JP5549842B2 - コリオリ流量計および周波数測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、コリオリ流量計に関し、特に、検出信号の周波数測定に関するものである。

化学プラントなどで行われる流量制御において、コリオリ流量計が被測定流体の流量測定に用いられる。一例として、特許文献１にコリオリ流量計の構成が示されている。このようなコリオリ流量計について、図４、５を用いて説明する。

図４（ａ）はコリオリ流量計の検出部ＳＮＳの構成図、（ｂ）は検出部ＳＮＳの動作を説明する動作説明図、図５はコリオリ流量計１０の構成図である。

まず、図４について説明する。図４（ａ）において、測定管は、例えばＵ字管方式など他の方式でも良いが、簡単のため直管方式のもので説明する。

１は被測定流体を流す測定管であり、被測定流体は左から右に流れる。測定管１の両端は支持部材２、３に固定されている。測定管１の中央部近傍には、測定管１を上下に機械振動をさせる加振器４が設置されている。

そして、測定管１の支持部材２、３に固定されている近傍には、測定管１の振動を検出する上流センサ５Ａ、下流センサ５Ｂが固定されている。また、支持部材３の近傍には温度補償に使用する温度センサ６が設けられている。以上によりセンサ部ＳＮＳが構成されている。

図４（ｂ）において、加振器４から測定管１にＭ１、Ｍ２に示すような１次モードの形状で振動が与えられている状態で、測定管１に被測定流体が流れると、被測定流体にコリオリ力が生じ、Ｍ３、Ｍ４に示すような２次モードの形状で測定管１が振動する。

実際には、この２種類の振動パターンが重畳された形で測定管１が振動する。測定管１の振動による変形を、上流センサ５Ａ、下流センサ５Ｂで検出した変位信号（検出信号）ＳＡ、ＳＢに基づいて、コリオリ流量計は被測定流体の質量流量を測定する。

つぎに、図５について説明する。クロック信号発振器１７は測定管１の振動とは関係なしに、所定のサンプリング周期を持つタイミング信号ＴＣを生成する。

一方、変位信号ＳＡは、例えばＡ×ＳＩＮ（ω×ｔ₀）なる形でサンプルアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路１８に出力され、ここでサンプリングの時点を決めるタイミング信号ＴＣにより、順次サンプル／ホールドされる。ここで、Ａは振幅（Ｖ）、ωは角速度（ｒａｄ／ｓ）、ｔ₀は任意の時点を示す。

ホールドされた変位信号ＳＡはアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１９に出力され、ここで順次デジタル信号ＤＡ２に変換されて、デジタル形式で処理されるローパスフイルタ（ＬＰＦ）２０に出力される。

ローパスフイルタ（ＬＰＦ）２０は、測定管１の振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去して、デジタルフイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２１Ａに、デジタル信号ＤＡ３として出力する。ＦＩＲとは、Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅの略である。

ＦＩＲフイルタ２１Ａは、入力信号と同一位相の出力信号に変換する同相デジタルフイルタであり、その出力端には基本的にＡ×ＳＩＮ（ω×ｔ₀）なる形のデジタル信号ＤＡ４を出力する。すなわち、ＦＩＲフイルタ２１Ａの出力信号ＤＡ４と変位信号ＳＡとは、同一位相である。

また、デジタル信号ＤＡ３は、同様にデジタルフイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２１Ｂに出力される。ＦＩＲフイルタ２１Ｂは、入力信号と９０度異なる位相の出力信号に変換する異相デジタルフイルタであり、基本的にＡ×ＣＯＳ（ω×ｔ₀）なる形のデジタル信号ＤＡ５を出力する。すなわち、ＦＩＲフイルタ２１Ｂの出力信号ＤＡ５と変位信号ＳＡとは、９０度位相が異なる。そして、これらのＦＩＲフイルタ２１ＡとＦＩＲフイルタ２１Ｂとでヒルベルト変換手段２１を構成する。

位相演算手段２３は、デジタル信号ＤＡ４とデジタル信号ＤＡ５との比ＫＡ（＝Ａ×ＳＩＮ（ω×ｔ₀）／Ａ×ＣＯＳ（ω×ｔ₀））を演算する。この値はｔａｎ（ω×ｔ₀）に等しいので、さらに、そのｔａｎ^-1（逆正接）を演算して、変位信号ＳＡの位相θＡ２（＝ω×ｔ₀）（ｒａｄ）を演算する。

