JP6104512B2 - 温度検出装置 - Google Patents

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Description

本発明は、温度検出装置に関し、特にインバータ装置を構成するスイッチング素子の温度検出装置に関する。
電動機は、エンジンと組み合わせたハイブリッド自動車または電気自動車等の動力源として用いられる。電動機を駆動する際、所定のトルク、周波数を得るのにインバータが用いられる。インバータは自動車内に組み込まれ、搭乗スペースの確保のために小型化及び高パワー化が望まれている。
自動車の走行環境によってインバータの運転温度が大きく変動し、特にエンジンルームにインバータを搭載した自動車においては、エンジンの発熱の影響でインバータは高温になる。インバータ内のスイッチング素子は、このような周囲温度に加えて、スイッチング素子自身に電流が流れることによる定常損失、オン・オフによるスイッチング損失の影響で温度が上昇し、ある温度を超えると破壊に至る恐れがある。
温度上昇の抑制に関する技術は、すでに開示されている（例えば、特許文献１〜３参照。）。
特開２０１１−７５８０号公報 特開平５−１３７２５５号公報 特開２０１０−１９９４９０号公報
特許文献１に示されるような、フォトカプラは、送信側の発光ダイオードと受信側のフォトダイオードで構成されている。発光ダイオードは高電圧側の温度検出回路側に配置され、フォトダイオードは低電圧基板側に配置されているので、発光ダイオードの作動電圧とフォトダイオードの作動電圧とは異なるものであり、共通の基板上に作製することができず、同一のパッケージにすることが困難であった。
また、特許文献２に示される技術において、アナログの三角波を生成する回路は、外部環境の温度変化や電源電圧の変動等にも影響を受け、安定したアナログの三角波形を生成できないため、比較器から出力される出力パルス信号のデューティサイクルの精度を上げることができないという問題があった。
また、特許文献３に示される従来技術では、インバータ回路と温度検出用ダイオードを同じ基板に搭載してチップ化し、インバータ回路のＩＧＢＴの動作時温度の検出を行っているが、温度検出用ダイオードと温度検出回路が別チップとなるため、半導体素子のバラツキの影響により、検出精度が低下してしまうという問題があった。また、従来のシリコン半導体によるチップ化では、使用限界温度（ジャンクション温度）は、１５０℃であるため、温度検出用ダイオードと温度検出回路とを１チップ化できないという不都合もあった。
本発明の目的は、温度検出回路と絶縁素子とを同一のフレーム上に形成できるようにし、装置全体の小型化を容易にする温度検出装置を提供することにある。
上記目的を達成するための本発明の一態様によれば、温度センサで検出された温度に応じた第１のパルス信号を出力する温度検出回路と、前記温度検出回路と集積回路の間に設けられ、前記第１のパルス信号を前記温度検出回路とは異なる作動電圧で動作する集積回路に伝達する絶縁トランスとを備え、前記温度検出回路と絶縁トランスとは個々に長方形状を有してチップ化されており、それぞれのチップの長辺が向かい合うように同一のフレーム上に配置されると共に、前記フレームの、前記絶縁トランスのチップと前記温度検出回路のチップとの境界領域には凹部が設けられる温度検出装置が提供される。
本発明によれば、温度検出回路と絶縁素子とを同一のフレーム上に形成できるようにし、装置全体の小型化を容易にする温度検出装置を提供することができる。
第１の実施の形態に係る温度検出装置に用いられる絶縁信号伝達回路の回路構成を示す図。 第１の実施の形態に係る温度検出装置の回路構成を示す図。 第１の実施の形態に係る温度検出装置に配置された絶縁トランスの積層構造例を示す図。 第１の実施の形態に係る温度検出装置の回路素子の実装状態を示す図。 第１の実施の形態に係る温度検出装置が用いられる装置の構成例を示す図。 第１の実施の形態に係る温度検出回路の回路構成例を示す図。 第２の実施の形態に係る温度検出回路の回路構成を示す図。 図１の回路のデジタル比較回路におけるタイムチャートを示す図。 第３の実施の形態に係るパワー半導体モジュールが用いられた駆動系装置のブロック構成を示す図。 第３の実施の形態に係るパワー半導体モジュールの回路構成を示す図。 第３の実施の形態に係る温度検出回路の回路構成例を示す図。
次に、図面を参照して、実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。
又、以下に示す実施の形態は、この発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、この発明の実施の形態は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。この発明の実施の形態は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。
[第１の実施の形態]
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る温度検出装置における絶縁信号伝達回路部分の回路構成を示す。
第１の実施の形態に係る温度検出装置は、温度センサ３５で検出された温度に応じた第１のパルス信号を出力する温度検出回路７６と、温度検出回路７６と集積回路の間に設けられ、第１のパルス信号を温度検出回路７６とは異なる作動電圧で動作する集積回路に伝達する絶縁トランス７０，７１とを備え、温度検出回路７６と絶縁トランス７０，７１とは共通の基板上に実装されている。
また、絶縁トランス７０，７１は、温度検出回路７６側からの第１のパルス信号に基づき電流が流れる１次側コイルと、集積回路側に伝達する電流を発生させる２次側コイルとが誘電体層を挟んで上下に形成されるようにできる。
また、温度検出回路７６は、温度センサ３５で検出された温度が所定の限界値に達したときに第２のパルス信号を出力し、絶縁トランス７０，７１は、第２のパルス信号を温度検出回路７６から集積回路に伝達するように構成されている。
また、第１のパルス信号又は第２のパルス信号のハイレベルのパルス幅及びローレベルのパルス幅を整形して、該パルス信号のときよりも小さくするパルス発生器４、５が絶縁トランス７０，７１の１次側コイルの手前に設けられている。
また、集積回路側に伝達される電流を発生させる絶縁トランス７０，７１の２次側コイルの後に、パルス発生器４、５で波形整形されたパルス信号を元のパルス幅に復調させる信号復調回路が構成されるようにできる。
絶縁信号伝達回路は、１次側回路８０と２次側回路８１で構成される。
絶縁信号伝達回路は、１次側回路８０と２次側回路８１との絶縁を行なうだけではなく、１次側回路８０から２次側回路８１へ信号の伝達を行い、逆に２次側回路８１から１次側回路８０に信号の伝達を行なうものであるから、信号伝達を制御する回路が含まれている。また、実際の装置では、例えば、１次側回路８０が高電圧側回路、２次側回路８１が低電圧側回路として用いられる。
また、１次側回路８０と２次側回路８１は対称な回路構成になっており、８０を高電圧側回路、８１を低電圧側回路としても良い。
