KR20160149193A - 전기적 에너지를 변환하기 위한 스위칭-모드 변환기 및 방법 - Google Patents

전기적 에너지를 변환하기 위한 스위칭-모드 변환기 및 방법 Download PDF

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피넬릭 오와이
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Abstract

본 발명은 일반적으로 전력의 스위칭-모드 변환기들에 관한 것이다. 전기적 디바이스들에게 에너지를 공급하기 위해 사용되는 많은 양의 스위칭-모드 전력 공급기들이 존재한다. 이로 인해 전력 변환의 효율을 향상시킬 필요성이 있다. 본 발명의 스위칭 모드 변환기는 2차 회로 내에 2차 권선(L2)을 가지며, 2차 권선은 제 1 국면에서 에너지를 축적하는 것과 에너지를 부하(부하, C, R)에 방출하는 것을 모두 수행하거나, 혹은 에너지를 축적하는 것만을 수행한다. 제 2 국면에서, 2차 권선(L2)은, 부하(부하, C, R)에 대한 1차 권선(L1)의 전력 방출을 증가시키기 위해, 입력 전압에 연결되고 그리고/또는 2차 회로(L2) 내의 축적된 에너지를 방출한다. 이러한 해법은 변환기의 출력 에너지 및 효율을 모두 증가시킨다.

Description

전기적 에너지를 변환하기 위한 스위칭-모드 변환기 및 방법{SWITCHED-MODE CONVERTER AND METHOD FOR CONVERTING ELECTRICAL ENERGY}
본 발명은 일반적으로 전력(electric power)의 스위칭-모드 변환기(switched-mode converters)에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 본원의 독립 청구항의 서두 부분에 개시되어 있는 것에 관한 것이다. 본 발명은 전기적 디바이스(electrical devices)의 전력 공급기(power supplies)에서 특히 유리하게 응용된다.
스위칭 전력 공급기(switching power supplies)와 같은 전력 공급기는 다양한 전자 디바이스(electronic devices)에게 직류(Direct Current, DC) 공급을 제공하기 위해 사용된다. 예를 들어, 이러한 전력 공급기들은 디바이스의 전기적 전력 입력에서 연결될 수 있고, 또는 이들은 디바이스의 특정 부분에 대한 전력을 변환할 수 있다. 전력 공급기는 오늘날 일반적으로 스위칭-모드 변환기로 구현된다. 스위칭-모드 변환기의 입력은 AC 전류 혹은 DC 전류일 수 있고, 입력/출력 전압들은 구현에 따라 다양하다. 대부분의 전자 디바이스는 동작 전력(operating power)을 제공하기 위한 스위칭-모드 전력 공급기를 가지고 있고, 이러한 스위칭-모드 변환기가 좋은 효율을 갖는 것은 필수적이다.
스위칭-모드 변환기는 하나의 국면(phase)에서 인덕터(inductor)에 에너지를 충전하기 위해 입력 전류를 사용하고, 또 하나의 다른 국면에서 그 충전된 에너지는 부하(load)로 인도된다. 이러한 동작 국면들은 높은 주파수로 스위칭된다. 스위칭 전력 공급기의 기본 구조는 전압을 증가시키는 부스트-타입 변환기(boost-type converters), 그리고 전압을 감소시키는 벅-타입 변환기(buck-type converters)를 포함한다. 부스트 타입 전력 공급기에서, 입력 전력은 인덕터를 갖는 부하로 인도되며, 이 경우 트랜지스터는 제 1 국면에서 인덕터에 에너지를 로딩(loading)하기 위해 인덕터를 입력 전압에 직접 연결하고, 제 2 국면에서 그 충전된 인덕터는 더 높은 전압을 갖는 에너지를 공급하기 위해 부하에 연결된다. 벅-타입 변환기에서, 전류는 부하 및 인덕터의 회로 내에서 연속적으로 흐른다. 트랜지스터는 입력 전압을 회로에 순차적으로 연결하고, 이에 따라 제 1 국면에서 인덕터의 에너지는 증가하며, 이는 제 2 국면에서 부하에서 사용된다.
추가적으로, 기본적인 스위칭-모드 변환기 타입들의 조합이 존재하는데, 예를 들어 공진(resonance)에 기반을 둔 변환기들, 그리고 전압을 증가시키기 위한 캐스케이드-타입(cascade-type) 변환기들이 있다. 간단한 스위칭-모드 전력 공급기는 전형적으로 70%와 90% 사이의 효율을 갖는다. 예를 들어, 부스트-타입 전력 공급기의 공칭 효율은 전형적으로 70%이고, 벅-타입 전력 공급기의 효율은 전형적으로 80-90%이다. 더 높은 효율을 갖는 전력 공급기가 또한 존재하는데, 예를 들어, 분할형-파이 타입 스위치 전력 공급기(split-pi type switch power supplies)가 있으며, 여기서 수개의 트랜지스터들은 수개의 인덕터들에 순차적으로 전력을 공급하기 위해 입력 에너지원(input energy source)을 연결하는데 사용되어 입력 전압원(input voltage source)으로부터의 전류는 거의 균일하게 된다. 이것은 전류 변화 및 전류 스파이크(current spikes)에 의해 야기되는 손실을 최소화시키며, 그리고 90%보다 더 높은 효율을 달성하는 것이 가능하다. 그러나, 이러한 해법은 더 복잡한 구조를 요구하고, 따라서 더 높은 생산 비용을 요구한다.
두 개의 문헌들(저자: Taufik Taufik, Tadeus Gunawan, Dale Dolan 및 Makbul Anwari, 제목: "Design and analysis of two-phase boost DC-DC converter", World Academy of Science, Engineering and Technology, issue 43, 2010; 그리고 저자: Mounica Ganta, Pallam Reddy Nirupa, Thimmadi Akshitha, Dr.R.Seyezhai, 제목: "Simple and Efficient Implementation of Two-Phase interleaved Boost Converter for Renewable Energy Source", International Journal of Emerging Technology and Advanced Engineering Volume 2, Issue 4, April 2012)은 두 개의 순차적으로 스위칭되는 병렬 인덕터들을 갖는 삽입형 변환기(interleaved converter)들을 개시한다. 이러한 해법은 병렬로 연결되는 다수의 부스트 변환기들에 기반을 두고 있다. 이러한 해법은 매우 작은 전력을 갖는 응용물에서는 이점을 갖지만, 다른 응용물에 대해서 이러한 기술은 적합하지 않다.
대부분의 전력 공급기는 두 개의 기본적인 변환기 구조 중 어느 하나를 사용하여 구현된다. 따라서, 전력 손실이 전기적 에너지 소비의 많은 부분을 형성한다. 추가적으로, 종래 기술의 전력 공급기의 전력 손실은 디바이스를 가열하고 디바이스의 동작 수명이 더 짧아지게 한다.
본 발명의 목적은 다양한 응용물에 대한 스위칭 전력 변환기를 제공하는 것이고, 이 경우 종래 기술의 앞서 설명된 단점은 없어지거나 감소된다. 따라서, 본 발명의 목적은 상대적으로 간단한 구조를 갖는 전력 공급기의 향상된 효율을 달성하는 것이다.
본 발명의 목적은, 변환기의 강자성 코어(ferromagnetic core) 상에 2차 권선(secondary winding)을 사용하는 것, 그리고 1차 권선(primary winding)과 2차 권선 모두를 통해 자속(magnetic flux)으로부터 부하로의 전력 방출을 증가시키기 위해서 두 개의 국면에서 2차 권선을 제어하는 것에 의해 달성된다.
더 구체적으로 살펴보면, 본 발명의 목적은 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기를 제공함으로써 달성되며, 이러한 스위칭 모드 변환기는,
- 강자성 코어,
- 강자성 코어 상의 1차 권선,
- 스위치의 상태가 온(ON) 상태일 때 1차 권선을 입력 전력에 연결하는 제1의 제어가능한 1차 스위치(first controllable primary switch),
- 1차 권선을 부하에 연결하는 제2의 1차 스위치(second primary switch)를 포함하고,
여기서, 제1의 제어가능한 1차 스위치는 1차 제어 펄스(primary control pulse)들로 제어되어 1차 펄스 동안 1차 권선의 전류를 증가시킴으로써 1차 권선에 에너지가 공급되게 하고 코어 내의 자속이 생성되게 하며,
1차 펄스들 사이에서, 1차 권선이 자속의 에너지를 부하에 방출하여 1차 권선의 전류가 감소하게 되며,
변환기의 효율을 향상시키기 위해, 변환기는 또한, 강자성 코어 상에 2차 권선을 갖는 2차 회로(secondary circuit)를 더 포함하고, 2차 회로는 1차 권선의 전류의 상기 감소 동안 2차 권선 및/또는 또 하나의 다른 에너지원(energy source)의 에너지를 1차 권선으로 전달하도록 구성되는 특징이 있다. 실시예에 따르면, 이것은 2차 권선의 위치에서의 자속이 1차 권선의 위치에서의 자속보다 더 작은 그러한 상황, 그리고/또는 2차 권선의 전체 전류가 1차 권선의 전체 전류보다 더 적은 그러한 상황에 있는 것이다.
본 발명은 또한 전력을 변환하기 위한 방법에 관한 것이며, 이 경우,
- 제 1 국면에서, 제1의 1차 스위치가 제어되어 입력 전압의 펄스가 강자성 코어의 1차 권선에 연결되고,
- 이후, 제 2 국면에서, 1차 권선으로부터의 방출된 에너지가 제2의 1차 스위치를 통해 부하로 인도되어 1차 권선의 전류가 감소되고,
이러한 방법은 변환의 효율을 향상시키기 위해서, 1차 권선의 전류의 상기 감소 동안 2차 권선 및/또는 또 하나의 다른 에너지원의 에너지가 1차 권선으로 전달되는 특징이 있다.