また、変位信号ＳＢは、例えばＢ×ＳＩＮ（ω×ｔ₀＋ΔΦ）なる形でサンプルアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路２４に出力され、ここでサンプリングの時点を決めるタイミング信号ＴＣにより、順次サンプル／ホールドされる。ここで、Ｂは振幅（Ｖ）、ωは角速度（ｒａｄ／ｓ）、ｔ₀は任意の時点、ΔΦは時点ｔ₀における変位信号ＳＡに対する位相差（ｒａｄ）を示す。

ホールドされた変位信号ＳＢはアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）２５に出力され、ここで順次デジタル信号ＤＢ２に変換されて、デジタル形式で処理されるローパスフイルタ（ＬＰＦ）２６に出力される。このローパスフイルタ（ＬＰＦ）２６はローパスフイルタ（ＬＰＦ）２０と同一の構成であり、ゲイン特性および群遅延特性なども共通に選定しておく。

ローパスフイルタ（ＬＰＦ）２６は、ローパスフイルタ（ＬＰＦ）２０と同様に、測定管１の振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去して、デジタルフイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２７Ａに、デジタル信号ＤＢ３として出力する。

ＦＩＲフイルタ２７Ａは、ＦＩＲフイルタ２１Ａと同様に、入力信号と同相の出力信号に変換する同相デジタルフイルタであり、その出力端には基本的にＢ×ＳＩＮ（ω×ｔ₀＋ΔΦ）なる形のデジタル信号ＤＢ４を出力する。すなわち、ＦＩＲフイルタ２７Ａの出力信号ＤＢ４と変位信号ＳＢとは、同一位相である。

また、デジタル信号ＤＢ３は、デジタルフイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２７Ｂに出力される。このＦＩＲフイルタ２７Ｂは、入力信号と９０度異なる位相の出力信号に変換する異相デジタルフイルタであり、基本的にＢ×ＣＯＳ（ω×ｔ₀＋ΔΦ）なる形のデジタル信号ＤＢ５を出力する。すなわち、ＦＩＲフイルタ２７Ｂの出力信号ＤＢ５と変位信号ＳＢとは、９０度位相が異なる。そして、これらのＦＩＲフイルタ２７ＡとＦＩＲフイルタ２７Ｂとでヒルベルト変換手段２７を構成している。

位相演算手段２９は、デジタル信号ＤＢ４とデジタル信号ＤＢ５との比ＫＢ（＝Ｂ×ＳＩＮ（ω×ｔ₀＋ΔΦ）／Ｂ×ＣＯＳ（ω×ｔ₀＋ΔΦ））を演算する。この値はｔａｎ（ω×ｔ₀＋ΔΦ）に等しいので、さらに、そのｔａｎ^-1（逆正接）を演算して、変位信号ＳＢの位相θＢ２（＝ω×ｔ₀＋ΔΦ）（ｒａｄ）を演算する。

位相差演算手段３０は、位相演算手段２３から順次出力される位相θＡ２と、位相演算手段２９から順次出力される位相θＢ２との差（＝ΔΦ）を演算して、平均化手段３１を介して位相差θｄ２として順次出力する。この位相差θｄ２は、被測定流体の質量流量ＱＭに比例する。

時間遅れ手段３２は、ＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理タイミングｔ₀の１つ前のタイミングｔ_-1で取得した位相θＡ２（＝ω×ｔ_-1）を、位相θＡ２’（ｒａｄ）として保持している。なお、ｔ_-1は、ｔ₀より１つ前のタイミング時点を示す。また、ＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理周期はＴである。

周波数演算手段３３は、位相演算手段２３から位相θＡ２（＝ω×ｔ₀）、時間遅れ手段３２から位相θＡ２’（＝ω×ｔ_-1）を受け取り、これらの位相θＡ２とθＡ２’との差を２πＴで除算して、時点ｔ₀における変位信号ＳＡの周波数ｆｃ（＝（ω×ｔ₀−ω×ｔ_-1）／２πＴ）を演算する。

