和/或斜度的持续时间，但是在此实施方式的变形例中，通过经调节用于脉冲几何外形的中间锁存器电路以及关于幅度、斜度和/或脉冲长度的细节确定。
根据本发明的实施方式，脉冲发生器可以被调节以从第一脉冲持续时间改变到另一脉冲持续时间。根据本发明的实施方式，脉冲发生器可以被用于调节以从第一斜度持续时间改变到第二斜度持续时间。
根据本发明的实施方式，G2的脉冲可以以与上面所公开的用于G1的方式相同的方式进行调节。根据实施方式，G1独立于G2进行调节。在替代或补充实施方案中，根据实施方式，G2独立于G1进行调节。根据本发明的实施方式，至少G1和G2中的至少一个的斜度或脉冲持续时间的调节是逐步的，但是根据本发明的实施方式，该调节是移动式的。G1的脉冲特性可以以此方式从第一组脉冲参数改变到第二组脉冲参数，因此有利于转换器用于不同类型的负载。根据逐步变化，可以如电子器件所允许的响应时间一样快地在不同类型的负载之间进行切换。
如在图4的示例中所示，虽然在本发明的实施方式中，就G1和/或G2的脉冲本身而言被认为作为正方形脉冲生成，即，具有急剧的上升时间和下降时间并在这两个时间之间具有基本上恒定的值电平，因此被认为按照类似的正方形脉冲几何外形，根据本发明的实施方式，脉冲发生器G或驱动G的传导中的T1和/或T2的接口锁存电路(在实施方式的变形例中，锁存器可被包含在G中)可以被数字调节以产生脉冲G1和/或G2。在一些实施方式的变形例中，T1和T2中的至少一个可以被数字信号直接驱动或用于如在图4中所示的待组合的相应G1和G2的两个成形合适的脉冲串驱动。负载可以根据数字控制信号以此方式被激励。
图6B示出了根据本发明的实施方式所实施的利用开关模式转换器转换电力的方法的实施方式的变形例。此变换器被耦接用于通过利用芯F中的不同磁通来转换电力，具有所述初级绕组L1和次级绕组L2中的至少一个的耦接被定位，和/或在距次级绕组L2和初级绕组L1的特定距离分别具有此形状或直径d1、d2，以提供不同的磁通。
根据本发明的实施方式，该方法包括：在第一阶段中，利用初级控制脉冲G1控制第一可控开关T1(611)以激励初级绕组L1以增大其电流11，从而在芯F中形成磁通。该方法包括，在所述控制脉冲G1期间，由所述初级控制脉冲G1将第一可控初级开关G1切换为接通状态(612)，以将初级绕组L1连接到输入功率。该方法还包括，在第二阶段中，在初级脉冲G1之后由输入电源P的次级脉冲G2通过在所述次级脉冲G2期间处于接通状态的第二初级开关T2来直接激励每个次级绕组L2(613)。
在本方法的实施方式中，还包括通过设定所述第一可控初级开关T1将其引导为断开状态(614)，初级绕组L1在初级脉冲G1的接通状态之间向负载(负载、R、C)释放磁通的磁能，由此初级绕组L1的电流11减小。T2的接通状态的G2的时间段可以根据与图4所示相关的实施方式来实现。在阶段611中，当T1被控制断开时，安排下一个循环开始(615)。
可以利用模拟电路(诸如ASIC电路)来实现开关模式转换器的控制功能，由此可以实现简单的具体实施方式。然而，为实现更高级的功能，数字的具体实施是优选的。在使用微控制器/处理器时，电路需要在器件中执行的合适处理器程序。为了将已知的器件或系统转换为根据本发明的设备，除了硬件更改以外，有必要在存储器装置中存储一组机器可读的指令，该指令指示微处理器执行上述的功能。将此类指令组合并存储在存储器中涉及已知的技术，在与本专利申请的教义组合时，这在本领域的技术人员的能力范围内。
上面仅描述根据本发明的解决方案的一些实施方式。根据本发明的原理本质上可以在权利要求所定义的范围的框架内进行更改，例如，通过更改具体实施和使用范围的细节。
本发明可以在用于各种目的和各种电子器件的外部和内部直流电源中使用。

Claims (22)

1.一种用于转换电力的开关模式转换器，在所述开关模式转换器中包括以下耦接件：
-铁磁芯(F)，
-在所述铁磁芯(F)上的初级绕组(L1)，
-在所述铁磁芯(F)上的次级绕组(L2)，