１次側回路８０は、ＵＶＬＯ（低電圧誤動作防止）回路１、インバータ２、３、６、７、パルス発生器４、５、ＲＳフリップフロップ８、バッファ９、抵抗１０で構成される。 インバータ２と抵抗１０でバッファの役割も果たす。ＵＶＬＯ（低電圧誤動作防止）回路１は、電源電圧ＶＣＣ１を監視するもので、電源電圧ＶＣＣ１が所定の電圧よりも低くなったときに、パルス発生器４、５やＲＳフリップフロップ８を止めて、入出力信号を停止させ動作をロックアウトさせる。また、電源電圧ＶＣＣ１が正常な電圧値に戻った場合には、ＵＶＬＯを解除して正常動作を開始させる。
１次側回路８０と２次側回路８１の間を繋ぐように、絶縁トランス３１、３２が設けられている。絶縁トランス３１は、インダクタ３１ａと、これとは絶縁されたインダクタ３１ｂで構成されている。絶縁トランス３２は、インダクタ３２ａと、これとは絶縁されたインダクタ３２ｂで構成されている。
絶縁トランス３１は、１次側回路８０と２次側回路８１を絶縁しつつも、１次側回路８０の信号を２次側回路８１に伝達する。同様に、絶縁トランス３２は、１次側回路８０と２次側回路８１を絶縁しつつも、２次側回路８１の信号を１次側回路８０に伝達する。
一方、２次側回路８１は、ＵＶＬＯ（低電圧誤動作防止）回路１１、インバータ１２、１３、パルス発生器１４、１５、インバータ１６、１７、ＲＳフリップフロップ１８、バッファ１９、抵抗２０で構成される。
インバータ１２と抵抗２０でバッファの役割も果たす。ＵＶＬＯ（低電圧誤動作防止）回路１１は、電源電圧ＶＣＣ２を監視するもので、その動作は、ＵＶＬＯ回路１と同じであるので、説明を省略する。
１次側回路８０のIN1の端子に入力された方形波のパルス信号を、そのまま絶縁トランス３１を介して２次側回路８１に伝達しようとすると、パルス信号のパルス幅の時間に応じた電流が絶縁トランス３１に流れることになるので、パルス幅が長いと消費電力が増大してしまう。これを防ぐために、パルス発生器４、５では、入力パルス信号のパルス幅を狭くするように整形して出力する。パルス信号は、ハイレベルのパルスとローレベルのパルスとが交互に形成されたものであるから、ハイレベルのパルスの幅を狭めるためのパルス発生器４と、ローレベルのパルスの幅を狭めるためのパルス発生器５が設けられている。
同様に、２次側回路８１のIN2の端子に入力された方形波のパルス信号を、そのまま絶縁トランス３２を介して１次側回路８０に伝達しようとすると、パルス信号のパルス幅の時間に応じた電流が絶縁トランス３２に流れることになるので、パルス幅が長いと消費電力が増大してしまう。これを防ぐために、パルス発生器１４、１５では、入力パルス信号のパルス幅を狭くするように整形して出力する。ハイレベルのパルスの幅を狭めるためのパルス発生器１４と、ローレベルのパルスの幅を狭めるためのパルス発生器１５が設けられている。
ここで、パルス発生器４、５、１４、１５は、パルス信号の立ち上がりをトリガーにして、元の信号より幅の狭いパルスを生成するものであり、すべて同じ回路構成とすることができる。また、１次側回路８０では、ＧＮＤ１で接地されるようにし、２次側回路８１ではＧＮＤ２で接地されるように構成している。共通の接地ラインとしていないのは、１次側回路８０の接地電位と２次側回路８１の接地電位が異なるためである。
次に、絶縁信号伝達回路の動作を説明する。１次側回路８０のIN1の端子に入力されたパルス信号は、インバータ２で反転される。この反転信号は、パルス発生器５に入力され、反転信号の立ち上がりをトリガーにして、元のパルス信号より幅の狭いパルスを生成して絶縁トランス３１の１次側に出力する。絶縁トランス３１の１次側インダクタ３１ａに供給されたパルスによる電流の変化により、絶縁トランス３１の２次側インダクタ３１ｂに電流が発生し、これが、インバータ１６、１７を介してＲＳフリップフロップ１８に供給される。
２次側インダクタ３１ｂに流れる電流の向きにより、ＲＳフリップフロップ１８のＳ端子にハイレベル信号が入力されるか、Ｒ端子にハイレベル信号が入力されるかが決まる。上記の場合、ＲＳフリップフロップ１８のＲ端子にハイレベル信号が、Ｓ端子にはローレベル信号が入力され、出力Ｑはローレベル信号となる。出力Ｑからのローレベル信号はバッファ１９を通ってOUT1に出力される。
絶縁トランス３１の１次側インダクタ３１ａに供給されたパルスは、IN1の端子に入力されたパルス信号の反転信号に基づいているものであるから、IN1の端子に入力されたパルス信号の立下りに対応して発生したパルスである。IN1の端子に入力されたパルス信号のローレベルのパルスに基づいて絶縁トランス３１を動作させ、ローレベルのパルスをＲＳフリップフロップ１８で発生させたことになり、これは、IN1の端子に入力されたパルス信号のローレベルのパルス部分を復調させたことになる。
他方、インバータ２で反転された反転信号は、インバータ３でさらに、反転されて、元の状態、すなわちIN1の端子に入力されたパルス信号の状態に戻る。このパルス信号の立ち上がりをトリガーとして、パルス発生器４では、元の信号よりも狭いパルス幅のパルスを生成して絶縁トランス３１の１次側に出力する。絶縁トランス３１の１次側インダクタ３１ａに供給されたパルスによる電流の変化により、絶縁トランス３１の２次側インダクタ３１ｂに電流が発生し、これが、インバータ１６、１７を介してＲＳフリップフロップ１８に供給される。
この場合、パルス発生器４でパルスが生成されたときとは、１次側インダクタ３１ａに流れる電流の向きが逆になるので、２次側インダクタ３１ｂに流れる電流の向きも逆になり、ＲＳフリップフロップ１８のＳ端子にはハイレベル信号が入力され、Ｒ端子にはローレベル信号が入力され、出力Ｑはハイレベル信号となる。出力Ｑからのハイレベル信号はバッファ１９を通ってOUT1に出力される。
上記では、IN1の端子に入力されたパルス信号のハイレベルのパルスに基づいて絶縁トランス３１を動作させ、ハイレベルのパルスをＲＳフリップフロップ１８で発生させたことになり、これは、IN1の端子に入力されたパルス信号のハイレベルのパルス部分を復調させたことになる。
以上のようにして、パルス発生器４、５、ＲＳフリップフロップ１８等を用いることにより、絶縁トランス３１を駆動させる消費電力を抑制しつつ、１次側回路８０に入力されたパルス信号を２次側回路８１で復調させることができる。
一方、２次側回路８１のIN2に入力されたパルス信号がパルス発生器１４、１５、ＲＳフリップフロップ８等を介して１次側回路８０のOUT2に伝達される動作は、上述したIN1に入力されたパルス信号が伝達される動作と同じであるから、説明を省略する。
次に、温度検出回路構成の一例を図６に示す。まず、外付けの温度センサ３５は、ダイオードを２個直列に接続した構成としている。温度センサ３５はパワートランジスタ等のスイッチング素子の近傍に設けられる。本実施例のように、温度センサ３５をダイオードで構成した場合、温度センサとしてのダイオードは、定電流の条件では、温度が上昇すると順方向電圧が小さくなる特性を有している。ダイオードに一定の電流を供給し、順方向電圧を測定することによって、パワートランジスタ等のスイッチング素子の温度を測定することができる。