平均化手段３４は、多数のタイミング時点で求めた周波数ｆｃの平均を演算し、平均周波数ｆｃ’として出力する。

また、励振回路３５には変位信号ＳＡが入力され、この変位信号ＳＡに対応する加振電圧を加振器４に出力し、加振器４を例えば正弦波状に駆動する。

一方、温度センサ６からは、温度信号ＳＴ１がサンプルアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路３７に出力され、サンプリングの時点を決めるタイミング信号ＴＣによりホールドされた多数の温度信号は、アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）３８でデジタル信号に変換されて平均化回路３９に出力され、ここで平均されて平均温度信号ＳＴ２として出力される。

密度演算手段４０は、平均周波数ｆｃ’と平均温度信号ＳＴ２とが入力されて、被測定流体の密度Ｄが、下記式（１）、（２）に基づいて演算される。基準温度において、被測定流体が測定管１に充満している状態の共振周波数をｆｖ、測定管１が空の状態の共振周波数をｆ０、Ｋ１とＫ２を定数とすると、
ｆｖ＝ｆｃ’＋Ｋ１×ＳＴ２ （１）
Ｄ＝Ｋ２×（ｆ０²−ｆｖ²）／ｆｖ² （２）
として、密度信号Ｄが求められる。

質量流量演算手段４１には、密度信号Ｄ、平均周波数ｆｃ’、位相差θｄ２（＝ΔΦ）および平均温度信号ＳＴ２が入力されて、被測定流体の質量流量ＱＭが、下記式（３）に基づいて演算される。
ＱＭ＝ｆ（ＳＴ２）×ｆ（Ｄ）×ｔａｎ（θｄ２）／ｆｃ’ （３）
なお、ｆ（ＳＴ２）は温度の補正項、ｆ（Ｄ）は密度の補正項である。

特開平７−１８１０６９号公報

周波数ｆｃは、位相θＡ２とθＡ２’との差から演算される。位相θＡ２、θＡ２’は、デジタル信号ＤＡ４とデジタル信号ＤＡ５との比ＫＡのｔａｎ^-1を演算することによって求められる。

デジタル信号ＤＡ４とデジタル信号ＤＡ５にノイズ成分が重畳していなければ、比ＫＡ、位相θＡ２、θＡ２’および周波数ｆｃは正確に求めることができる。

デジタル信号ＤＡ４とデジタル信号ＤＡ５にノイズ成分（Ｎ）が重畳した場合、デジタル信号ＤＡ４およびデジタル信号ＤＡ５の絶対値（信号成分Ｓ）が大きければ、Ｓ／Ｎ比は大きくなり、ノイズ成分の影響は小さい。このため、比ＫＡ、位相θＡ２、θＡ２’および周波数ｆｃの誤差（真値からのずれ）は小さい。

しかし、デジタル信号ＤＡ４またはデジタル信号ＤＡ５の絶対値が、ゼロ付近Ｚ１の範囲内にあって小さければ、Ｓ／Ｎ比は小さくなり、ノイズ成分の影響は大きい。このため、比ＫＡ、位相θＡ２、θＡ２’および周波数ｆｃの誤差、ばらつきが大きくなる、という問題がある。

本発明は、検出信号またはこれをデジタル処理した信号にノイズが重畳しても、測定周波数の誤差、ばらつきが小さいコリオリ流量計および周波数測定方法を提供することである。