-第一可控初级开关(T1)，经耦接在可控初级开关(T1)被设定为接通状态时能够通过初级控制脉冲(G1)被控制，以将所述初级绕组(L1)连接到输入电源(P)以激励所述初级绕组(L1)从而增大所述初级绕组的电流(I1)，以在所述芯(F)中产生磁通，使得所述磁通增大，同时增大在所述次级绕组(L2)中的次级电流(I2)，
-第二初级开关(D1)，经耦接以将所述初级绕组(L1)连接到负载，
其中，所述次级绕组(L2)能够被控制地耦接以在所述初级绕组(L1)释放磁能时，在所述初级脉冲(G1)之后由所述输入电源(P)的次级脉冲(G2)经由可控开关(T2)直接激励所述次级绕组，
其中，为了使所述开关模式转换器以提高的效率运行，
-将所述次级绕组(L2)定位在距所述初级绕组(L1)的一定距离处，使得利用这种结构有利于在所述铁磁芯(F)中形成不等量的磁通；和/或
-所述初级绕组(L1)和所述次级绕组(L2)中的至少一个具有使所述铁磁芯(F)的所述磁通不等量的形状或直径，由于所述次级绕组(L2)的相反的电流方向减小所述磁通的生成，使得在所述次级绕组(L2)的位置处的所述磁通小。
2.根据权利要求1所述的开关模式转换器，其中，所述开关模式转换器被耦接以在第一阶段和第二阶段中转换电力，在该转换器中包括以下耦接件：
-第一可控初级开关(T1)，在所述第一阶段中经耦接以具有接通状态和断开状态，所述第一可控初级开关经耦接能够通过具有与所述初级开关(T1)的所述接通状态和所述断开状态相对应的状态的初级控制脉冲(G1)而被控制，以在开关(T1)被设定为所述接通状态时将所述初级绕组(L1)连接到所述输入电源(P)以激励所述初级绕组(L1)来增大所述初级绕组的电流(I1)从而在所述芯(F)中生成磁通，直到通过控制脉冲(G1)的断开状态将所述初级开关(T1)设定为断开状态，使得所述磁通增大，同时增大在所述次级绕组(L2)中的所述次级电流(I2)，
-第二初级开关(D1)，经耦接将所述初级绕组(L1)连接到负载，
-可控次级开关(T2)，经耦接以具有接通状态和断开状态，所述可控次级开关经耦接能够通过具有与所述次级开关(T2)的所述接通状态和所述断开状态相对应的状态的次级控制脉冲(G2)而被控制，在所述次级开关(T2)被设定为所述接通状态时，所述次级开关被耦接以将所述次级绕组(L2)连接到所述输入电源(P)，从而激励所述次级绕组(L2)，
其中，在所述第二阶段中，当所述初级脉冲(G1)的状态对应于所述初级开关(T1)的所述断开状态时，所述次级绕组(L2)被耦接以由所述输入电源(P)的所述次级控制脉冲(G2)经由直接被控制为所述接通状态的所述次级开关(T2)而被激励，当在所述第二阶段时，所述初级绕组(L1)释放磁能到所述负载中，
其中，为了使所述开关模式转换器以提高的效率运行，所述次级绕组(L2)被定位在距所述初级绕组(L1)的一定距离处，以提供在所述铁磁芯(F)中生成的不等量的磁通；和/或所述初级绕组(L1)和所述次级绕组(L2)中的至少一个具有使所述铁磁芯(F)的磁通不等量的这种形状或直径(d1，d2)，由于所述次级绕组(L2)的相反的电流方向减小了磁通的生成，使得在所述次级绕组(L2)的位置处的磁通小。
3.根据权利要求1所述的开关模式转换器，其特征在于，所述开关模式转换器包括在耦接器件(L3，C3，A3)中产生与所述次级电流(I2)相关的反向电压的反向电压器件，其中，所述反向电压器件包括下列项中的至少一个：次级电路的电感(L3)和电容器(C，C3)以及蓄能器。
4.根据权利要求1、2或3所述的开关模式转换器，其特征在于，在所述开关模式转换器中的耦接件包括：次级开关(T2)，能够被(G2)控制为将所述次级绕组(L2)设定为未被所述输入电源(P)的脉冲激励的状态，其中，所述耦接件的次级侧包括具有次级线圈自身的自感的电感(L2)，所述电感产生与所述次级电流(I2)的变化成正比的电压，所述电感包括另外的电感或者电感(L3)。