上記のように、温度センサ３５のダイオードに定電流を流す必要があるため、定電流源を、オペアンプによる増幅器４１、ＦＥＴ４２、カレントミラー回路４３で構成している。カレントミラー回路４３は、Ｐ型ＭＯＳのＦＥＴ４３ａ、４３ｂで構成されている。ＦＥＴ４３ａのゲートとＦＥＴ４３ｂのゲートが接続され、ＦＥＴ４３ａのドレインとＦＥＴ４３ｂのドレインが接続されている。ＦＥＴ４３ｂはダイオード接続されている。
ＦＥＴ４３ｂのドレイン−ソース間に流す電流が決まると、ＦＥＴ４３ａのドレイン−ソース間に流れる電流も決まる。また、増幅器４１とＮ型ＭＯＳのＦＥＴ４２とで、パワー増幅器を構成している。
次に、温度センサ３５で検出された温度検出電圧TAINはＡＤ変換回路４４に入力される。ＡＤ変換回路４４は、いわゆる逐次比較型ＡＤ変換回路等により構成される。ＡＤ変換回路４４でデジタル値に変換されたTAIN信号は、デジタル比較回路４５に入力される。
デジタル比較回路４５は、カウンタやデジタル比較器などにより構成されている。発振回路４６は所定の周波数のクロックパルスを発生させるものであり、この発振回路４６からのクロックをデジタル比較回路４５内のカウンタで計数することにより、デジタルの三角波信号を生成する。また、デジタル比較回路４５は、デジタル比較器を備えており、上記デジタルの三角波信号とデジタル値に変換されたTAIN信号とを比較する。そして、デジタル値のTAIN信号がデジタルの三角波信号よりも大きいときに、ハイレベル信号を出力する。また、デジタル値のTAIN信号がデジタルの三角波信号よりも小さいときにローレベル信号を出力する。
デジタル比較回路４５の出力信号は、次にインバータ回路に出力される。インバータ回路は、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ３７とＰ型ＭＯＳのＦＥＴ３６で構成される。ＦＥＴ３６のソースとＦＥＴ３７のドレインとが接続され、ＦＥＴ３６のゲートとＦＥＴ３７のゲートが接続されている。デジタル比較回路４５の出力信号は、ＦＥＴ３６のゲート及びＦＥＴ３７のゲートに入力される。
デジタル比較回路４５の出力信号は、ＦＥＴ３６、３７によるインバータで反転されてTOUT信号として出力される。また、VTO端子の信号は、TOUT信号のハイレベル値を示す。このようにして、温度センサ３５からの温度の大きさは、TOUT信号のパルス幅又はデューティ信号により検出される。
ここで、接続端子にもあるFAL信号について説明する。これは、温度センサ３５で検出された温度が非常に高い状態となっていることを示し、温度検出電圧信号TAINが極めて低くなった場合である。このように、温度センサ３５による検出温度が限界値に達したときに発生させる信号である。
コンパレータ４９のマイナス端子にはＤＣ電源が接続されている。このＤＣ電源の電圧値を上記温度の限界値に対応する電圧に設定しておく。一方、コンパレータ４９のプラス端子には温度検出電圧信号TAINが入力される。温度検出電圧信号TAINがＤＣ電源の電圧値よりも高いときには、ハイレベル信号がコンパレータ４９より出力される。比較器４９からのハイレベル信号は、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ３８のゲートに入力される。これにより、ＦＥＴ３８はオン状態になり、FAL端子はローレベル状態となる。
一方、検出される温度が下がってきて、温度検出電圧信号TAINがＤＣ電源の電圧値よりも低くなると、比較器４９の出力はローレベル信号に反転する。比較器４９からのローレベル信号は、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ３８のゲートに入力される。これにより、ＦＥＴ３８はオフ状態になり、FAL端子はハイレベル状態となる。このようにして、温度検出対象の温度上昇が限界まで到達したことを知らせる。このFAL信号は、外部の制御機器等に取り込まれ、温度検出対象の動作を停止させる等の制御信号として用いられる。
図１の絶縁信号伝達回路と、図５の温度検出回路を組み合わせて構成したのが、図２の温度検出装置９０である。図６の温度検出回路と同じ数字を付している回路素子については、図６の回路の動作と同じであるので、高電圧側回路である温度検出回路の説明は省略する。
図２では、図１の絶縁信号伝達回路とは異なり、絶縁トランス回路１０１で分離された１次側回路と２次側回路の間で双方向の信号伝達が行なわれるものではなく、温度検出回路１００側から信号復調回路１０２側の一方向に信号が伝達される温度検出装置である。
したがって、図１で説明した絶縁トランス７０、７１の消費電力を抑えるために、入力パルス信号のパルス幅を狭くするように整形して出力するパルス発生器を温度検出回路１００側にのみ設けている。また、温度検出回路１００から出力される信号は、温度検出信号であるTOUT信号と、限界の温度に達したことを知らせるFAL信号の２系統である。１系統の信号伝達経路については、図１で説明したように、入力パルス信号のハイレベルのパルスの幅を狭めるためのパルス発生器と、ローレベルのパルスの幅を狭めるためのパルス発生器が必要である。
このため、図２に示すように、デジタル比較回路４５から出力される検出温度に対応したパルス信号を伝達するための第１パルス発生器５２と第２パルス発生器が設けられている。また、コンパレータ４９から出力される限界の温度に達したことを知らせるFAL信号を伝達するための第３パルス発生器５４と第４パルス発生器５５が設けられている。
図１と図２を対応付けると以下のようになる。図１のインバータ２が図２のインバータ４７に、インバータ３がインバータ４８に、パルス発生器４が第１パルス発生器５２に、パルス発生器５が第２パルス発生器５３に、絶縁トランス３１が絶縁トランス７０に、インバータ１６がインバータ５６に、インバータ１７がインバータ５７に、ＲＳフリップフロップ１８がＲＳフリップフロップ６０に、バッファ１９がバッファ６２にそれぞれ対応している。
したがって、図１で説明した動作と同じであるので、上記の対応付けられた図２の回路についての説明や、信号復調回路１０２についての説明も省略する。また、コンパレータ４９の出力のFAL信号を伝達復調する信号系統を構成する、インバータ５０、インバータ５１、第３パルス発生器５４、第４パルス発生器５５、絶縁トランス７１、インバータ５８、インバータ５９、ＲＳフリップフロップ６１、バッファ６３は、上記の動作と同じであるので、この説明も省略する。
ここで、温度検出回路１００と絶縁トランス回路１０１とは、同一基板（同一フレーム）に形成されている。絶縁トランス回路１０１は、電源電圧を供給する必要がなく、磁気的な相互誘導作用により電流信号を得ることができるため、温度検出回路１００と共通基板とすることができる。
図２の温度検出装置を１パッケージ化した基板上の実装状態を図４に示す。
図４（ａ）は、パッケージ上面から見た内部の写真画像を示す。図４（ｂ）は図４（ａ）を拡大した写真画像であり、真中に位置するのが絶縁トランス回路１０１に相当する。また、向かって左側に配置されているのが温度検出回路１００に相当し、向かって右側に配置されているのが信号復調回路１０２に相当する。
絶縁トランスと信号復調回路の間のＳの部分は、プラスティックモールドが形成されている。