このような目的を達成するために、請求項１の発明は、
被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計において、
前記同一位相のデジタル信号に基づく値および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づく値のいずれもがゼロ付近の所定範囲外の場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出手段、
を備えたことを特徴とする。
請求項２の発明は、
被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計において、
前記同一位相のデジタル信号と前記９０度異なる位相のデジタル信号との比が、ゼロ付近、第１所定値以上および第２所定値以下の所定範囲外の場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出手段、
を備えたことを特徴とする。
請求項３の発明は、
被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計において、
前記同一位相のデジタル信号と前記９０度異なる位相のデジタル信号との比から求められる位相が、ゼロ付近、第３所定値以上および第４所定値以下の所定範囲外の場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出手段、
を備えたことを特徴とする。
請求項４の発明は、
請求項１から３のいずれか一項に記載の発明において、
前記同相デジタルフィルタ手段または前記異相デジタルフィルタ手段の処理タイミングでカウントするカウント手段を備え、
前記周波数算出手段は、前記カウント手段のカウント値に基づいて周波数算出時間を求めるとともに、前記同一位相のデジタル信号と前記９０度異なる位相のデジタル信号との比から、前記周波数算出時間の始点における第１位相および前記周波数算出時間の終点における第２位相を求め、前記第１位相と第２位相との差を前記周波数算出時間で除算することによって前記周波数を算出する、
ことを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項１から４のいずれか一項に記載の発明において、
前記所定範囲は変更できることを特徴とする。
請求項６の発明は、
被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計の周波数測定方法において、
前記同一位相のデジタル信号に基づく値および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づく値のいずれもがゼロ付近の所定範囲外であるか否かを判定する判定ステップと、
前記判定ステップによって、前記所定範囲外であると判定された場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出ステップと、
を備えたことを特徴とする。
請求項７の発明は、
被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計の周波数測定方法において、
前記同一位相のデジタル信号と前記９０度異なる位相のデジタル信号との比が、ゼロ付近、第１所定値以上および第２所定値以下の所定範囲外であるか否かを判定する判定ステップと、
前記判定ステップによって、前記所定範囲外であると判定された場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出ステップと、
を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、周波数算出手段は、検出信号と同一位相のデジタル信号および検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号に基づく値が所定範囲外の場合、同一位相のデジタル信号および９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、検出信号の周波数を算出する。これによって、検出信号またはこれをデジタル処理した信号にノイズが重畳しても、測定周波数の誤差、ばらつきを小さくすることができる。

本発明を適用したコリオリ流量計の構成図の例である。 本発明を適用した周波数算出処理のフローチャート図の例である。 本発明を適用した周波数算出処理を説明するための波形図の例である。 背景技術で示した、コリオリ流量計の検出部の構成図（ａ）、検出部の動作を説明する動作説明図（ｂ）の例である。 背景技術で示したコリオリ流量計の構成図の例である。

図１は、本実施例を適用したコリオリ流量計１００の構成図であり、これを用いて説明する。なお、図１において、図５と同一のものは同一符号を付し説明を省略し、本実施例の特徴である周波数算出手段１１０を中心に説明を行う。

まず、ヒルベルト変換手段２１以降の周波数算出手段１１０の構成について説明する。周波数算出手段１１０は、ゼロ付近判定手段１１１Ａ、１１１Ｂ、位相演算手段１１２、時間遅れ手段１１３、周波数演算手段１１４および平均化手段１１５を備える。

コリオリ流量計１００は、このような周波数算出手段１１０の他に、カウント手段１２０を備える。

ＦＩＲフイルタ２１Ａのデジタル信号ＤＡ４は、ゼロ付近判定手段１１１Ａおよび位相演算手段１１２に入力される。ＦＩＲフイルタ２１Ｂのデジタル信号ＤＡ５は、ゼロ付近判定手段１１１Ｂおよび位相演算手段１１２に入力される。

ゼロ付近判定手段１１１Ａ、１１１Ｂの判定結果を表す出力信号は、位相演算手段１１２およびカウント手段１２０に入力される。

位相演算手段１１２は、ゼロ付近判定手段１１１Ａ、１１１Ｂの判定結果に基づいて、変位信号ＳＡの位相θＡ２を、時間遅れ手段１１３および周波数演算手段１１４へ出力する。

周波数演算手段１１４は、位相演算手段１１２から位相θＡ２、時間遅れ手段１１３から位相θＡ２’およびカウント手段１２０からカウント値Ｎを受け取り、変位信号ＳＡの周波数ｆｃを演算する。

平均化手段１１５は、多数のタイミング時点で求めた周波数ｆｃの平均を演算し、平均周波数ｆｃ’として出力する。

つぎに、周波数算出処理の動作について、図２を用いて説明する。図２は、周波数算出処理のフローチャートである。

図２のステップＳ１０において、ＦＩＲフイルタ２１Ａは、入力信号ＤＡ３に対してヒルベルト変換処理を行い、Ａ×ＳＩＮ（ω×ｔ₀）のデジタル信号ＤＡ４を出力する。

ステップＳ２０において、ＦＩＲフイルタ２１Ｂは、入力信号ＤＡ３に対してヒルベルト変換処理を行い、Ａ×ＣＯＳ（ω×ｔ₀）のデジタル信号ＤＡ５を出力する。

ステップＳ３０において、位相演算手段１１２は、デジタル信号ＤＡ４をデジタル信号ＤＡ５で除算した比ＫＡ（＝Ａ×ＳＩＮ（ω×ｔ₀）／Ａ×ＣＯＳ（ω×ｔ₀））を演算する。