5.根据权利要求1所述的开关模式转换器，其特征在于，所述开关模式转换器包括电路(图2C)，所述电路经连接使得在第二阶段中，所述次级绕组(L2)处于未被所述输入电源(P)的脉冲激励的状态，并且在所述电路中，所述次级电路包含这种产生与在电流方向上的所述次级电流(I2)的变化成正比的电压(Us＝Ls×dls/dt)的自感Ls(L2)，然后，所述自感以与独立的输入电源的次级脉冲相似的方式作用，其中，所述电感包括在权利要求3中提及的电感。
6.根据权利要求1所述的开关模式转换器，其特征在于，在所述次级绕组(L2)侧的耦接件包括附加电压源，所述附加电压源是下列项中的至少一个：电感器(L3)、电容器(C，C3)、蓄能器(A3)。
7.根据权利要求1所述的开关模式转换器，其特征在于，所述次级电路的电感(L2)大于所述初级电路的电感(L1)。
8.根据权利要求6或7所述的开关模式转换器，其特征在于，所述次级绕组通过开关(D2)连续地连接至所述负载，并因此同时在所述初级电流(I1)和所述次级电流(I2)减小的阶段期间，这两种电流向所述负载释放能量，所述耦接件能够在没有所述次级开关(T2)的情况下选择地实施。
9.根据权利要求1所述的开关模式转换器，其特征在于，所述次级绕组(L2)侧包括附加电压源，所述附加电压源是下列项中的至少一个：电感器、电容器(C)。
10.根据权利要求7所述的开关模式转换器，其特征在于，所述次级绕组(L2)的内径(d2)与所述芯(F)的外径之间的距离大于所述初级绕组(L1)的内径(d1)与所述芯的外径之间的距离。
11.根据权利要求4所述的开关模式转换器，其特征在于，所述开关模式转换器包括与所述次级绕组(L2)串联的电感器(L3)，所述电感器(L3)与所述芯(F)隔开。
12.根据前述权利要求中任一项所述的开关模式转换器，其特征在于，所述铁磁芯(F)具有诸如环形或多边形的闭合形状。
13.根据权利要求12所述的开关模式转换器，其特征在于，所述初级绕组(L1)和所述次级绕组(L2)在所述芯(F)上具有分隔的位置，优选地位于所述芯(F)的相对侧。
14.根据权利要求1到13中的任一项所述的开关模式转换器，其中，所述初级绕组(L1)和次级绕组(L2)被布置在所述磁芯(F)上，使得所述铁磁芯(F)的磁通沿所述磁芯(F)的路径是不等量的，且在所述次级绕组(L2)的位置处的磁通小。
15.根据权利要求1到14中的任一项所述的开关模式转换器，其中，所述初级绕组(L1)和所述次级绕组(L2)的绕组被配置成使得所述次级绕组(L2)产生相反的电流方向以减小所述磁通的生成。
16.根据权利要求1到15所述的开关模式转换器，其中，所述初级绕组(L1)和所述次级绕组(L2)的绕组被配置成使得在第二阶段期间在所述次级绕组(L2)的位置处的磁通小，导致所述次级绕组(L2)中的反向电压越小，因此在所述初级电流(I1)和所述次级电流(I2)减小期间，由所述次级绕组(L2)在所述第二阶段中消耗的输入功率(P)越少。
17.根据权利要求1至16所述的开关模式转换器，其中，所述转换器进一步包括具有在所述铁磁芯(F)上的所述次级绕组(L2)的次级电路，并且所述次级电路被布置成在所述初级绕组(L1)的电流减小期间将所述次级绕组(L2)和/或另一个能量源的能量传递到所述初级绕组(L1)。
18.一种用于转换电力的开关模式转换器，包括：
-铁磁芯，
-在所述铁磁芯上的初级绕组，
-第一可控初级开关，当该开关处于接通状态时将所述初级绕组连接到输入电源，
-第二初级开关，将所述初级绕组连接到负载，
其中，通过在初级脉冲(G1)期间增大所述初级绕组的电流(I1)以在所述芯中生成磁通，从而通过初级控制脉冲(G1)来控制所述第一可控初级开关(T1)以激励所述初级绕组(L1)，并且
其中，在所述初级脉冲(G1)之间，所述初级绕组(L1)向所述负载释放所述磁通的能量，从而所述初级绕组(L1)的电流(I1)减小(I1)，