본 발명에 따르면, 제 1 국면 및 제 2 국면에서 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기는, 그 결합(coupling)에서,
- 강자성 코어,
- 강자성 코어 상의 1차 권선,
- 강자성 코어 상의 2차 권선,
- 제1의 제어가능한 1차 스위치,
- 제어가능한 2차 스위치를 포함하고,
여기서, 제1의 제어가능한 1차 스위치는, 상기 제 1 국면에서, 온(ON) 상태 및 오프(OFF) 상태를 갖도록 결합되고, 상기 1차 스위치의 상기 온 상태 및 상기 오프 상태에 대응하는 상태들을 갖는 1차 제어 펄스들과 제어가능하게 결합되어, 스위치가 온 상태로 설정되는 경우 1차 권선을 입력 전력에 연결하고, 1차 권선에 에너지가 공급되어 1차 권선의 전류가 증가되고, 제어 펄스의 오프 상태에 의해 1차 스위치가 오프 상태로 설정되기까지 코어 내에 자속이 생성되어 자속의 증가가 또한 2차 권선 내의 2차 전류를 증가시키게 되며,
제어가능한 2차 스위치는, 온 상태 및 오프 상태를 갖도록 결합되고, 상기 온 상태 및 상기 오프 상태에 대응하는 상태들을 갖는 2차 제어 펄스들과 제어가능하게 결합되고, 스위치가 온 상태로 설정되는 경우 2차 권선을 입력 전력에 연결하도록 결합되어, 부하에 대한 2차 권선에 에너지가 공급되며,
제 2 국면에서, 상기 2차 권선은 1차 권선이 상기 제 2 국면에서 자기적 에너지(magnetic energy)를 강자성 코어에 방출하고 있는 경우, 1차 펄스의 상태가 상기 1차 스위치의 오프 상태에 대응할 때 바로 온 상태로 제어되는 2차 스위치를 통해 입력 전력의 상기 2차 제어 펄스들에 의해 에너지를 공급받도록 결합되며,
변환기가, 향상된 효율로 동작되게 하기 위해서, 강자성 코어 내에서 발전(develop)될 불균등한 자속(unequal magnetic flux)을 제공하도록 상기 2차 권선은 1차 권선으로부터 일정 거리만큼 떨어져 위치하고, 그리고/또는 상기 1차 권선과 상기 2차 권선 중 적어도 하나는, 자속의 성장을 감소시키는 2차 권선의 정반대 전류 방향(opposite current direction) 때문에, 강자성 코어의 자속이 2차 권선의 위치에서 더 작은 불균등이 일어나게 하는 그러한 형상 혹은 직경을 갖는다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기는, 결합에서, 2차 전류와 관련된 반대 극성(opposite polarity)에 결합되어 2차 회로 내에 역전압(counter voltage)을 생성하도록 결합됨으로서 역전압을 생성하기 위한 수단을 포함하고, 이러한 역전압 수단은 2차 회로의 인덕턴스(inductance), 커패시터(capacitor), 및 축적기(accumulator) 중 적어도 하나를 포함한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기는, 결합에서, 2차 권선을 입력 전력의 펄스들에 의해 에너지가 공급되지 않는 상태로 제어가능하게 설정하기 위한 2차 스위치를 포함하고, 여기서 결합의 2차측(secondary side)은 자기-인덕턴스(self-inductance)를 갖는 인덕턴스를 포함하고, 이러한 자기-인덕턴스는 2차 전류 변화에 비례하는 전압을 발생시키고, 상기 인덕턴스는 추가 인덕턴스이거나 혹은 본 발명에 따른 실시예에서의 인덕턴스이다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기에서, 2차 권선측(secondary winding side)에서의 결합은 추가적인 전압원을 포함하고, 이러한 추가적인 전압원은 인덕터, 커패시터, 축적기 중 적어도 하나이다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기에서, 2차 회로의 인덕턴스는 1차 회로의 인덕턴스보다 더 크다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기에서, 2차 권선은 스위칭 요소(switching component)로 부하에 계속 결합되고, 이에 따라 1차 전류 및 2차 전류의 감소 국면 동안 이러한 전류들이 부하에 에너지를 방출하는 그러한 방식으로 또한 결합되며, 결합은 2차 스위치 없이 구현된다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기에서, 2차 권선의 안쪽 직경(inner diameter)과 코어의 바깥쪽 직경(outer diameter) 간의 거리는 1차 권선의 안쪽 직경과 코어의 바깥쪽 직경 간의 거리보다 더 크다.
본 발명의 실시예에 따르면, 일 실시예에 따른 스위칭 모드 변환기에서, 2차 권선과 직렬로 연결되는 인덕터가 포함되고, 상기 인덕터는 상기 코어로부터 분리되어 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 일 실시예에 따른 스위칭 모드 변환기는 폐쇄된 형상(closed shape)을 갖는 그러한 강자성 코어를 구비한다. 일 실시예에 따르면, 강자성 코어는 토로이드(toroid), 다각형(polygon), 혹은 포트-코어(pot-core)의 형상을 갖는다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기에서, 1차 권선과 2차 권선은 코어 상에서 분리된 위치를 갖고, 바람직하게는 코어의 대향하는 양편에 위치한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기에서, 1차 권선과 2차 권선은 강자성 코어의 자속이 자성 코어의 경로를 따라 불균등하게 되어 2차 권선의 위치 상에서 더 작은 불균등이 일어나도록 자성 코어 상에 정렬된다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기에서, 상기 1차 권선들과 2차 권선들은 2차 권선에서 일어나는 정반대 전류 방향이 자속의 성장을 감소시키도록 제조된다.
본 발명의 실시예에 따르면, 스위칭 모드 변환기에서, 상기 1차 권선들과 2차 권선들은 제 2 국면 동안 2차 권선의 위치에서의 더 작은 자속이 2차 권선에서 더 작은 역전압을 유도(induce)하여 결과적으로 제 2 국면에서 1차 전류 및 2차 전류의 감소 동안 2차 권선에 의해 더 적은 입력 전력이 소비되도록 제조된다.
본 발명의 실시예에 따르면, 일 실시예에 따른 스위칭 모드 변환기에서, 변환기는 또한, 강자성 코어 상에 2차 권선을 갖는 2차 회로를 포함하고, 2차 회로는 1차 권선의 전류의 상기 감소 동안 2차 권선 및/또는 또 하나의 다른 에너지원의 에너지를 1차 권선으로 전달하도록 구성된다.
본 발명의 실시예에 따른 전력을 변환하기 위한 방법은,
- 제 1 국면에서, 제1의 1차 스위치가 제어되어 입력 전압의 펄스가 강자성 코어의 1차 권선에 연결되는 것과,
- 이후, 제 2 국면에서, 1차 권선으로부터의 방출 에너지가 제2의 1차 스위치를 통해 부하로 인도되어 1차 권선의 전류가 감소되는 것을 포함하고,
- 2차 권선의 변환 에너지의 효율을 향상시키기 위해서, 1차 권선의 전류의 상기 감소 동안 1차 권선 및/또는 또 하나의 다른 에너지원으로 에너지가 전달되는 특징이 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 전력을 변환하기 위한 방법은,
- 제 2 국면 동안, 1차 권선으로부터 부하로의 에너지의 방출을 증가시키기 위해 제1의 2차 스위치를 제어하여 입력 전압의 펄스가 강자성 코어의 2차 권선에 연결되게 하는 것과, 그리고
- 제 1 국면 동안, 코어의 2차 권선으로부터의 방출된 에너지를 제2의 2차 스위치를 통해 부하로 인도하는 것을 포함한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 코어 내의 불균등한 자속의 이용을 통해 전력을 변환하기 위해 결합되는 것으로서 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 변환기로 전력을 변환하는 방법이 제공되며, 그 결합에는 상기 1차 권선과 2차 권선 중 적어도 하나가 구비되고, 이들 권선들은 불균등한 자속을 제공하기 위해 2차 권선 및 1차 권선으로부터 일정 거리만큼 각각 떨어져 위치하고 그리고/또는 그러한 형상 혹은 직경을 가지며, 이러한 방법은,
- 제 1 국면에서 1차 제어 펄스들로 제1의 제어가능한 스위치를 제어하여 1차 권선에 에너지가 공급되고 1차 권선의 전류가 증가되어 코어 내에 자속이 생성되게 하는 것과,
- 상기 1차 제어 펄스들에 의해 제1의 제어가능한 1차 스위치를 온 상태로 스위칭시켜 상기 제어 펄스 동안 1차 권선이 입력 전력에 연결되게 하는 것과,
- 1차 펄스 직후 제 2 국면에서 입력 전력의 2차 펄스들에 의해서 상기 2차 펄스들 동안 온 상태에 있는 제2의 스위치를 통해 2차 권선에 에너지를 공급하는 것과,
- 상기 제1의 제어가능한 1차 스위치를 오프 상태로 설정함으로써, 1차 권선으로 하여금 1차 펄스들의 온 상태들 사이에서 자속의 자기적 에너지를 부하에 방출하도록(그럼으로써 1차 권선의 전류가 감소하게) 지시하는 것을 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 2차 회로의 인덕턴스는 1차 회로의 인덕턴스보다 더 크다. 2차 회로의 인덕턴스를 증가시키기 위한 두 가지 주된 실시예들이 존재한다. 일 실시예에서, 2차 권선의 안쪽 직경과 코어의 바깥쪽 직경 간의 거리는 1차 권선의 안쪽 직경과 코어의 바깥쪽 직경 간의 거리보다 더 크다. 따라서, 2차 권선의 인덕턴스는 권선의 안쪽 직경의 증가에 의해 증가된다. 또 하나의 다른 실시예에서, 2차 권선과 직렬로 연결되는 인덕터가 존재하고, 상기 인덕터는 상기 코어로부터 분리되어 있다. 만약 분리된 인덕터가 사용된다면, 2차 권선의 더 큰 안쪽 직경을 사용할 필요가 없다. 하지만, 이러한 두 개의 실시예들의 조합을 사용하여 2차 권선의 더 큰 직경, 뿐만 아니라 2차 회로에서의 분리된 직렬 인덕터를 모두 구비하는 것이 또한 가능하다.