絶縁トランスはチップ化されており、温度検出回路と同一基板上に形成され、裏面には銅アイランドが形成されている。銅アイランドが形成された裏面から見て透視した構造が図４（ｃ）に示されている。銅アイランド上には、ボンディングパッドが形成されており、銅アイランドよりも内側には、銅コイルが形成されている。
チップ化された絶縁トランスの積層構造を図３に示す。
銅アイランド上にシリコン（Ｓｉ）基板が形成され、シリコン基板上に１次側又は２次側の銅コイルが形成されている。
この銅コイルを覆うようにＳｉＯ２等による誘電体層が積層されている。誘電体層上には、２次側又は１次側の銅コイルが形成される。このように、１次側コイルと２次側コイルは誘電体層により電気的には絶縁されている。これを裏面から透視して見た図が、図４（ｃ）となる。
次に、本実施の形態に係る温度検出装置が適用される装置の例を図５に示す。図５は、自動車の低電圧側基板４１０と高電圧側基板５１１との間で双方向に信号を伝達する例が示される。低電圧側基板４１０は、主にＥＣＵ７２により構成されている。ＥＣＵとは、エレクトロニックコントロールユニット又はエンジンコントロールユニットと呼ばれるもので、コンピュータによりエンジンの制御や駆動系、操舵系の制御等を行なうユニットである。
高電圧側基板４１１は、モータ１１２を駆動するためのパワー半導体モジュール７７が搭載されている。パワー半導体モジュール７７のパワースイッチング素子として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が例示されている。各ＩＧＢＴのゲートは、ゲートドライバ７５に接続される。
ＥＣＵ７２から出力された制御信号が、アイソレータ７３を介してゲートドライバ７５に伝達される。ＥＣＵ７２からの制御信号により、ゲートドライバ７５から駆動信号が出力される。この駆動信号によりＰＷＭ制御されて、パワー半導体モジュール７７の６個ＩＧＢＴが所望のタイミングでオン−オフされ、モータ１１２駆動用の三相交流電力が生成される。
一方、パワー半導体モジュール７７のＩＧＢＴの近くに設置された温度センサ（図示せず）で温度が検出されて、検出信号が温度検出回路７６に入力され、パルス信号に変換されて出力され、アイソレータ７４を介してＥＣＵ７２に伝達される。従来、アイソレータにはフォトカップラを使用していたが、本実施の形態では、絶縁トランスを使用し、温度検出回路７６とアイソレータ７４とを１パッケージ化した温度検出装置９０とした。図５の温度検出装置９０が、図２示す温度検出装置９０である。
（比較例）
比較例として、パワースイッチング素子が搭載された車体を基準電位とする車載システムでは、低電圧基板と高電圧基板とが接続され、低電圧基板と高電圧基板とは絶縁されており、高電圧基板側には、パワーカードが搭載されている。
パワーカードは、パワースイッチング素子、温度センサとしてのダイオードを搭載してパッケージ化されたものである。
ここで、パワースイッチング素子は、車両走行用の回転電機に接続されるインバータを構成する。車両走行用の回転電機とは、車載主機としての回転電機や、車載主機としての回転電機に電力を供給する高電圧バッテリを充電する発電機等である。一方、上記温度センサは、パワースイッチング素子付近に配置されて、その温度を検出する。
また、高電圧基板側には、温度検出信号をＰＷＭ信号に変える温度検出回路が搭載されている。低電圧基板と高電圧基板とは、フォトカプラにより絶縁されており、低電圧基板と高電圧基板とを絶縁しつつも信号をその一方から他方へと伝達させるための絶縁手段である。
通常、低電圧基板と高電圧基板とを絶縁する絶縁素子としてフォトカプラが用いられるため、フォトカプラと温度検出回路とは、同一の基板上に配置されず、別々のパッケージに内蔵されている。
また、フォトカプラは、送信側の発光ダイオードと受信側のフォトダイオードで構成されている。発光ダイオードは高電圧側の温度検出回路側に配置され、フォトダイオードは低電圧基板側に配置されている。このように、発光ダイオードの作動電圧とフォトダイオードの作動電圧とは異なるものであり、共通の基板上に作製することができず、同一のパッケージにすることが難しい。
第１の実施の形態に係る温度検出装置によれば、温度センサ３５で検出された温度に応じた第１のパルス信号を出力する温度検出回路１００と、第１のパルス信号を温度検出回路１００とは異なる作動電圧で動作する集積回路との間に絶縁トランス７０、７１を構成し、絶縁を維持しつつ、第１のパルス信号を温度検出回路１００から集積回路に伝達している。
このように、絶縁トランス７０、７１を用いているので、絶縁トランス７０、７１に異なる電圧を供給する必要がなく、磁気変化による信号伝達が行われる。このため、温度検出回路１００と絶縁トランス７０、７１とは共通の基板上に実装することができ、装置の小型化を行うことができる。
[第２の実施の形態]
図７は、本発明の第２の実施の形態に係る温度検出回路２１０の回路構成を示す。
第２の実施の形態に係る温度検出回路は、温度センサ３５からの温度検出信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路４４と、三角波形に相当するデジタル信号を時系列に出力する三角波発生回路（第１カウンタ１６２と発振回路１６３）と、Ａ／Ｄ変換回路４４から出力されるデジタルの温度検出信号と三角波発生回路から出力されるデジタル信号とを比較するデジタル比較器（デジタル比較回路）４５とを備え、デジタル比較器４５からデューティ信号を出力するようになっている。
デジタル比較器４５で比較処理が行われる周期は、三角波形の最大値から次の最大値まで又は三角波の最小値から次の最小値までを１サイクルとし、４サイクルで構成される。
また、比較処理が行われる１周期のうち、最初の２サイクルでデューティ比が決定される。
また、温度センサ３５で検出した温度が限界値に達したときに、デジタル比較器４５から検知信号を出力するようにできる。
また、温度センサ３５は、定電流で動作し、温度に対応して電圧が変化する素子を備えるようにできる。
また、温度センサ３５に電流を流す定電流源は、カレントミラー回路３０１を備え、カレントミラー回路３０１に接続される抵抗の値により温度センサ３５に流す電流を変化させるように構成されている。
ここで、一例として、外付けの温度センサ１２１は、ダイオードを２個直列に接続した構成としている。温度センサ１２１はパワートランジスタ等のスイッチング素子の近傍に設けられる。
本実施例のように、温度センサ１２１をダイオードで構成した場合、温度センサとしてのダイオードは、定電流の条件では、温度が上昇すると順方向電圧が小さくなる特性を有している。ダイオードに一定の電流を供給し、順方向電圧を測定することによって、パワートランジスタ等のスイッチング素子の温度を測定することができる。
上記のように、温度センサ１２１のダイオードに定電流を流す必要があるため、定電流源を、可変抵抗１５１、１５２、オペアンプによる増幅器３０２、ＦＥＴ３０３、カレントミラー回路３０１で構成している。