其特征在于，为了提高所述转换器的效率，所述转换器进一步包括具有在所述铁磁芯(F)上的次级绕组(L2)的次级电路，并且所述次级电路被布置成在所述初级绕组(L1)的电流(I1)减小期间将所述次级绕组(L2)和/或另一个能量源的能量传递到所述初级绕组(L1)，其中，由以下项布置所述次级电路的能量传递：
-电路(图2C)，经连接使得在第二阶段中，所述次级绕组(L2)处于未被所述输入电源的脉冲激励的状态，并且在所述电路中的所述次级电路包括这种产生在所述电流的方向上与所述次级电流的变化成正比的电压(Us＝Ls x dls/dt)的自感Ls(L2)，然后，所述自感随后以与独立的输入电源的次级脉冲相似的方式作用，其中，所述次级绕组(L2)通过开关(D2)连续地连接至所述负载，并因此同样在所述初级电流(I1)和所述次级电流(I2)减小的阶段期间，这些电流将能量释放给所述负载(负载，R，C)，所述耦接件能够在不需要所述次级开关(T2)的情况下选择地实施，或能够选择地，
-可控次级开关(T2)，经耦接以具有接通状态和断开状态，所述可控次级开关经耦接能够通过具有与初级次级开关(T2)的所述接通状态和所述断开状态对应的状态的次级控制脉冲(G2)而被控制，当开关(T2)被设定为接通状态时，所述可控次级开关被耦接以将所述次级绕组(L2)连接到输入电源(P)以将所述次级绕组(L2)激励到所述负载。
19.一种用于转换电力的方法，其中，
-第一初级开关(T1)被控制为在第一阶段将输入电压(U)的脉冲(G1)连接到铁磁芯(F)的初级绕组，
-然后，在第二阶段中，从所述初级绕组(L1)释放的能量通过第二初级开关(D1)被引导给负载，由此所述初级绕组(L1)的电流减小，
所述方法的特征在于，为了提高转换效率，在所述初级绕组(L1)的电流(I1)减小期间，次级绕组(L2)和/或另一个能量源的能量被传递到所述初级绕组(L1)。
20.一种用于转换电力的方法，其中，
-在第一阶段中控制第一可控初级开关(T1)以将输入电压(U)的脉冲(G1)连接到铁磁芯(F)的初级绕组(L1)，
-然后在第二阶段中从所述初级绕组(L1)释放能量，所述能量通过第二初级开关(T2)被引导给负载，由此所述初级绕组(L1)的电流(I1)减小，
其特征在于，
-在所述初级绕组(L1)的电流(I1)减小期间，通过将所述初级绕组(L1)和/或另一个能量源的能量传递到所述初级绕组(L1)，以便提高次级绕组(L2)的能量转换的效率。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，
-在第二阶段期间，控制第一次级开关(T2)以将输入电压(U)的脉冲(G2)连接到所述铁磁芯(F)的次级绕组(L2)，以便增大从所述初级绕组(L1)释放到所述负载的能量，并且
-在所述第一阶段期间，通过第二次级初级开关(D1)将从所述芯(F)的次级绕组(L2)所释放的能量引导到所述负载。
22.一种利用根据权利要求1至15中任一项所述的被耦接用于转换电力的开关模式转换器来转换电力的方法，
其中，所述方法包括：
-在所述第一阶段中，通过初级控制脉冲(G1)控制(515)第一可控开关(T1)以激励所述初级绕组(L1)，以增大所述初级绕组的电流(I1)，从而在所述芯(F)中生成磁通，
-在所述初级控制脉冲(G1)期间，通过所述初级控制脉冲(G1)将所述第一可控初级开关(T1)切换(512)为接通状态以将所述初级绕组(L1)连接到输入电源(P)，
-在所述初级脉冲(G1)之后的所述第二阶段中，在所述次级脉冲(G2)期间由所述输入电源(P)的所述次级脉冲(G2)经由处于接通状态的所述第二初级开关(T2)来直接激励(513)所述次级绕组(L2)，
-通过设定所述第一可控初级开关(T1)而将其引导(514)为断开状态，所述初级绕组(L1)在所述初级脉冲(G1)的接通状态之间向所述负载释放所述磁通的磁能，由此所述初级绕组(L1)的电流(I1)减小。
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