본 발명의 하나의 다른 실시예에 따르면, 강자성 코어는 토로이드 혹은 다각형과 같은 폐쇄된 형상을 갖는다. 1차 권선과 2차 권선은 바람직하게는 코어 상에서 분리된 위치에 배치된다. 이것은 권선들의 위치에서 코어 내의 자속의 불균등한 값을 달성하기 위해 이로운 것이다. 1차 권선과 2차 권선은 바람직하게는 권선들의 위치에서 자속의 값들 간의 큰 차이가 달성되도록 하기 위해 코어의 대향하는 양편에 위치한다.
본 발명의 일부 바람직한 실시예들이 종속 청구항에서 기술된다.
본 발명은 종래 기술의 해법들보다 상당히 많은 장점들을 갖는다. 전력 변환기의 효율은 필수적인 양으로 증가되고, 이것은 에너지의 사용을 절약한다. 이것은 개별 사용자들에게 혜택을 주며, 뿐만 아니라 전체적 규모로 혜택을 준다.
본 발명에 따른 스위칭 모드 변환기는 작은 수의 전력 요소들 및 제어 요소들로 구현될 수 있고, 그럼으로써 회로는 경제적으로 생산될 수 있게 된다.
본 특허 출원서에서, "펄스(pulse)"는 바람직하게는 실질적으로 직사각형 형상의 펄스를 의미하기 위해 사용되지만, 이것은 대안적으로 사인(sine)-형상과 같은 다른 형상의 펄스를 의미할 수 있다.
본 발명의 설명된 이점들 및 다른 이점들은 첨부되는 도면들을 참조함으로써, 그리고 다음의 상세한 설명으로부터 명백하게 될 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 전형적인 벅-부스트-타입 스위칭-모드 전력 공급기의 회로도를 예시한다.
도 2a는 본 발명에 따른 예시적인 스위칭 모드 전력 변환기의 회로도를 예시하며, 여기서 2차 회로의 인덕턴스는 2차 권선의 커진 안쪽 직경을 사용함으로써 증가되어 있다.
도 2b는 본 발명에 따른 예시적인 스위칭 모드 전력 변환기의 회로도를 예시하며, 여기서 2차 회로의 인덕턴스는 분리된 직렬 인덕터를 사용함으로써 증가되어 있다.
도 2c는 본 발명에 따른 예시적인 스위칭 모드 전력 변환기의 회로도를 예시하며, 여기서 2차 회로는 2차 회로를 전력원(power source)에 연결하기 위한 능동적으로 제어되는 스위치를 갖고 있지 않다.
도 3은 본 발명에 따른 예시적인 스위칭 모드 전력 변환기의 회로도를 예시하며, 여기서 부하는 제어가능한 스위치들과 동일한 고정 전위에 결합되어 있다.
도 4는 도 2 및 도 3의 회로들에 대한 예시적인 제어 시퀀스(control sequence)의 도면을 예시한다.
도 5는 본 발명에 따른 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 예시적인 강자성 코어를 예시하며, 여기서 2차 권선의 안쪽 직경은 2차 권선의 안쪽 직경보다 더 크다.
도 6a 및 도 6b는 전기를 변환하기 위한 방법의 본 발명의 예시적인 실시예를 예시한다.
본 발명의 새로운 특징들의 이해를 위해, 먼저 도 1을 참조하여 종래 기술의 스위칭-모드 전력 공급기의 기능이 설명되고, 그 다음에 도 2 내지 도 6b를 참조하여 본 발명의 예시적인 실시예들의 기능이 설명된다.
도 1은 벅-부스트-타입의 기본적인 스위칭 모드 전력 공급기를 제공하기 위한 종래 기술에 따른 예시적인 회로를 예시한다. 회로는 강자성 코어 둘레로 감긴 인덕터 권선(L)을 갖는다. 커패시터(CP)는 입력 전력원의 입력 전압(U)으로 충전된다. 커패시터(CP)는 스위칭 트랜지스터(T)로 인덕터(L)에 결합된다. 트랜지스터는 펄스 발생기(G)로부터 제공되는 예를 들어, 10 μs 길이의 짧은 펄스들을 통해 온 상태로 제어된다. 따라서, 트랜지스터는 커패시터(CP)로부터의 짧은 전류 펄스들을 인덕터(L)에 연결한다. 트랜지스터(T)의 오프 상태 동안, 인덕터(L)의 에너지는 다이오드 스위치(D1)를 통해 부하 커패시터(C) 및 부하(R)로 인도된다. 다이오드 스위치들은 커패시터(C)에 충전된 에너지가 인덕터 혹은 입력 전력원으로 방전되는 것을 방지한다.
회로의 효율은 특정 기간 동안 입력 전력원(P)에 의해 공급된 에너지로 부하(R)에 가해진 에너지를 나눔으로써 계산된다. 이러한 기본적인 회로의 효율은 평균 길이가 약 200 mm인 코어에 대해 대략 80%이다. 도 1의 회로는 다음과 같은 데이터를 가지고 본원의 출원인에 의해 테스트되었다.
U = 30 V
Iu = 0,038 ... 0,040 A
Pin = U*Iin = 1,17 +/- 0,03 W
Uc = 30,11 V
Ic = 0,030 A
Pout = Uc*Ic = 0,903 W
η = Pout / Pin = 77,2 %
기호의 의미는 다음과 같다.
U = 입력 전압
Iu = 1차 전류
Pin = 전력원으로부터 변환기로 공급되는 전력
Uc = 1차 권선에 의해 공급되는 전압
Ic = 부하 전류
Pout = 부하에 대한 전력
η = 변환기의 효율
따라서, 측정은 이러한 종래 기술의 회로의 효율이 77,2 %임을 보여준다.
도 2a는 본 발명에 따른 예시적인 스위칭 모드 변환기 회로를 예시한다. 변환기의 1차 회로는 종래 기술의 회로와 유사한다. 1차 회로는 강자성 코어 둘레로 감긴 인덕터 권선(L)을 갖는다. 커패시터(CP)는 입력 전력원(P)의 입력 전압(U)으로 충전된다. 커패시터(CP)는 스위칭 트랜지스터(T1)로 인덕터(L1)에 결합된다. 트랜지스터는 펄스 발생기(G)로부터 제공되는 예를 들어, 10 μs 길이의 짧은 펄스들(G1)을 통해 온 상태로 제어된다. 따라서, 트랜지스터는 커패시터(CP)로부터의 짧은 전류 펄스들을 인덕터(L)에 연결한다. 트랜지스터(T)의 오프 상태 동안, 인덕터(L)의 에너지는 다이오드 스위치(D1)를 통해 부하 커패시터(C) 및 부하(R)로 인도된다. 다이오드 스위치는 커패시터(C)에 충전된 에너지가 인덕터 혹은 입력 전력원으로 방전되는 것을 방지한다.
강자성 코어는 2차 인덕터 권선(L2)을 갖는다. 2차 권선은 코어 둘레로 바싹 붙어 감긴 것이 아니며, 권선은 코어의 바깥쪽 직경보다 더 큰 안쪽 직경을 갖고, 따라서 코어와 2차 권선 사이에는 비-강자성 공간(non-ferromagnetic space)이 남게된다. 2차 권선은 다이오드(D2)로 부하에 연결되며, 다이오드(D2)는 전기적 에너지가 2차 권선으로부터 부하로는 흐를 수 있게 하지만 그 반대로는 흐를 수 없게 한다. 회로는 2차 권선(L2)의 하나의 말단을 입력 전력원으로 또한 스위칭시키기 위한 또 하나의 다른 스위칭 트랜지스터(T2)를 갖는다. 2차 권선의 두 번째 말단은 입력 전력원에 연결된다. 따라서, 1차 회로와 2차 회로는 대칭(symmetric)이다.
스위칭 트랜지스터들(T1 및 T2)은 연속적인 펄스들로 제어되고, 이러한 펄스들은 먼저 제 1 국면에서 짧은 기간 동안 트랜지스터(T1)를 온 상태로 스위칭시킨다. 1차 트랜지스터(T1)가 오프 상태로 다시 스위칭된 이후, 제 2 국면에서 제 2 트랜지스터(T2)가 10...13 μs와 같은 짧은 기간 동안 온 상태로 스위칭된다. 제 1 국면에서, 2차 권선은 전기적 에너지를 다이오드 스위치(D2)를 통해 부하에 방출한다. 제 2 국면에서, 2차 권선은 입력 전압에 연결되고, 이것은 제 1 권선으로부터 부하로의 에너지의 방출을 증가시킨다.
도 4는 예시적인 제어 시퀀스를 예시한다. G1은 1차 스위치의 제어 펄스이고, G2는 2차 스위치의 제어 신호이다. I1은 1차 권선의 전류이다. 제 1 국면에서, 1차 스위치가 G1 제어 신호에 의해 온 상태로 스위칭되는 경우, 1차 권선의 전류는 입력 전압 및 1차 권선의 인덕턴스에 따라 증가한다. 제 1 국면 동안 에너지는 2차 권선(L2)을 통해 부분적으로 부하로 흐른다.