基準電圧発生回路１０５は、電源電圧ＶＣＣから、温度検出回路２１０内の特定の素子に必要な電圧を調整して供給する役割を果たすもので、例えば、１．２５Ｖの出力電圧を発生させるように構成することができる。カレントミラー回路３０１は、Ｐ型ＭＯＳのＦＥＴ１１２、１１３で構成されている。ＦＥＴ１１２のゲートとＦＥＴ１１３のゲートが接続され、ＦＥＴ１１２のドレインとＦＥＴ１１３のドレインが接続されている。ＦＥＴ１１３はダイオード接続されている。
ＦＥＴ１１３のドレイン−ソース間に流す電流が決まると、ＦＥＴ１１２のドレイン−ソース間に流れる電流も決まる。また、増幅器３０２とＮ型ＭＯＳのＦＥＴ３０３とで、パワー増幅器を構成している。可変抵抗１５１、１５２を調整することで、ＦＥＴ１１３に流す電流を変えることができ、温度センサ１２１のダイオードに流す電流を変えることができる。
また、ＦＥＴ１１３のドレイン−ソース間に流す電流とＦＥＴ１１２のドレイン−ソース間に流れる電流の比は、ＦＥＴ３０３に接続されている度外付けの抵抗１２０と温度センサ１２１の内部抵抗の比で決まるものである。例えば、通常、温度センサ１２１の内部抵抗は抵抗１２０の１／２０程度に設定されることから、カレントミラー回路３０１は、ＦＥＴ１１３のドレイン−ソース間に流れる電流の約２０倍の電流を温度センサ１２１に供給する定電流源として機能する。
一方、オペアンプによる増幅器１０４は、基準電圧発生回路１０５で生成された電圧を増幅して、ＡＤ変換回路１０７に供給するものである。増幅器１０４のマイナス入力端子と出力端子との間に可変抵抗１４１が設けられている。また、増幅器１０４のマイナス入力端子とＧＮＤとの間に設けられた可変抵抗１４２は、可変抵抗１４１と直列に接続されている。この可変抵抗１４１、１４２により増幅器１０４の出力電圧を調整してＡＤ変換回路１０７に供給する。例えば、図に示されるように、３．３Ｖに設定される。
次に、温度センサ１２１で検出された温度検出電圧と三角波との比較について説明する。ＡＤ変換回路１０７は、逐次比較レジスタ１７１、ＤＡ変換器１７２、アナログコンパレータ１７３、レジスタ１７４、ＤＡ変換器１６４ａで構成されている。いわゆる逐次比較型ＡＤ変換回路と呼ばれるものである。逐次比較レジスタ１７１は、連続的に近似値を順次作成するレジスタである。まず、変換開始の指令があると、逐次比較レジスタ１７１がＭＳＢを１に設定する。この結果をＤＡ変換器１７２でＤ／Ａ変換し、アナログ量に戻し、コンパレータ１７３で温度検出電圧と比較する。これにより、仮に温度検出電圧の電圧値の方が高い場合、ＭＳＢは１のままにする。
次に、逐次比較レジスタ１７１の２ビット目が、同様に１に設定される。この結果をＤＡ変換器１７２でＤ／Ａ変換し、アナログ量に戻し、コンパレータ１７３で温度検出電圧と比較する。仮に温度検出電圧の方が低い場合，逐次比較レジスタ１７１の２ビット目を０に戻す。このように、ＭＳＢからＬＳＢの方向に順次ビットをセットして比較し、温度検出電圧より大きくなればリセット、小さければ残すという動作を続ける。ＬＳＢまでこの動作を続けると、温度検出電圧に最も近いデジタル量が残る。このデジタル値を取り出してレジスタ１７４に記憶させておく。
次に、レジスタ１７４に保持されている温度検出電圧のデジタル信号は、デジタル比較回路２００に出力される。デジタル比較回路２００では、全てデジタル信号で処理される。
デジタル比較回路２００は、デジタル比較器１６１、第１カウンタ１６２、発振回路１６３、第２カウンタ１６４で構成される。レジスタ１７４のデジタル値と第１カウンタ１６２の出力値をデジタル比較器１６１でデジタル比較し、レジスタ１７４のデジタル値の方が大きいときにハイレベル信号を出力する。また、レジスタ１７４のデジタル値の方が、第１カウンタ１６２の出力値よりも小さいときにローレベル信号を出力する。
発振回路１６３は、一定周期のクロック信号を発生させるもので、このクロックの数を第１カウンタ１６２で計数する。第１カウンタ１６２は、発振回路１６３からのクロックを計数した値を順次、比較器１６１に出力する。
図８は、デジタル比較回路２００に関するタイムチャートであり、主として比較器１６１で比較されるデータと、比較器１６１からの出力に関するタイムチャートを示す。
発振回路１６３からのクロックは、第２カウンタ１６４にも入力される。第２カウンタ１６４は、コンパレータ１７３のオフセットをキャンセルするために用いられるもので、コンパレータ１７３のオフセット量に相当するデジタル値まで計数されるように設定されている。発振回路１６３が動作すると、第２カウンタ１６４は、コンパレータ１７３のオフセット相当量になるまで計数を行い、その値をＤＡ変換器１７５に出力する。第２カウンタ１６４からの入力デジタル値は、ＤＡ変換器１７５によりアナログ量に変換され、コンパレータ１７３のオフセット調整端子に入力される。これにより、コンパレータ１７３が有するオフセットがキャンセルされる。
第１カウンタ１６２から出力されるデジタル値は、発振回路１６３からのクロックにより、その数値が段階的（例えば１ずつ）に増加して行くが、それが三角波の傾斜部分Ｓ１に相当する。一方、第１カウンタ１６２で計数した数値が三角波の最大値Ｓ３に到達したときに、第１カウンタ１６２は、今まで計数された数値をリセットして０になるように設定されている。したがって、最大値からすぐに０に移行するため、三角波のＳ３に示されるように傾きがない直線となり、Ｓ３に関してはパルス幅がない状態となる。このように、第１カウンタ１６２と発振回路１６３とで、アナログの三角波形に相当するデジタル信号を時系列に出力する三角波発生回路を構成する。
レジスタ１７４から比較器１６１に供給される温度検出電圧値のデジタル値は、図８のTAIN信号で示される。図８で示されるように、TAIN信号と第１カウンタ１６２から出力される三角波に相当する計数値とが比較される。ここで、比較を行なう周期は、各周期Ｔ０〜Ｔ４に示されるように、DutyHi期間とDutyLo期間を１サイクルとしたときの２サイクル分で構成される。
DutyHi期間は、三角波の最大値から次の最大値までの期間又は三角波の最小値から次の最小値までの期間に相当する。DutyLo期間は、DutyHi期間の次の期間であり、三角波の最大値から次の最大値までの期間又は三角波の最小値から次の最小値までの期間に相当する。
図８では、TAIN信号のレベルがどのように変化するかを例示したものであるため、図８に記載されたTAIN信号と三角波とを比較した結果と、比較器１６１の出力信号に相当するTOUTとのタイミングは一致していないことに留意する必要がある。
具体的に、TOUT信号が形成される過程を説明する。例えば、図８に示されるように、三角波の最大値から次の最大値までの１周期又は三角波の最小値から次の最小値までの１周期を２．５ｍ秒に設定することができる。
仮に、周期Ｔ１において、TAINが三角波の最大値の９０％ラインＮ１となっていた場合、比較器１６１で三角波とＮ１とが比較されて、三角波よりもＮ１が高い期間についてはハイレベル信号が出力され、三角波よりもＮ１が低い期間についてはローレベル信号が出力される。２．５ｍ秒の周期の９０％に相当するため、２．５×０．９＝２．２５ｍ秒となる。これが、２．２５ｍｓｅｃDuty９０％クランプと記載されているパルス期間である。