ステップＳ４０において、位相演算手段１１２は、比ＫＡのｔａｎ^-1（逆正接）を演算して、変位信号ＳＡの位相θＡ２（＝ω×ｔ₀）を求める。

ステップＳ５０において、ゼロ付近判定手段１１１Ａは、デジタル信号ＤＡ４の値がゼロ付近Ｚ１の範囲（所定範囲）外か否かを判定する。さらに、ゼロ付近判定手段１１１Ｂは、デジタル信号ＤＡ５の値がゼロ付近Ｚ１の範囲（所定範囲）外か否かを判定する（判定ステップ）。

そして、デジタル信号ＤＡ４またはデジタル信号ＤＡ５の少なくともいずれか一方が、ゼロ付近Ｚ１の範囲内であると判定された場合（ステップＳ５０の「はい」）、ステップＳ６０に移行し、カウント手段１２０は、カウント値をインクリメントする。ステップＳ６０の実行後、周波数算出処理は終了し、つぎのＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理タイミングで、ステップＳ１０以降を繰り返す。

すなわち、カウント手段１２０は、ＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理タイミング（ステップＳ１０、Ｓ２０）で、デジタル信号ＤＡ４またはデジタル信号ＤＡ５の少なくともいずれか一方が、ゼロ付近Ｚ１の範囲内であると判定された場合（ステップＳ５０の「はい」）、インクリメントされる（ステップＳ６０）。

一方、ステップＳ５０において、デジタル信号ＤＡ４およびデジタル信号ＤＡ５のいずれもが、ゼロ付近Ｚ１の範囲外であると判定された場合（ステップＳ５０の「いいえ」）、ステップＳ７０に移行する。

ステップＳ７０において、周波数演算手段１１４は、カウント値ＮとＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理周期Ｔとを乗算して、周波数算出時間ＦＴ（＝Ｎ×Ｔ）を演算する。

ステップＳ８０において、周波数演算手段１１４は、位相θＡ２（＝ω×ｔ₀）から位相θＡ２’（＝ω×ｔ_-N）を減算した値を、周波数算出時間ＦＴに２πを乗算した値で除算して、周波数ｆｃ（＝（ω×ｔ₀−ω×ｔ_-N）／２πＮＴ）を演算する（周波数算出ステップ）。なお、πは円周率である。

なお、ｔ_-Nは、ｔ₀より周波数算出時間ＦＴ前のタイミング時点を示す。すなわち、位相θＡ２’は、ｔ₀より周波数算出時間ＦＴ前に行われた、ステップＳ４０において演算された位相θＡ２を、時間遅れ手段１１３が位相θＡ２’として保持しておいた値である。

ｔ_-Nは、周波数算出時間ＦＴの始点であり、そのとき演算され保持された位相θＡ２’を第１位相と呼ぶ。また、ｔ₀は、周波数算出時間ＦＴの終点であり、そのとき演算された位相θＡ２を第２位相と呼ぶ。

そして、ステップＳ９０において、時間遅れ手段１１３は、位相θＡ２を位相θＡ２’として保持する。これは、つぎの周波数算出のための準備であり、現在の位相θＡ２は、つぎの周波数算出において、始点の位相θＡ２’（第１位相）として用いるためである。

このステップＳ７０からＳ９０までの周波数算出処理は、図３において詳しく説明する（後述）。

そして、ステップＳ１００において、カウント手段１２０は、カウント値に初期値１を設定する。ステップＳ１００の実行後、周波数算出処理は終了し、つぎのＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理タイミングで、ステップＳ１０以降を繰り返す。