제 2 국면에서, 1차 스위치는 신호(G1)에 의해 오프 상태로 제어되고, 2차 스위치는 짧은 기간 동안 신호(G2)에 의해 온 상태로 제어된다. 따라서, 2차 권선은 입력 전압에 연결된다. 1차 권선의 전류는 감소하지만, 2차 권선 내의 전압의 영향으로 인해 더 느린 속도(pace)를 갖는다. 1차 권선의 전류가 더 느리게 감소되면서, 에너지는 더 오랜 시간 동안 1차 권선으로부터 부하로 흐르고 아울러 더 많은 양의 에너지가 부하로 흐른다. 이러한 방식으로, 증가된 출력 전력이 달성되고, 뿐만 아니라 효율이 증가한다. 그 다음에, 펄스들(G1 및 G2), 뿐만 아니라 제 1 국면 및 제 2 국면이 일정 간격으로 반복된다.
측정에 의해 보여지는 바와 같이, 2차 회로의 발명적 사용은 변환기의 전력 출력, 뿐만 아니라 효율을 모두 증가시킨다. 예시적 회로의 측정에서, 다음과 같은 값들이 존재했다.
U = Ut = 30 V
Ne = 25
Nt = 38
Iin = 0,105 A
Pin = Ue*Iin = 3,15 W
Uc = 28,03 ... 28,22 V
Ic = 0,104 A
Pout = Uc*Iin = 2,925 W +/- 0,01 W
η = Pout / Pin = 92,8 %
기호의 의미는 다음과 같다.
U = 입력 전압
Ut = 2차 권선의 전압
Ne 및 Nt는 각각 1차 권선에서의 권선수 및 2차 권선에서의 권선수임
Iin = 전력원으로부터 변환기로 공급되는 전류
Pin = 전력원으로부터 변환기로 공급되는 전력
Uc = 1차 권선에 의해 공급되는 전압
Ic = 부하 전류
Pout = 부하에 대한 전력
η = 변환기의 효율
측정에 의해 보여지는 바와 같이, 효율은 92,8 %이고, 이것은 도 1에서의 종래 기술의 회로와 비교해 본질적으로 더 높다.
앞서의 예를 더 상세히 검토함으로써 기능의 원리가 다음과 같이 설명된다. 이러한 예에 있어서, 강자성 코어는 두 개의 U자-형상의 반쪽부분들로 제조되는데, 이들 반쪽부분들은 폐쇄된 자기 회로(closed magnetic circuit)가 되도록 부착된다. 코어의 직경은 17 mm이고, 코어의 평균 길이는 200 mm이다. 코어는 1차 권선(L1)을 가지며, 1차 권선은 Ne=25의 권수(turns)를 갖는다. 2차 권선은 1차 권선에 대향하여 코어 상에 위치한다. 2차 권선은 Nt=38의 권수를 가지고, 2차 권선의 직경(d2)은 100 mm이며, 권선의 원통형 길이는 예를 들어, 25 mm ... 35 mm일 수 있다. 25 mm의 길이를 갖는 경우, 권선은 L2 = 200 μH의 인덕턴스를 갖고, 35 mm의 길이를 갖는 경우, 권선의 인덕턴스는 L2 = 170 μH이다. 이전의 예에서는 170 μH의 코일(coil)이 사용되었는데, 반면 다음의 예에서는 200 μH의 코일이 사용된다. 국면 1에서의 dI/dt의 값은 약간 더 작지만, 이들은 모두 효율에 있어 동일한 향상을 제공한다.
제 1 국면에서, 10 μs의 펄스가 1차 권선에 공급되고, 이것은 2차 권선으로 하여금 부하에 전류를 공급하도록 한다. 제 2 국면에서, 1차 권선의 전류는 부하에 공급되고, 이와 동시에 2차 권선은 입력 전압(U)에 연결된다. 만약 스위치들, 자성 코어 및 권선들이 손실 없이 동작하게 되고 U = Uc가 된다면, 제 1 국면과 제 2 국면은 동등하게 길게 되고, 제 1 국면에서 1차 권선에 의해 전압 입력으로부터 획득된 에너지는 제 2 국면 동안 부하에 공급되는 것과 동일하게 될 것이다. 또한, 2차 권선은 제 2 국면 동안 획득한 양만큼의 전류를 제 1 국면 동안 부하에 공급한다. 실제로는, 구성요소들이 손실을 갖고, 또한 제 2 국면은 제 1 국면보다 더 짧다. 하지만, 이상적인 변압기(transformer)에서, 곱셈값 Ne*Ie와 Nt*It는 거의 동일한데, 앞서의 구성의 경우 이러한 곱셈값들에서 큰 차이가 있음이 측정될 수 있다(Ne*Ie는 Nt*It보다 현저하게 더 큼). 이러한 측정은 전형적으로 Ne * Ie = 25 * 0,9 A = 22,5 A 그리고 Nt * It = 38 * 0,45 A = 17,1 A, 따라서 그 관련식은 Ne*Ie / Nt*It = 1,32, 혹은 Ne*Ie = 1,32Nt*It임을 보여준다.
1차 권선과 2차 권선의 큰 전류 차이는 다음과 같은 방식으로 영향을 미친다. 만약 전압들 U와 Uc가 같다면, 2차 권선은 국면 1 동안 부하에 더 적은 전류를 공급하지만, 국면 2에서 또한 동등하게 더 적은 전력을 획득하고, 효율에서 어떠한 증가도 보이지 않는다. 이제, 만약 국면 2가 하나의 방식 혹은 다른 방식으로 더 길게 된다면, 2차 권선은 더 오랜 기간 동안 더 높은 1차 전류를 이것이 제로(zero)를 향해 감소하는 경우 유지하게 된다. 이러한 경우에, 2차 전류는 공식 Pt = U * It에 따라 전력을 획득하지만, 1차 전류는 Pe = Uc * Ie에 따라 부하에 전력을 공급한다. 여기서 Nt*It는 현재 Ne*Ie보다 승수(multiplier) 1,32만큼 더 적다. 1차 권선의 권수가 25이고 2차 권선의 권수가 38이어서 이들의 관계값이 0,658이기 때문에, 국면 2에서 2차 권선에 가해지는 전압은 이러한 관계값에 의해 1차 권선에 영향을 미치는데, 그러나 하지만, 2차 전류는 이러한 양만큼 더 작지 않고 대신 0,658/1,32 배만큼 더 작은바, 즉 전류 차이로 인해 0,6 A 대신에 0,45 A이다. 이에 따라, 국면 2에서 더 적은 전력이 획득되고, 이것은 국면 2가 국면 1보다 더 길어진다면 효율을 향상시킨다. 하지만, 국면 2의 더 긴 기간에서 효율 향상을 제거하기 시작하는 역전압이 또한 존재한다. T2가 전압을 2차 권선으로 스위칭시키자마자, 2차 권선 내의 전압은 전류 차이를 감소시키기 시작하고, 그리고 국면 2가 더 길면 길수록 국면 2에서의 역효과(counter effect)도 더 커지게 된다.
Uc가 U보다 더 작고, 또한 국면 2가 국면 1보다 더 긴 앞서의 예에 추가하여, Uc가 U와 동등하거나 더 큰 경우에도 효율에서의 향상이 또한 달성될 수 있다. 후자의 경우에 있어서, 국면 2는 국면 1보다 더 짧게 되지만, 또한 이러한 경우 2차 권선 내의 전체 전류 Nt*It는 Ne*Ie와 비교하여 앞서 언급된 승수만큼 더 작고, 이것은 짧은 기간 동안 2차 전류에 의해 커패시터 전압(U)으로부터 더 적은 에너지, 그리고 이에 따른 향상된 효율을 의미한다. 다른 구성에 의해 동일한 효과가 또한 달성될 수 있다. 예를 들어, 만약 2차 전류 회로가 충분한 자체 인덕턴스를 포함한다면, 이러한 인덕턴스의 에너지는 커패시터 전압(U)과 유사한 2차 권선에 대한 순방향 전압을 제공하고, 2차 전류는 향상된 효율로 제 2 국면에서 또한 부하 커패시터로 지향될 수 있다. 이러한 예는 본 출원의 다른 부분에서 더 상세히 설명된다.
앞서의 효과를 예시하기 위해, 실제적인 예의 계산이 제시된다. 국면 2가 더 길어지게 하기 위해 전압(Uc)이 30 V로부터 29 V(이것은 커패시터 전압 28,5 V와 스위치 강하 전압 0,5 V의 합임)로 감소되는데, 이는 전압(Uc)에서의 3,3 % 감소를 나타낸다. 이러한 감소는 1차 전류 및 2차 전류를 약간 증가시키지만, 대부분의 경우 다른 설정에 따라 이상적인 10 μs로부터 최대 12,5 μs까지 국면 2의 시간을 증가시키며, 이것은 게 2 국면에서 전력 출력에서의 25% 증가를 의미한다.
1차 권선의 권선수와 2차 권선의 권선수의 관계값이 25/38 = 0,658인 경우, 제 2 국면의 시간 동안 다음과 같은 계산 공식이 도출될 수 있다: dT2 = 0,658 * L2 * dIe / (Uc - 0,658 * U) = 0,658 * 200 * 0,9 / (28,5 + 0,5 - 0,658 * 30) = 12,8 μs. 이와 같은 공식에서의 주요 인자들이 1차 권선 권수와 2차 권선 권수의 비율 및 2차 권선 인덕턴스라는 점, 그리고 측정된 결과를 상대적으로 양호하게 따르고 있다는 점을 고려하면, 이러한 계산 결과는 또한 효과 설명의 신뢰성을 지원한다. 구성의 다수의 손실 인자들이 공식에 포함되지 않았고 이로 인해 계산의 결과가 측정된 값보다 더 클 수 있음에 유의해야 한다.