次のDutyLo期間は、２．５−２．２５＝０．２５ｍ秒と２．５ｍ秒との合計の２．７５ｍ秒のパルス幅となる。周期Ｔ１は、２つのDutyHi期間と２つのDutyLo期間からなっているが、最初のDutyHi期間とDutyLo期間で、比較器１６１で三角波とＮ１とが比較された結果が出力され、次のDutyHi期間とDutyLo期間では、比較処理を行なわずに、三角波の周期である２．５ｍ秒幅のハイレベルのパルスと２．５ｍ秒幅のローレベルのパルスを出力する。
以上説明した周期Ｔ１の動作は、同様にＴ２、Ｔ３、Ｔ４でも行なわれる。Ｔ２において、TAINが三角波の最大値の９０％ラインＮ１の状態を維持していた場合、周期Ｔ１での動作と同様に、最初のDutyHi期間で２．２５ｍ秒幅のハイレベルパルスが出力され、最初のDutyLo期間で、２．７５ｍ秒のパルス幅のローレベルパルスが出力される。
次のDutyHi期間とDutyLo期間では、比較処理を行なわずに、三角波の周期である２．５ｍ秒幅のハイレベルのパルスと２．５ｍ秒幅のローレベルのパルスを出力する。この状態が図８に示されている。
周期Ｔ３では、TAINが三角波の最大値の１０％ラインＮ２となっていた場合が記載されている。比較器１６１で三角波とＮ２とが比較されて、三角波よりもＮ２が高い期間についてはハイレベル信号が出力され、三角波よりもＮ２が低い期間についてはローレベル信号が出力される。最初のDutyHi期間は、２．５ｍ秒の周期の１０％に相当するため、２．５×０．１＝０．２５ｍ秒となる。これが、０．２５ｍｓｅｃDuty１０％クランプと記載されているパルス期間である。
次のDutyLo期間は、２．５−０．２５＝２．２５ｍ秒と２．５ｍ秒との合計の４．７５ｍ秒のパルス幅となる。さらに、次のDutyHi期間とDutyLo期間では、比較処理を行なわずに、三角波の周期である２．５ｍ秒幅のハイレベルのパルスと２．５ｍ秒幅のローレベルのパルスを出力する。
周期Ｔ４において、TAINが三角波の最大値の１０％ラインＮ２の状態を維持しているので、周期Ｔ３での動作と同様に、最初のDutyHi期間で０．２５ｍ秒幅のハイレベルパルスが出力され、最初のDutyLo期間で、４．７５ｍ秒のパルス幅のローレベルパルスが出力される。次のDutyHi期間とDutyLo期間では、比較処理を行なわずに、三角波の周期である２．５ｍ秒幅のハイレベルのパルスと２．５ｍ秒幅のローレベルのパルスを出力する。
以上のようにして、各周期Ｔｎ（ｎ＝０〜Ｎ）毎に、比較器１６１で、温度センサ１２１の温度検出電圧信号であるTAINと三角波とを比較した結果をレベルシフタ１０８に送出する。
ここで、接続端子にもあるFAIL信号について説明する。例えば、図８において、周期Ｔ４における三角波形とTAIN信号の関係に示されるように、TAIN信号が三角波形信号よりも高い部分が全くなくなってしまった場合の動作である。これは、温度センサ１２１で検出された温度が非常に高い状態となっていることを示し、温度検出電圧信号TAINが極めて低くなった場合である。
この場合には、温度検出対象の温度上昇が限界まで到達したことを知らせるために、比較器１６１はローレベル信号を出力する。比較器１６１からのローレベル信号は、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ１０９のゲートに入力される。これにより、ＦＥＴ１０９はオフ状態になり、FAIL端子はハイレベル状態となる。このFAIL信号は、外部の制御機器等に取り込まれ、温度検出対象の動作を停止させる等の制御信号として用いられる。
比較器１６１の出力信号は、レベルシフタ１０８により、ＤＣ電圧レベルが変換されて、ハイレベル信号はローレベル信号に、ローレベル信号はハイレベル信号に変換される。レベルシフタ１０８からの出力は、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ１１１のゲート及びＰ型ＭＯＳのＦＥＴ１１０のゲートに入力される。
ＦＥＴ１１０のソースとＦＥＴ１１１のドレインとが接続され、ＦＥＴ１１０のゲートとＦＥＴ１１１のゲートが接続されたに等しい構成となっているので、ＦＥＴ１１０とＦＥＴ１１１でインバータを構成している。このため、レベルシフタ１０８からの出力信号は、ＦＥＴ１１０、１１１によるインバータで反転される。したがって、ロジック的には、比較器１６１からの出力信号がそのままTOUT信号になる。このように、温度センサ１２１で検出された温度は、パルス信号のパルス幅又はデューティ比に変換されて検出される。また、図８にも表わされていたVTO信号は、TOUT信号のハイレベル値を示す。このTOUT信号が、例えば、トルクやスイッチング周波数の制御等に用いられる。
以上のように、比較器からのデューティ信号を得るために、温度検出電圧信号をデジタル値に変換するとともに、比較の基準となる三角波をデジタル信号として、デジタル値による比較処理を行っているために、アナログの三角波のときのように、三角波の最大値、最小値、三角波の傾斜等が変動することがなく、極めて精度の良いデューティ信号を得ることができる。
（比較例）
比較例として、スイッチング素子の破壊を回避するために、スイッチング素子の温度を検出し、得た情報を基にインバータを冷却するか、またはスイッチング素子やインバータの温度を測定してトルクやスイッチング周波数を制限する技術がある。
この比較例において、ダイオードなどのＰＮ接合半導体素子は、温度変化に対して電圧が線形に変化する。温度センサとしてダイオードをスイッチング素子近傍に設置し、電圧を観測すると、高精度、高応答性の温度情報を得られる。高精度な温度情報が得られればスイッチング素子の破壊温度近くまでトルクを出力でき、インバータの高密度化が期待できる。
上記のように、ダイオードなどのＰＮ接合半導体素子を温度センサとして用いた場合には、温度検出回路では、温度センサからの温度検出電圧とアナログ回路で生成した三角波とを比較器で比較している。
比較器で三角波と温度検出電圧とを比較し、例えば、温度検出電圧が三角波よりも高いときは比較器の出力がハイレベルとなり、温度検出電圧が三角波よりも低いときは比較器の出力がローレベルとなるように構成しておく。そして、温度が上昇するにしたがい、温度検出電圧は降下していくので、比較器から出力されるパルス信号のデューティサイクルが変わり、このパルス信号に基づき、トルクやスイッチング周波数を制御することで、温度の上昇を防止するようにしている。
例えば、パワースイッチを用いて電力制御を行う場合に、アナログの三角波形と指令値に基づく数値とを比較することによりデューティ信号を生成している。
ところが、比較器の出力パルス信号は、三角波と温度検出電圧との比較により決定されるため、比較器から出力される出力パルス信号のデューティサイクルの精度を上げるためには、アナログ三角波の最大値、最小値、及び三角波の傾きを精度良く生成する必要がある。
しかし、アナログの三角波を生成する回路は、外部環境の温度変化や電源電圧の変動等にも影響を受け、安定したアナログの三角波形を生成できないため、比較器から出力される出力パルス信号のデューティサイクルの精度を上げることが難しい。