つぎに、図２のステップＳ５０からＳ１００の処理を、図３を用いて具体的に説明する。

まず、図３の概要について説明する。図３は、時間軸に対して、デジタル信号ＤＡ４およびデジタル信号ＤＡ５の値を黒丸でプロットし、黒丸を曲線で結んだものである。ここで、デジタル信号ＤＡ４の曲線はＡ×ＳＩＮ（ω×ｔ）を、デジタル信号ＤＡ５の曲線はＡ×ＣＯＳ（ω×ｔ）を表す。

ゼロに対し上下（正負）に点線を引き、この点線の範囲をゼロ付近Ｚ１の範囲（所定範囲）とする。

時間ｔ１、ｔ１ａ、ｔ２・・・ｔ１１は、ＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理タイミングであり、このタイミングでのデジタル信号ＤＡ４およびデジタル信号ＤＡ５の値を黒丸でプロットしてある。従って、各時間間隔（例えば、ｔ１とｔ１ａとの間隔）は、ＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理周期Ｔである。

時間ｔ１、ｔ２・・・ｔ１１の下段に示したθＡ２は、各時間において、図２のステップＳ４０で演算された位相θＡ２を、それぞれθ１、θ２・・・θ１１として示したものである。

θＡ２の下段に示した周波数算出時間ＦＴは、各周波数算出時に用いる周波数算出時間（Ｔまたは２Ｔ）を示す。

続けて、図３の詳細について説明する。デジタル信号ＤＡ４またはデジタル信号ＤＡ５の少なくともいずれか一方が、ゼロ付近Ｚ１の範囲内であれば周波数ｆｃの算出は行わない。また、いずれもゼロ付近Ｚ１の範囲外であれば周波数ｆｃの算出を行う。

すなわち、時間ｔ１ａ、ｔ２ａ、ｔ３ａ、ｔ４ａ、ｔ１０ａでは、周波数ｆｃの算出は行わず、それ以外の時間では周波数ｆｃの算出を行う。

時間ｔ２における周波数ｆｃの算出処理について説明する。これを説明するために、まず時間ｔ１における処理から説明を始める。

時間ｔ１において、デジタル信号ＤＡ４およびデジタル信号ＤＡ５の値はゼロ付近Ｚ１の範囲外なので（図２のステップＳ５０の「いいえ」）、図２のステップＳ７０に移行する。

ここでは、図２のステップＳ７０、Ｓ８０の説明は省略し、ステップＳ９０において、時間遅れ手段１１３は、位相θＡ２であるθ１を位相θＡ２’として保持する。これは、時間ｔ２において周波数を算出するための準備である。そして、ステップＳ１００において、カウント手段１２０は、カウント値に初期値１を設定する。

図３の時間ｔ１ａにおいて、デジタル信号ＤＡ４の値はゼロ付近Ｚ１の範囲内なので（図２のステップＳ５０の「はい」）、図２のステップＳ６０に移行する。ステップＳ６０において、カウント手段１２０は、カウント値をインクリメントし、カウント値Ｎは２になる。

図３の時間ｔ２において、デジタル信号ＤＡ４およびデジタル信号ＤＡ５の値はゼロ付近Ｚ１の範囲外なので（図２のステップＳ５０の「いいえ」）、図２のステップＳ７０に移行する。

図２のステップＳ７０において、周波数演算手段１１４は、周波数算出時間ＦＴを演算する。ここでは、変位信号ＳＡの時間ｔ１からｔ２までの波形の周波数を算出するので、周波数算出時間ＦＴは、時間ｔ１からｔ２までの時間となる。

具体的には、周波数算出時間ＦＴは、カウント値Ｎ（＝２）にＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理周期Ｔを乗算した値２Ｔとなる。

そして、周波数算出時間ＦＴの始点（時点ｔ１）における位相はθ１（位相θＡ２’（第１位相））、周波数算出時間ＦＴの終点（時点ｔ２）における位相はθ２（位相θＡ（第２位相））となる。

従って、ステップＳ８０において、周波数演算手段１１４は、位相θ２（第２位相）から位相θ１（第１位相）を減算した値を、２Ｔ（周波数算出時間）に２πを乗算した値で除算して、周波数ｆｃ（＝（θ２−θ１）／４πＴ）を演算する。このように、時間ｔ２において、周波数ｆｃを演算することができる。

そして、時間ｔ３における周波数算出の準備のために、位相θＡ２であるθ２を位相θＡ２’として保持し（ステップＳ９０）、カウント値に初期値１を設定する（ステップＳ１００）