도 2b는 본 발명에 따른 또 하나의 다른 예시적인 스위칭 모드 변환기 회로를 예시한다. 이러한 실시예는 2차 회로의 유도성 요소들을 제외하고는 도 2a의 실시예와 유사하다. 이러한 실시예에서, 2차 회로의 인덕턴스는 분리된 인덕터(L3)로 증가되며, 분리된 인덕터(L3)는 2차 권선(L2)과 직렬로 연결된다. 이러한 실시예에서, 2차 권선(L2)은 1차 권선(L1)과 동일한 인덕턴스 및 동일한 안쪽 직경을 가질 수 있는데, 왜냐하면, 2차 회로의 인덕턴스가 분리된 인덕터(L3)로 증가되어 있기 때문이다. 2차 회로의 인덕턴스는 2차 권선(L2)의 인덕턴스 및 분리된 인덕터(L3)의 인덕턴스의 합(sum)이고, 이에 따라 2차 회로의 이러한 합쳐진 인덕턴스는 1차 회로의 인덕턴스보다 반드시 더 커지게 되어 있다. 이러한 실시예의 효율은 도 2a의 실시예에 대해서와 유사한 방식으로 결정될 수 있지만, 2차 권선의 인덕턴스 값을 사용하는 대신 2차 권선의 인덕턴스 및 분리된 인덕터의 인덕턴스의 합산 값을 사용할 필요가 있다.
따라서, 2차 회로의 인덕턴스를 증가시키는 두 가지 주된 방식이 있는데, 하나는 도 2a의 실시예에서 적용된 바와 같은 2차 권선의 직경을 증가시키는 것이고, 다른 하나는 도 2b의 실시예에서 적용된 바와 같은 분리된 직렬 인덕터를 사용하는 것이다. 하지만, 이러한 두 가지 방식의 조합을 사용하여 2차 회로의 인덕턴스를 증가시키는 것이 또한 가능한데, 즉 증가된 직경 및 분리된 직렬 인덕터를 모두 갖는 2차 권선(L2)을 사용하는 것이 또한 가능하다.
본 발명의 실시예에 따르면, 추가적인 전압원이 구성요소 토폴로지(component topology)에 있어서 인덕턴스(L3)에 위치한다. 실시예들의 하나의 총체적 형태에 따르면, 전압원은 인덕터(L3), 커패시터(C3), 축적기(A3)를 포함하는 그룹 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 점선은 실시예들에서 조합체들 간의 선택사항(optionality)을 예시한다. 다른 실시예에 따르면, 도 2b에서 표시되는 추가적인 전압원은 도 2b 및 그 수반되는 기재에서 표시된 바와 같이 도 2c에서도 유사하게 구현될 수 있다. 예시되는 실시예들에 근거하는 경우, 비록 병렬로 결합되는 다중-구성요소가 그룹을 이루는 예시적 실시예가 제시되고 있지만, 본 발명의 기술분야에서 숙련된 사람은 직렬로 결합되는 구성요소들을 포함하는 이러한 구성요소들(L3, C3, A3)의 다른 토폴로지를 제공할 수 있다. 부가적으로, 표시된 위치에 대한 결합에 대해 리액턴스(reactance)를 맞추기 위해 저항성 요소들이 추가적으로 사용될 수 있다.
도 2c는 또 다른 예시적인 스위칭 모드 전력 변환기의 회로도를 예시한다. 이러한 실시예는 2차 권선이 전력원에 제어가능한 스위치로 연결되지 않은 것을 제외하고는 도 2a의 실시예와 유사하다. 대신에, 2차 권선은 단지 다이오드(D2)를 통해서 부하에 연결된다. 효율에서의 증가가 도 2a의 실시예에서만큼 크게 높지는 않지만, 이러한 회로는 더 적은 수의 구성요소들을 가지며 일부 전력 공급기 응용에서 유용할 수 있다. 본 발명의 실시예에 따르면, 인덕터(L3), 커패시터(C3) 및 축적기(A3)를 포함하는 그룹 중 적어도 하나를 포함하는 추가적인 전압원이 2차 스위치(T2)에 대한 대안으로서 혹은 보충으로서 구현 회로에 부가될 수 있다. 이러한 추가적인 전압원들에 대한 가능한 위치들이 단일의 추가적인 전압원들 혹은 그 조합들에 대한 예시된 대안예들을 통해 예시된다. 도 2c에서 결합들의 대안적 특징이 점선에 의해 표시된다. 상이한 위치에서 대안적 구성요소들에 대해 동일한 기호들이 사용되고 있지만, 이러한 예가 구성요소 값들을 오로지 동일한 값으로만 한정하는 것은 아니다.
도 3은 본 발명에 따른 또 다른 예시적인 스위칭 모드 전력 변환기의 회로도를 예시한다. 이러한 실시예에서, 부하의 두 개의 단자들 중 하나는 제어가능한 스위치들(T1 및 T2)과 동일한 고정 극성에 결합된다. 도 2a 및 도 2b의 실시예들에서, 부하 단자는 권선들(L1 및 L2)과 동일한 고정 전위에 결합된다. 도 3의 실시예에서, 입력 전압(U)은, 에너지가 부하로 전달될 때, 권선들(L1 및 L2)의 전압에 부가된다. 따라서, 에너지는 또한 변환기의 국면 1과 국면 2 모든 국면 동안 입력 전력원으로부터 부하로 전달된다:
- 국면 1에서, 부하 전압 -Uc = -57 V 및 입력 전압 U = 30 V는 모두 2차 권선에서 영향을 미친다. 이러한 전압들의 차이는 27 V이고, 이러한 예에서 현재 유효 역전압은 -27 V이며, 이것은 앞선 예(즉, - Uc = - 29 V)에서와 대략 동일하다. 국면 1에서, 1차 권선은 입력 전압 U = 30 V에 연결되고, 이것은 2차 권선에서 전압을 일으키며, 이전 예들에서와 유사한 방식으로 1차 권선에서의 인덕턴스 및 2차 권선에서의 인덕턴스, 그리고 2차 전압 -Uc에 따라 2차 권선에서 전류가 상승되게 한다;
- 국면 2에서, 입력 전압 U 및 부하 전압 -Uc는 모두 1차 권선에서 영향을 미친다. 이러한 예에서 역전압은 -27 V이고, 이에 따라 2차 회로로부터 1차 회로로의 감소된 순방향 전압들을 고려하면 역전압은, 29 V였던 앞서의 예와 비교하여 2 V만큼 더 낮아진다. 이러한 상황에서, 주어진 방정식은 변환기의 국면 2에 대해 더 긴 기간을 제공한다;
- 국면 2에 대한 계산적 시간 길이는 주어진 공식 dt = (Ne/Nt) * L2 * dIe / (Uc - (Ne/Nt) * U)를 사용함으로써 도출될 수 있다. 본 실시예의 경우, 전압 Uc를 제외하고는 공식에서의 다른 값들은 도 2a의 실시예에서와 동일하며, 전압 Uc는 현재 Uc = U - 56,5 V - 0,5 V = 27 V의 값을 갖는다. 공식은 현재 dt = 16,3 μs를 제공하며, 이것은 측정과 잘 맞는다.
본 발명의 실시예에서, 2차 권선의 위치에서 더 작은 자속은 제 2 국면 동안 2차 권선에서 더 작은 역전압을 유도하고, 이것은 또한 1차 전류 및 2차 전류의 감소 동안 제 2 국면에서 제 2 권선에 의한 더 적은 입력 전력을 요구한다.
따라서, 변환기의 출력 전력은 도 2a의 실시예와 비교되는 경우 증가하고, 효율도 또한 3-4 퍼센티지 단위만큼 증가한다.
도 4는 도 2 및 도 3의 회로들에 대한 예시적인 제어 시퀀스의 도면을 예시한다. 도 4에서의 실시예들에서 예시되고 표시되는 바와 같은 온 상태를 갖는 펄스들(G1 및 G2)에 대해 전류(I1)의 상승 및 방전에 관한 예들, 뿐만 아니라 동일한 국면의 두 개의 연속적인 상승들 간의 중간 시간에 관한 예들에도 불구하고, 본 발명의 실시예들이 오로지 제시되는 예로만 한정되는 것은 아니다. 실제로는, 펄스 발생기(G)의 펄스들과 결합하여 구성요소 값들이 상승 및 방전의 지속시간을 결정하고, 뿐만 아니라 도 4에서 구현되는 I1의 삼각 펄스들 간의 중간 시간(즉, I1의 펄스 기하구조(pulse geometry)의 세부사항들)을 결정한다.
도 5는 본 발명에 따른 예시적인 강자성 코어(F)를 예시하며, 여기서 강자성 코어(F)는 1차 권선(L1) 및 2차 권선(L2)을 갖는다. 2차 권선(L2)의 안쪽 직경(d2)은 1차 권선의 안쪽 직경(d1)보다 더 크다.
본 특허 명세서에서, 스위칭-모드 전력 변환기의 다른 다양한 구성요소들의 구조는 더 상세히 설명되지 않는데, 왜냐하면 이들은 본 발명의 기술분야에서 숙련된 사람의 일반적인 지식 및 앞서의 설명을 사용하여 구현될 수 있기 때문이다. 스위칭 트랜지스터들, 코어, 권선들, 및 분리된 인덕터와 같은 소자들 각각은 하나의 구성요소를 포함할 수 있고, 또는 두 개 혹은 수 개의 구성요소들로 이루어질 수 있다. 구성요소 타입들은 예로서 언급된 것이고, 숙련된 사람은 앞서 설명된 기능들을 제공하는 수 개의 대안적 구성요소 타입들을 고려할 수 있다.