第２の実施の形態に係る温度検出回路では、温度センサ１２１からの温度検出信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路１０７と、三角波形に相当するデジタル信号を時系列に出力する三角波発生回路（第１カウンタ１６２、発振回路１６３）と、Ａ／Ｄ変換回路１０７から出力されるデジタルの温度検出信号と三角波発生回路から出力されるデジタル信号とを比較するデジタル比較器１６１とを備えており、比較器１６１からデューティ信号を出力している。このように、温度検出信号だけでなく、三角波形についてもデジタル信号としているため、三角波形の最大値、最小値、及び三角波形の傾き等に関して変動は発生しないので、精度の良いデューティ出力信号を得ることができる。
[第３の実施の形態]
図９は、第３の実施の形態に係るパワー半導体モジュールを含む駆動系装置のブロック構成例を示す。
第３の実施の形態に係るパワー半導体モジュール７７は、パワースイッチング素子（ＩＧＢＴ）により構成されたパワー素子回路と、パワースイッチング素子の温度を測定する温度検出用ダイオード３５と、温度検出用ダイオード３５からの電圧信号により温度を検出する温度検出回路７７ａとを備え、温度検出用ダイオード３５と温度検出回路７７ａはＳＯＩ構造により１つのチップ上に形成されている。
また、チップとパワー素子回路とは、共通のフレーム上に形成され、１つのパッケージに内蔵されている。
図９は、自動車の低電圧側基板４１０と高電圧側基板４１１との間で双方向に信号を伝達する例が示される。低電圧側基板４１０は、主にＥＣＵ７２により構成されている。ＥＣＵとは、エレクトロニックコントロールユニット又はエンジンコントロールユニットと呼ばれるもので、コンピュータによりエンジンの制御や駆動系、操舵系の制御等を行なうユニットである。
高電圧側基板４１１には、モータ１１２を駆動するためのインバータ回路７７ｂが構成されたパワー半導体モジュール７７が搭載されている。パワー半導体モジュール７７は、１つのパッケージに形成されており、内部に温度検出回路７７ａとインバータ回路７７ｂが形成されている。インバータ回路７７ｂのパワースイッチング素子として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が例示されている。各ＩＧＢＴのゲートは、ゲートドライバ７５に接続され、各ＩＧＢＴと並列にフライホイールダイオードが接続されている。また、各ＩＧＢＴには、ＤＣ電源７８からＤＣ電圧が供給される。
ＥＣＵ７２から出力された制御信号が、アイソレータ７３を介してゲートドライバ７５に伝達される。ＥＣＵ７２からの制御信号により、ゲートドライバ７５から駆動信号が出力される。この駆動信号によりＰＷＭ制御されて、インバータ回路７７ｂの６個のＩＧＢＴが所望のタイミングでオン−オフされ、モータ１１２駆動用の三相交流電力が生成される。
一方、インバータ回路７７ｂのＩＧＢＴの近くに設置されたダイオードによる温度センサで温度が検出されて、検出信号が温度検出回路７７ａに入力され、パルス信号に変換されて出力され、アイソレータ７４を介してＥＣＵ７２に伝達される。アイソレータ７３，７４はフォトカプラや絶縁トランスが用いられる。
ここで、温度検出回路７７ａとダイオードによる温度センサ３５とは、半導体積層構造を作製する際に、ＨＴ−ＳＯＩ(Silicon on Insulator)構造を用い、１チップ化されている。ＳＯＩ構造は、シリコン基板の上に薄い絶縁酸化膜を作り込み、さらにその上にトランジスタやセンサなどの電気回路を形成する技術のことであり、通常のバルクＣＭＯＳ技術よりも高速性、低消費電力性の高い技術である。このＳＯＩ構造におけるジャンクション温度は、２２５℃になり、ＳＯＩ構造による１チップ化を行うことで、精度良く安定した温度検出が行える。
さらに、ＳＯＩ構造により１チップ化された温度センサ３５と温度検出回路７７ａは、インバータ回路７７ｂと同一パッケージに内蔵されている。すなわち、インバータ回路７７ｂのチップと温度センサを含む温度検出回路７７ａのチップは同一フレーム上に配置される。このようにして、さらに温度検出の精度を向上させる。
図１０は、図９のパワー半導体モジュール７７におけるダイオードからなる温度センサ３５の配置位置を例示したものである。温度センサ３５は、ＩＧＢＴの近くに設けられる。また、温度センサ３５は、ダイオードを２個直列に接続した構成としている。温度センサとしてのダイオードは、定電流の条件では、温度が上昇すると順方向電圧が小さくなる特性を有している。ダイオードに一定の電流を供給し、順方向電圧を測定することによって、パワートランジスタ等のスイッチング素子の温度を測定することができる。
また、図１０では、温度検出回路７７ａと温度センサ３５とを離して記載しているが、これは、温度検出ダイオードの配置位置をわかりやすくするためであり、上述したように、温度検出ダイオードと温度検出回路７７ａはＳＯＩ構造により１チップ化されている。一方、図９のゲートドライバ７５の機能等を含む制御信号を出力する回路として制御回路８０が設けられている。
次に、図９、１０に示された温度検出回路７７ａの回路構成例を図１１に示す。上述したように、温度センサ３５のダイオードに定電流を流す必要があるため、定電流源を、オペアンプによる増幅器４１、ＦＥＴ４２、カレントミラー回路４３で構成している。カレントミラー回路４３は、Ｐ型ＭＯＳのＦＥＴ４３ａ、４３ｂで構成されている。ＦＥＴ４３ａのゲートとＦＥＴ４３ｂのゲートが接続され、ＦＥＴ４３ａのドレインとＦＥＴ４３ｂのドレインが接続されている。ＦＥＴ４３ｂはダイオード接続されている。
ＦＥＴ４３ｂのドレイン−ソース間に流す電流が決まると、ＦＥＴ４３ａのドレイン−ソース間に流れる電流も決まる。また、増幅器４１とＮ型ＭＯＳのＦＥＴ４２とで、パワー増幅器を構成している。
次に、温度センサ３５で検出された温度検出電圧TAINはＡＤ変換回路４４に入力される。ＡＤ変換回路４４は、いわゆる逐次比較型ＡＤ変換回路等により構成される。ＡＤ変換回路４４でデジタル値に変換されたTAIN信号は、デジタル比較回路４５に入力される。
デジタル比較回路４５は、カウンタやデジタル比較器などにより構成されている。発振回路４６は所定の周波数のクロックパルスを発生させるものであり、この発振回路４６からのクロックをデジタル比較回路４５内のカウンタで計数することにより、デジタルの三角波信号を生成する。また、デジタル比較回路４５は、デジタル比較器を備えており、上記デジタルの三角波信号とデジタル値に変換されたTAIN信号とを比較する。そして、デジタル値のTAIN信号がデジタルの三角波信号よりも大きいときに、ハイレベル信号を出力する。また、デジタル値のTAIN信号がデジタルの三角波信号よりも小さいときにローレベル信号を出力する。
デジタル比較回路４５の出力信号は、次にインバータ回路に出力される。インバータ回路は、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ３７とＰ型ＭＯＳのＦＥＴ３６で構成される。ＦＥＴ３６のソースとＦＥＴ３７のドレインとが接続され、ＦＥＴ３６のゲートとＦＥＴ３７のゲートが接続されている。デジタル比較回路４５の出力信号は、ＦＥＴ３６のゲート及びＦＥＴ３７のゲートに入力される。