변환기 회로의 스위칭 소자(T1 및 T2)는 예를 들어, MOSFET 혹은 IGBT와 같은 전력 반도체일 수 있다. 스위칭 트랜지스터들의 게이트들은 펄스 발생기(G)의 대응하는 출력들로 제어된다.
도 6a는 전력을 변환하기 위한 방법을 예시하며, 이 경우 방법 구현예를 위해 스위칭 타입의 전력 변환기가 사용된다. 방법의 실시예에서, T1은 G1의 펄스들의 대응하는 레벨에 의해 개방되도록 제어된다(601). 에너지는 L1, L2 및 부하에 저장된다(602). T1은 대응하는 G1 국면에 의해 폐쇄되도록 제어되고, 동시에 (T2를 사용하는 그러한 실시예들에서) T2는 G2에 의해 개방되도록 제어된다(603). L1 및 L2로부터 에너지가 방출되고, U로부터 L2로 에너지가 부가된다(604). 그 다음에, (T2를 사용하는 그러한 실시예들에서) T2는 G2에 의해 폐쇄도록 제어된다(605). 화살표로 예시되는 바와 같이 601로부터 싸이클(cycle)이 다시 시작한다. 방법의 제 1 국면에서, 변환 회로의 제1의 1차 스위치(T1)는 펄스 발생기의 펄스들에 의해 제어되어 제1의 1차 스위치(T1)는 입력 전압(U)의 G1의 펄스들에 따라 강자성 코어(F)의 1차 권선(L1)에 연결되게 된다. 펄스 발생기(G)는 T1의 온 상태에 대응하는 펄스들을 생성하도록 구성 및/또는 결합되고, 두 개의 즉각적인 이러한 펄스들 사이에는 펄스 레벨이 존재하는데 이것은 본 명세서에서 피치(pitch)로서 지칭되고 T1의 오프 상태에 대응한다. 에너지는 L1, L2 및 부하에 저장된다.
T1은 G1에 의해 폐쇄되도록 제어되고, 이와 동시에 T2는 G2에 의해 개방되도록 제어된다. 실시예에 따르면, 제 2 국면에서 에너지는 이후 1차 권선(L1)으로부터 방출되고, 에너지는 제2의 스위치(T2)를 통해 부하로 인도되며, 그럼으로써 1차 권선(L1)의 전류(I1)는 감소하게 된다. 본 발명의 실시예에 따르면, 이러한 에너지는 2차 권선의 변환 에너지의 효율을 향상시키기 위해 1차 권선에 대해 1차 권선의 전류(I1)의 상기 감소 동안 1차 권선(L1) 및/또는 또 하나의 다른 에너지원으로 전달된다.
대안적인 혹은 보충적인 실시예에 따르면, 제 2 국면 동안, 2차 스위치(T2)를 제어하는 것은 G2의 펄스에 따라 입력 전압(U)을 강자성 코어(F)의 2차 권선(L2)에 연결하는 것인데, 이것은 1차 권선(L1)으로부터 부하(부하, C, R)로의 에너지의 방출을 증가시키기 위한 것으로 제 1 국면 동안 코어(F)의 2차 권선(L2)으로부터의 방출된 에너지가 제2의 2차 스위치(T2)를 통해 부하로 인도되게 된다. 다음 싸이클에서 T1이 개방되도록 제어(601)되기 전에 T2는 폐쇄되도록 제어된다. T2와는 다른 에너지 지향 요소(energy directing component)를 사용하는 그러한 실시예들에서, 회로 동작은 도 2c에서 예시된 실시예들을 따르고, 에너지는 구현된 회로 토폴로지에 따라 부하로 지향된다.
변형 실시예에 따르면, 피치는 일정한 지속시간으로 설정되지만, 변형 실시예에 따르면 피치는 조정가능하게 된다. 본 발명의 실시예에 따르면, 온 상태의 지속시간은 일정한 지속시간으로 설정되지만, 본 발명의 변형 실시예에 따르면 온 상태의 지속시간은 조정가능하게 된다. 본 발명의 실시예에 따르면, 펄스 및/또는 피치의 지속시간은 펄스 발생기의 펄스 기하구조에 의해 결정되지만, 이러한 실시예의 변형에서는 진폭, 피치 및/또는 펄스 길이에 관한 펄스 기하구조 및 그 세부사항들에 대해 조정된 중간 래치-회로(intermediate latch-circuit)에 의해 결정된다.
본 발명의 실시예에 따르면, 펄스 발생기는 제 1 펄스 지속시간으로부터 또 하나의 다른 펄스 지속시간으로 변경되도록 조정될 수 있다. 본 발명의 실시예에 따르면, 펄스 발생기는 제 1 피치 지속시간으로부터 제 2 피치 지속시간으로 변경되도록 조정하는데 사용될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, G2의 펄스들은 G1에 대해 앞서 개시된 바와 동일한 방식으로 조정될 수 있다. 실시예에 따르면, G1은 G2와는 독립적으로 조정가능하게 된다. 대안예 혹은 보충예에서, 실시예에 따르면, G2는 G1과는 독립적으로 조정가능하게 된다. 본 발명의 실시예에 따르면, G1과 G2 중 적어도 하나에 대한 적어도 피치 혹은 펄스 지속시간에 관한 조정은 단계-별(step-wise)로 수행되지만, 본 발명의 실시예에 따르면, 이러한 조정은 활주형(gliding)으로 수행된다. 이러한 방식으로 G1의 펄스 특성은 제 1 세트의 펄싱 파라미터들(pulsing parameters)로부터 제 2 세트의 펄싱 파라미터들로 변경될 수 있고, 이에 따라 상이한 타입의 부하들에 대한 변환기의 사용이 용이하게 된다. 단계-별 변경에 따르면, 상이한 타입의 부하들 간의 스위칭은 전자기기의 응답 시간이 허용하는 만큼 빠르게 즉각적으로 수행될 수 있다.
본 발명의 실시예들에서, 이와 같은 G1 및/또는 G2의 펄스들은 도 4의 예에서 예시되는 바와 같은 구형 펄스(square pulse)들로서 발생되도록 고려되고 있지만, 즉 급격한 상승 및 하강 시간을 가지며 이들 사이에 본질적으로 일정한 값의 레벨을 갖는 펄스들로서 아날로그 구형 펄스 기하구조에 관한 것으로 고려되는 그러한 펄스들이 고려되고 있지만, 본 발명의 실시예에 따르면, T1 및/또는 T2를 구동시키는 펄스 발생기(G) 혹은 인터페이싱 래치 회로(interfacing latch circuit)(이러한 래치는 실시예 변형에서 G에 포함될 수 있음)는 펄스들(G1 및/또는 G2)을 발생시키기 위해 디지털 방식으로 조정될 수 있다. 일부 실시예 변형들에서, T1과 T2 중 적어도 하나는 직접적으로 디지털 신호에 의해 구동될 수 있거나, 혹은 도 4에서 예시되는 바와 같이 결합되도록 각각의 G1 및 G2에 대한 두 개의 형성 적합 펄스열(forming suitable pulse trains)에 의해 구동될 수 있다. 이러한 방식으로 부하는 디지털 제어 신호에 따라 에너지를 공급받을 수 있다.
도 6b는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 변환기로 전력을 변환하는 방법으로서 구현된 실시예의 변형을 예시한다. 이러한 변환기는 코어(F) 내에서의 불균등한 자속의 이용을 통해 전력을 변환하도록 결합되며, 그 결합에는 상기 1차 권선(L1)과 2차 권선(L2) 중 적어도 하나가 구비되고, 이들 권선들은 불균등한 자속을 제공하기 위해 2차 권선(L2) 및 1차 권선(L1)으로부터 일정 거리만큼 각각 떨어져 위치하고 그리고/또는 그러한 형상 혹은 직경(d1, d2)을 갖는다.
본 발명의 실시예에 따르면, 본 방법은, 제 1 국면에서 1차 제어 펄스들(G1)로 제1의 제어가능한 스위치(T1)를 제어하는 것(611)을 포함하며, 이러한 제어에 의해 1차 권선(L1)에 에너지가 공급되어 1차 권선(L1)의 전류(I1)가 증가되고 코어(F) 내에 자속이 생성된다. 본 방법은, 상기 1차 제어 펄스들(G1)에 의해 제1의 제어가능한 1차 스위치(G1)를 온 상태로 스위칭시키는 것(612)을 포함하며, 이러한 스위칭에 의해 상기 제어 펄스(G1) 동안 1차 권선(L1)이 입력 전력에 연결된다. 본 방법은 또한, 1차 펄스들(G1) 각각 직후 제 2 국면에서 입력 전력(P)의 2차 펄스들(G2)에 의해서 상기 2차 펄스들(G2) 동안 온 상태에 있는 제2의 1차 스위치(T2)를 통해 2차 권선(L2)에 에너지를 공급하는 것(613)을 포함한다. 방법의 실시예에서, 본 방법은 또한 상기 제1의 제어가능한 1차 스위치(T1)를 오프 상태로 설정함으로써, 1차 권선(L1)으로 하여금 1차 펄스들(G1)의 온 상태들 사이에서 자속의 자기적 에너지를 부하(부하, R, C)에 방출하도록(그럼으로써 1차 권선(L1)의 전류(I1)가 감소하게) 지시하는 것(614)을 포함한다. T2의 온 상태에서 G2의 기간은 도 4와 관련하여 예시된 실시예들에 따라 구현될 수 있다. 국면(611)에서와 같이 T1이 개방되도록 제어될 때, 다음 싸이클이 시작하도록 스케쥴링된다(615).
스위칭-모드 변환기의 제어 기능은 ASIC 회로와 같은 아날로그 회로로 구현될 수 있고, 그럼으로써 간단한 구현이 달성되게 된다. 하지만, 더 진보된 기능을 달성하기 위해, 디지털 구현이 바람직하다. 마이크로제어기/프로세서가 사용되는 경우, 회로는 디바이스에서 실행되는 적절한 프로세서 프로그램을 요구한다. 알려진 디바이스 혹은 시스템을 본 발명에 따른 장비로 변환하기 위해서는, 하드웨어 수정에 추가하여, 마이크로프로세서(들)에게 앞서 설명된 기능들을 수행하도록 명령하는 일 세트의 머신-판독가능 명령들을 메모리 수단에 저장할 필요가 있다. 이러한 명령들을 구성하고 메모리에 저장하는 것은, 본 특허 출원서의 가르침과 결합되는 경우 본 발명의 기술분야에서 숙련된 사람의 능력 내에 있는 알려진 기술에 포함된다.
앞에서는, 본 발명에 따른 해법의 단지 일부 실시예들만이 설명되었다. 본 발명에 따른 원리는 청구항들에 의해 정의되는 범위의 프레임 내에서, 예를 들어, 구현의 세부사항들 및 사용의 범위에 관한 수정에 의해, 당연히 수정될 수 있다.
본 발명은 다양한 목적으로 그리고 다양한 전자 디바이스에 대해 외부 및 내부 DC 전력 공급기에서 응용될 수 있다.

Claims (22)

  1. 전력(electrical power)을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기(switched mode converter)로서, 상기 스위칭 모드 변환기는, 상기 스위칭 모드 변환기의 결합(coupling)에서,
    - 강자성 코어(ferromagnetic core)(F)와,
    - 상기 강자성 코어(F) 상의 1차 권선(primary winding)(L1)과,
    - 상기 강자성 코어(F) 상의 2차 권선(secondary winding)(L2)과,
    - 제1의 제어가능한 1차 스위치(primary switch)(T1)와,
    - 제2의 1차 스위치(D1)를 포함하고,
    상기 제1의 제어가능한 1차 스위치(T1)는, 1차 제어 펄스(primary control pulse)들(G1)과 제어가능하게 결합되어 상기 제어가능한 1차 스위치(T1)가 온(ON) 상태로 설정되는 경우 상기 1차 권선(L1)을 입력 전력(P)에 연결하고, 상기 1차 권선(L1)에 에너지가 공급되어 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)가 증가되고 상기 코어(F) 내에 자속(magnetic flux)이 생성되어 상기 자속의 증가가 또한 상기 2차 권선(L2) 내의 2차 전류(I2)를 증가시키게 되며,
    상기 제2의 1차 스위치(D1)는 상기 1차 권선(L1)을 부하(load)에 연결하도록 결합되고,
    상기 2차 권선(L2)은 상기 1차 권선(L1)이 자기적 에너지(magnetic energy)를 방출(releasing)하고 있는 경우, 상기 1차 펄스(G1) 직후, 제어되는 스위치(T2)를 통해 입력 전력(P)의 2차 펄스들에 의해 에너지를 공급받도록 제어가능하게(G2) 결합되며,
    상기 스위칭 모드 변환기가, 향상된 효율로 동작되게 하기 위해서,
    - 상기 강자성 코어(F) 내에서 불균등한 자속(unequal magnetic flux)이 발전(develop)될 수 있게 하는 구조를 갖도록 상기 2차 권선(L2)은 상기 1차 권선(L1)으로부터 일정 거리만큼 떨어져 위치하고, 그리고/또는
    - 상기 1차 권선(L1)과 상기 2차 권선(L2) 중 적어도 하나는, 자속의 성장을 감소시키는 상기 2차 권선(L2)의 정반대 전류 방향(opposite current direction) 때문에, 상기 강자성 코어(F)의 자속이 상기 2차 권선(L2)의 위치에서 더 작은 불균등이 일어나게 하는 형상 혹은 직경을 갖는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 모드 변환기는 제 1 국면(phase) 및 제 2 국면에서 전력을 변환하도록 결합되고, 상기 변환기는, 상기 변환기의 결합에서,
    - 제1의 제어가능한 1차 스위치(T1)와,
    - 제2의 1차 스위치(D1)와, 그리고
    - 제어가능한 2차 스위치(T2)를 포함하고,
    상기 제1의 제어가능한 1차 스위치(T1)는, 상기 제 1 국면에서, 온(ON) 상태 및 오프(OFF) 상태를 갖도록 결합되고, 상기 1차 스위치(T1)의 상기 온 상태 및 상기 오프 상태에 대응하는 상태들을 갖는 1차 제어 펄스들(G1)과 제어가능하게 결합되어, 상기 스위치(T1)가 온 상태로 설정되는 경우 상기 1차 권선(L1)을 입력 전력(P)에 연결하고, 상기 1차 권선(L1)에 에너지가 공급되어 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)가 증가되고, 상기 제어 펄스(G1)의 오프 상태에 의해 상기 1차 스위치(T1)가 오프 상태로 설정되기까지 상기 코어(F) 내에 자속이 생성되어 상기 자속의 증가가 또한 상기 2차 권선(L2) 내의 2차 전류(I2)를 증가시키게 되며,
    상기 제2의 1차 스위치(D1)는 상기 1차 권선(L1)을 부하에 연결하도록 결합되고,
    상기 제어가능한 2차 스위치는, 온 상태 및 오프 상태를 갖도록 결합되고, 상기 2차 스위치(T2)의 상기 온 상태 및 상기 오프 상태에 대응하는 상태들을 갖는 2차 제어 펄스들(G2)과 제어가능하게 결합되고, 상기 2차 스위치(T2)가 온 상태로 설정되는 경우 상기 2차 권선(L2)을 입력 전력(P)에 연결하도록 결합되어, 상기 2차 권선(L2)에 에너지가 공급되며,
    상기 제 2 국면에서, 상기 2차 권선(L2)은 상기 1차 권선(L1)이 상기 제 2 국면에서 자기적 에너지를 상기 부하에 방출하고 있는 경우, 상기 1차 펄스(G1)의 상태가 상기 1차 스위치(T1)의 오프 상태에 대응할 때 바로 온 상태로 제어되는 상기 2차 스위치(T2)를 통해 입력 전력(P)의 상기 2차 제어 펄스들(G2)에 의해 에너지를 공급받도록 결합되며,
    상기 스위칭 모드 변환기가, 향상된 효율로 동작되게 하기 위해서,
    상기 강자성 코어(F) 내에서 발전될 불균등한 자속을 제공하도록 상기 2차 권선(L2)은 상기 1차 권선(L1)으로부터 일정 거리만큼 떨어져 위치하고, 그리고/또는
    상기 1차 권선(L1)과 상기 2차 권선(L2) 중 적어도 하나는, 자속의 성장을 감소시키는 상기 2차 권선(L2)의 정반대 전류 방향 때문에, 상기 강자성 코어(F)의 자속이 상기 2차 권선(L2)의 위치에서 더 작은 불균등이 일어나게 하는 형상 혹은 직경(d1, d2)을 갖는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 모드 변환기는 상기 2차 전류(I2)와 관련하여 역전압(counter voltage)을 생성하기 위해 결합 수단 내에 역전압 수단(L3, C3, A3)을 포함하고,
    상기 역전압 수단은 상기 2차 회로의 인덕턴스(inductance)(L3), 커패시터(capacitor)(C, C3), 및 축적기(accumulator) 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  4. 제1항 또는 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 스위칭 모드 변환기는, 상기 결합에서, 상기 2차 권선(L2)을 입력 전력(P)의 펄스들에 의해 에너지가 공급되지 않는 상태로 제어가능하게(G2) 설정하기 위한 2차 스위치(T2)를 포함하고,
    상기 결합의 2차측(secondary side)은 2차 코일(secondary coil) 자체의 자기 인덕턴스(self-inductance)를 갖는 인덕턴스(L2)를 포함하고, 상기 자기 인덕턴스는 상기 2차 전류(I2) 변화에 비례하는 전압을 발생시키고, 상기 인덕턴스는 추가 인덕턴스 혹은 인덕턴스(L3)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 모드 변환기는 상기 제 2 국면에서 상기 2차 권선(L2)이 입력 전력(P)의 펄스들에 의해 에너지가 공급되지 않은 상태에 있도록 연결되는 회로(도 2c)를 포함하고,
    상기 회로에서, 상기 2차 회로는 전류의 방향으로 상기 2차 전류(I2) 변화에 비례하는 전압(Us = Ls × dIs /dt)을 발생시키는 자기 인덕턴스 Ls(L2)를 포함하고, 상기 자기 인덕턴스 Ls(L2)는 분리된 입력 전력의 2차 펄스들과 유사한 방식으로 영향을 미치며, 상기 인덕턴스는 청구항 제3항에서 언급된 인덕턴스를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 2차 권선(L2) 측에서의 상기 결합은 추가적인 전압원(voltage source)을 포함하고, 상기 추가적인 전압원은 인덕터(L3), 커패시터(C, C3), 축적기(A3) 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 2차 회로(L2)의 인덕턴스는 상기 1차 회로(L1)의 인덕턴스보다 더 큰 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  8. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    상기 2차 권선은 스위치(D2)로 상기 부하에 계속 연결되어 상기 1차 전류(I1) 및 상기 2차 전류(I2)의 감소 국면 동안 또한 상기 1차 전류(I1)와 상기 2차 전류(I2)가 모두 상기 부하에 에너지를 방출하고, 상기 결합은 선택에 따라 상기 2차 스위치(T2) 없이 구현되는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 2차 권선(L2) 측은 인덕터, 커패시터(C) 중 적어도 하나인 추가적인 전압원을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 2차 권선(L2)의 안쪽 직경(inner diameter)(d2)과 상기 코어(F)의 바깥쪽 직경(outer diameter) 간의 거리는 상기 1차 권선(L1)의 안쪽 직경(d1)과 상기 코어의 바깥쪽 직경 간의 거리보다 더 큰 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  11. 제4항에 있어서,