デジタル比較回路４５の出力信号は、ＦＥＴ３６、３７によるインバータで反転されてTOUT信号として出力される。また、VTO端子の信号は、TOUT信号のハイレベル値を示す。このようにして、温度センサ３５からの温度の大きさは、TOUT信号のパルス幅又はデューティ信号により検出される。
ここで、接続端子にもあるFAL信号について説明する。これは、温度センサ３５で検出された温度が非常に高い状態となっていることを示し、温度検出電圧信号TAINが極めて低くなった場合である。このように、温度センサ３５による検出温度が限界値に達したときに発生させる信号である。
コンパレータ４９のマイナス端子にはＤＣ電源が接続されている。このＤＣ電源の電圧値を上記温度の限界値に対応する電圧に設定しておく。一方、コンパレータ４９のプラス端子には温度検出電圧信号TAINが入力される。温度検出電圧信号TAINがＤＣ電源の電圧値よりも高いときには、ハイレベル信号がコンパレータ４９より出力される。比較器４９からのハイレベル信号は、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ３８のゲートに入力される。これにより、ＦＥＴ３８はオン状態になり、FAL端子はローレベル状態となる。
一方、検出される温度が下がってきて、温度検出電圧信号TAINがＤＣ電源の電圧値よりも低くなると、比較器４９の出力はローレベル信号に反転する。比較器４９からのローレベル信号は、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ３８のゲートに入力される。これにより、ＦＥＴ３８はオフ状態になり、FAL端子はハイレベル状態となる。このようにして、温度検出対象の温度上昇が限界まで到達したことを知らせる。このFAL信号は、外部の制御機器等に取り込まれ、温度検出対象の動作を停止させる等の制御信号として用いられる。
（比較例）
比較例として、電力スイッチング素子の１つであるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）を用いて電動機を駆動する３相インバータ等のシステムでは、例えばモーターロック状態等、モータの動作状態によっては、各相ＩＧＢＴ素子の温度が上昇し、故障を生じる恐れがある。このため、各ＩＧＢＴ素子の温度をモニターし、モニター温度が所定温度以上となった場合には、インバータの出力電力を低減し、ＩＧＢＴ素子の駆動周波数を低減することで、温度上昇を抑制することが通常行われている。
また、比較例においては、インバータ回路と温度検出用ダイオードを同じ基板に搭載してチップ化し、インバータ回路のＩＧＢＴの動作時温度の検出を行っている。しかし、この構成では、温度検出用ダイオードと温度検出回路が別チップとなるため、半導体素子のバラツキの影響により、検出精度が低下してしまう。
また、従来のシリコン半導体によるチップ化では、使用限界温度（ジャンクション温度）は、１５０℃であるため、温度検出用ダイオードと温度検出回路とを１チップ化することが難しい。
第３の実施の形態によれば、パワースイッチング素子により構成されたパワー素子回路と、パワースイッチング素子の温度を測定するために設けられた温度検出用ダイオード３５と、温度検出用ダイオード３５からの電圧信号により温度を検出する温度検出回路７７ａとを備えている。また、温度検出用ダイオード３５と温度検出回路７７ａはＳＯＩ構造により１つのチップに形成されている。このため、ジャンクション温度は高くなり、温度検出回路７７ａと温度検出用ダイオード３５の半導体素子間の相対精度が向上し、高精度な温度検出を行うことができる。
本発明に係る温度検出装置は、高温状態になるインバータやスイッチング素子等のパワーデバイス等の温度検出に適用することができる。
１、１１…ＵＶＬＯ（低電圧誤動作防止）回路
２、３、１２、１６、１７、４７、４８、５０、５１、５６、５７、５８、５９…インバータ
４、５、１４、１５、５２、５３、５４、５５…パルス発生器
８、１８、６０、６１…ＲＳフリップフロップ
９、１９、６２、６３…バッファ
１０、２０、１２０…抵抗
３１、３２、７０、７１…絶縁トランス
３１ａ、３１Ｂ、３２ａ、３２ｂ…インダクタ
３５、１２１…温度センサ（温度検出用ダイオード）
３６、３７、３８、４２、４３ａ、４３ｂ、１０９、１１０、１１１、１１２、１１３、３０３…ＦＥＴ
４１、１０４、３０２…増幅器
４３、３０１…カレントミラー回路
４４、１０７…ＡＤ変換回路
４５、２００…デジタル比較回路
４６、１６３…発振回路
４９…コンパレータ（比較器）
７２…ＥＣＵ
７３、７４…アイソレータ
７５…ゲートドライバ
７６、７７ａ、１００、２１０…温度検出回路
７７…パワー半導体モジュール
７７ｂ…インバータ回路
７８…ＤＣ電源
８０…１次側回路
８１…２次側回路
９０…温度検出装置
１０１…絶縁トランス回路
１０２…信号復調回路
１０５…基準電圧発生回路
１０８…レベルシフタ
１４１、１４２、１５１…可変抵抗
１６１…デジタル比較器
１６２、１６４…カウンタ
１６４ａ、１７２、１７５…ＤＡ変換器
１７１…逐次比較レジスタ
１７３…アナログコンパレータ
１７４…レジスタ
４１０…低電圧側基板
４１１…高電圧側基板
４１２…モータ

Claims (6)

  1. 温度センサで検出された温度に応じた第１のパルス信号を出力する温度検出回路と、
    前記温度検出回路と集積回路の間に設けられ、前記第１のパルス信号を前記温度検出回路とは異なる作動電圧で動作する集積回路に伝達する絶縁トランスと
    を備え、
    前記温度検出回路と絶縁トランスとは個々に長方形状を有してチップ化されており、それぞれのチップの長辺が向かい合うように同一のフレーム上に配置されると共に、
    前記フレームの、前記絶縁トランスのチップと前記温度検出回路のチップとの境界領域には凹部が設けられることを特徴とする温度検出装置。
  2. 前記絶縁トランスは、
    前記温度検出回路側からの第１のパルス信号に基づき電流が流れる１次側コイルと、前記集積回路側に伝達する電流を発生させる２次側コイルとが誘電体層を挟んで上下に形成されることを特徴とする請求項１に記載の温度検出装置。
  3. 前記温度検出回路は、前記温度センサで検出された温度が所定の限界値に達したときに第２のパルス信号を出力し、前記絶縁トランスは、前記第２のパルス信号を前記温度検出回路から前記集積回路に伝達することを特徴とする請求項１又は２に記載の温度検出装置。
  4. 前記第１のパルス信号又は前記第２のパルス信号のハイレベルのパルス幅及びローレベルのパルス幅を整形して、該パルス信号のときよりも小さくするパルス発生器が前記絶縁トランスの１次側コイルの手前に設けられていることを特徴とする請求項３に記載の温度検出装置。
  5. 前記集積回路側に伝達される電流を発生させる前記絶縁トランスの２次側コイルの後に、前記パルス発生器で波形整形されたパルス信号を元のパルス幅に復調させる信号復調回路が構成されていることを特徴とする請求項４に記載の温度検出装置。
  6. 前記凹部は、前記チップの長辺と平行となる方向へ延設されていることを特徴とする請求項１に記載の温度検出装置。
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