    상기 스위칭 모드 변환기는 상기 2차 권선(L2)과 직렬로 연결되는 인덕터(L3)를 포함하고, 상기 인덕터(L3)는 상기 코어(F3)로부터 분리되어 있는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  12. 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 강자성 코어(F)는 토로이드(toroid) 혹은 다각형(polygon)과 같은 폐쇄된 형상(closed shape)을 갖는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 1차 권선(L1)과 상기 2차 권선(L2)은 상기 코어(F) 상에서 분리된 위치를 갖고, 바람직하게는 상기 코어(F)의 대향하는 양편에 위치하는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  14. 제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 1차 권선(L1)과 상기 2차 권선(L2)은 상기 강자성 코어(F)의 자속이 상기 자성 코어(F)의 경로를 따라 불균등하게 되어 상기 2차 권선(L2)의 위치 상에서 더 작은 불균등이 일어나도록 상기 자성 코어(F) 상에 정렬되는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  15. 제1항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 1차 권선들(L1)과 상기 2차 권선들(L2)은 상기 2차 권선(L2)에서 일어나는 정반대 전류 방향이 상기 자속의 성장을 감소시키도록 제조되는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  16. 제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 1차 권선들(L1)과 상기 2차 권선들(L2)은 상기 제 2 국면 동안 상기 2차 권선(L2)의 위치에서의 더 작은 자속이 상기 2차 권선(L2)에서 더 작은 역전압을 유도(induce)하여 결과적으로 상기 제 2 국면에서 상기 1차 전류(I1) 및 상기 2차 전류(I2)의 감소 동안 상기 2차 권선(L2)에 의해 더 적은 입력 전력(P)이 소비되도록 제조되는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  17. 제1항 내지 제16항 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 변환기는 또한, 상기 강자성 코어(F) 상에 2차 권선(L2)을 갖는 2차 회로를 포함하고,
    상기 2차 회로는 상기 1차 권선(L1)의 전류의 상기 감소 동안 상기 2차 권선(L2) 및/또는 또 하나의 다른 에너지원(energy source)의 에너지를 상기 1차 권선(L1)으로 전달하도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  18. 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기로서,
    - 강자성 코어와,
    - 상기 강자성 코어 상의 1차 권선과,
    - 제1의 제어가능한 1차 스위치와,
    - 제2의 1차 스위치를 포함하고,
    상기 제1의 제어가능한 1차 스위치는 상기 스위치가 온 상태에 있는 경우 상기 1차 권선을 입력 전력에 연결하고,
    상기 제2의 1차 스위치는 상기 1차 권선을 부하에 연결하고,
    상기 제1의 제어가능한 1차 스위치(T1)는 1차 제어 펄스들(G1)로 제어되어 1차 펄스(G1) 동안 상기 코어 내에 자속이 생성되게 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)를 증가시킴으로써 상기 1차 권선(L1)에 에너지가 공급되도록 하고,
    1차 펄스들(G1) 사이에서 상기 1차 권선(L1)은 상기 자속의 에너지를 상기 부하에 방출하여 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)는 감소하게 되며,
    상기 변환기의 효율을 향상시키기 위해서,
    상기 변환기는 또한, 상기 강자성 코어(F) 상에 2차 권선(L2)을 갖는 2차 회로를 포함하고,
    상기 2차 회로는 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)의 상기 감소 동안 상기 2차 권선(L2) 및/또는 또 하나의 다른 에너지원의 에너지를 상기 1차 권선(L1)으로 전달하도록 되어 있고,
    상기 2차 회로의 에너지의 전달은,
    - 상기 제 2 국면에서 상기 2차 권선(L2)이 입력 전력의 펄스들에 의해 에너지가 공급되지 않은 상태에 있도록 연결되는 회로(도 2c)에 의해 조정되고,
    상기 회로에서 상기 2차 회로는 전류의 방향으로 상기 2차 전류 변화에 비례하는 전압(Us = Ls × dIs /dt)을 발생시키는 자기 인덕턴스 Ls(L2)를 포함하고, 상기 자기 인덕턴스 Ls(L2)는 분리된 입력 전력의 2차 펄스들과 유사한 방식으로 영향을 미치며,
    상기 2차 권선은 스위치(D2)로 상기 부하에 계속 연결되어 상기 1차 전류(I1) 및 상기 2차 전류(I2)의 감소 국면 동안 또한 상기 1차 전류(I1)와 상기 2차 전류(I2)가 상기 부하(부하, R, C)에 에너지를 방출하고, 상기 결합은 선택에 따라 상기 2차 스위치(T2) 없이 구현되며,
    또는 선택에 따라 상기 2차 회로의 에너지의 전달은,
    - 제어가능한 2차 스위치에 의해 조정되고,
    상기 제어가능한 2차 스위치는, 온 상태 및 오프 상태를 갖도록 결합되고, 상기 1차 2차 스위치(T2)의 상기 온 상태 및 상기 오프 상태에 대응하는 상태들을 갖는 2차 제어 펄스들(G2)과 제어가능하게 결합되고, 상기 스위치(T2)가 온 상태로 설정되는 경우 상기 2차 권선(L2)을 입력 전력(P)에 연결하도록 결합되어, 상기 부하에 대한 상기 2차 권선(L2)에 에너지가 공급되는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 스위칭 모드 변환기.
  19. 전력을 변환하기 위한 방법으로서,
    - 제 1 국면에서, 제1의 1차 스위치(T1)가 제어되어(G1) 입력 전압(U)의 펄스가 강자성 코어(F)의 1차 권선에 연결되고,
    - 이후, 제 2 국면에서, 상기 1차 권선(L1)으로부터의 방출된 에너지가 제2의 1차 스위치(D1)를 통해 부하로 인도되어 상기 1차 권선(L1)의 전류가 감소되고,
    상기 변환의 효율을 향상시키기 위해서, 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)의 상기 감소 동안 상기 2차 권선(L2) 및/또는 또 하나의 다른 에너지원의 에너지가 상기 1차 권선(L1)으로 전달되는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 방법.
  20. 전력을 변환하기 위한 방법으로서,
    - 제 1 국면에서, 제1의 1차 스위치(T1)가 제어되어 입력 전압(U)의 펄스(G1)가 강자성 코어(F)의 1차 권선(L1)에 연결되고,
    - 이후, 제 2 국면에서, 상기 1차 권선(L1)으로부터의 방출 에너지가 제2의 1차 스위치(T2)를 통해 부하로 인도되어 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)가 감소되고,
    - 상기 2차 권선(L2)의 변환 에너지의 효율을 향상시키기 위해서, 상기 1차 권선에 대해 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)의 상기 감소 동안 상기 1차 권선(L1) 및/또는 또 하나의 다른 에너지원으로 에너지가 전달되는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    - 상기 제 2 국면 동안, 상기 1차 권선(L1)으로부터 상기 부하로의 에너지의 방출을 증가시키기 위해 제1의 2차 스위치(T2)가 제어되어 입력 전압(U)의 펄스(G2)가 상기 강자성 코어(F)의 2차 권선(L2)에 연결되고, 그리고
    - 상기 제 1 국면 동안, 상기 코어(F)의 상기 2차 권선(L2)으로부터의 방출된 에너지가 제2의 2차 1차 스위치(D1)를 통해 상기 부하로 인도되는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하기 위한 방법.
  22. 전력을 변환하기 위해 결합되는 것으로서 임의의 청구항 제1항 내지 제15항에 따른 스위칭 모드 변환기로 전력을 변환하는 방법으로서, 상기 방법은,
    - 상기 제 1 국면에서 1차 제어 펄스들(G1)로 상기 제1의 제어가능한 스위치(T1)를 제어하는 단계(515)로서, 여기서 상기 제어에 의해 상기 1차 권선(L1)에 에너지가 공급되어 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)가 증가되고 상기 코어(F) 내에 자속이 생성되는, 제어하는 단계(515)와,
    - 상기 1차 제어 펄스들(G1)에 의해 상기 제1의 제어가능한 1차 스위치(T1)를 온 상태로 스위칭시키는 단계(512)로서, 여기서 상기 스위칭에 의해 상기 제어 펄스(G1) 동안 상기 1차 권선(L1)이 입력 전력(P)에 연결되는, 스위칭시키는 단계(512)와,
    - 상기 1차 펄스(G1) 직후 상기 제 2 국면에서 입력 전력(P)의 2차 펄스들(G2)에 의해서 상기 2차 펄스들(G2) 동안 온 상태에 있는 상기 제2의 1차 스위치(T2)를 통해 상기 2차 권선(L2)에 에너지를 공급하는 단계(513)와,
    - 상기 제1의 제어가능한 1차 스위치(T1)를 오프 상태로 설정함으로써, 상기 1차 권선(L1)으로 하여금 상기 1차 펄스들(G1)의 온 상태들 사이에서 상기 자속의 자기적 에너지를 상기 부하에 방출하도록 지시하는 단계(514)로서, 상기 방출로 인해 상기 1차 권선(L1)의 전류(I1)가 감소하는, 지시하는 단계(514)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력을 변환하는 방법.
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