同様の処理によって、図３の時間ｔ３、ｔ４、ｔ５において、周波数ｆｃとしてそれぞれ、（θ３−θ２）／４πＴ）、（θ４−θ３）／４πＴ）、（θ５−θ４）／４πＴ）を演算する。

時間ｔ５での周波数算出後、時間ｔ６において、デジタル信号ＤＡ４およびデジタル信号ＤＡ５の値はゼロ付近Ｚ１の範囲外なので（図２のステップＳ５０の「いいえ」）、図２のステップＳ７０に移行し、周波数算出が行われる。

カウント値Ｎは１なので、周波数算出時間ＦＴはＴとなる（ステップＳ７０）。従って、周波数ｆｃは、（θ６−θ５）／２πＴとなる（ステップＳ８０）。

同様の処理によって、図３の時間ｔ７、ｔ８、ｔ９、ｔ１０、ｔ１１において、周波数ｆｃとしてそれぞれ、（θ７−θ６）／２πＴ）、（θ８−θ７）／２πＴ）、（θ９−θ８）／２πＴ）、（θ１０−θ９）／２πＴ）、（θ１１−θ１０）／４πＴ）を演算する。

なお、ゼロ付近Ｚ１の範囲は、ノイズの大きさ（例えば、振幅値）に応じた範囲とすることが好ましい。詳しくは、ノイズの大きさの数倍から数十倍の範囲とする、具体的には、ノイズの振幅が１ｍＶの場合、ゼロ付近Ｚ１の範囲は、例えば、−５ｍＶ〜＋５ｍＶ、あるいは−５０ｍＶ〜＋５０ｍＶとする。

デジタル信号ＤＡ４と比較するゼロ付近Ｚ１の範囲の値と、デジタル信号ＤＡ５と比較するゼロ付近Ｚ１の範囲の値とは、異なる値としてもよい。

このように、周波数算出手段１１０は、デジタル信号ＤＡ４またはデジタル信号ＤＡ５の少なくともいずれか一方が、ゼロ付近Ｚ１の範囲内である場合、周波数ｆｃの算出を行わない。また、デジタル信号ＤＡ４およびデジタル信号ＤＡ５のいずれもが、ゼロ付近Ｚ１の範囲外である場合、周波数ｆｃの算出を行う。

このような処理により、変位信号ＳＡまたはこれをデジタル処理した信号ＤＡ２〜ＤＡ５にノイズが重畳した場合、ノイズの影響が大きいゼロ付近Ｚ１の範囲内では周波数ｆｃの算出を行わず、ノイズの影響が小さいゼロ付近Ｚ１の範囲外では周波数ｆｃの算出を行うことによって、測定周波数ｆｃの誤差、ばらつきを小さくすることができる。

また、周波数ｆｃの算出に用いる周波数算出時間ＦＴは、カウント手段１２０のカウント値Ｎから求められる。カウント値Ｎが、ＦＩＲフイルタ２１Ａ、２１Ｂの出力処理タイミングでカウント（インクリメント）されることによって、正確な周波数算出時間ＦＴおよび周波数ｆｃを算出することができる。

なお、カウント値は、図２のステップＳ６０での処理の代わりに、ステップＳ２０からＳ５０の間においてインクリメントされ、ステップＳ１００において初期値０を設定されてもよい。

また、デジタル信号ＤＡ４、デジタル信号ＤＡ５をゼロ付近Ｚ１の範囲と比較・判定する代わりに、デジタル信号ＤＡ４とデジタル信号ＤＡ５との比ＫＡ（ステップＳ３０で演算）を、ゼロ付近Ｚ２、第１所定値、第２所定値と比較・判定してもよい。この場合、位相演算手段１１２が比較・判定を行う。

デジタル信号ＤＡ４がゼロ付近Ｚ１の範囲内の場合、ＫＡ＝ＤＡ４／ＤＡ５から求められる比ＫＡは、ゼロ付近Ｚ２の範囲内となる。

一方、デジタル信号ＤＡ５がゼロ付近Ｚ１の範囲内の場合、デジタル信号ＤＡ４が正の値であれば、比ＫＡは非常な大きな正の値（第１所定値）となり、デジタル信号ＤＡ４が負の値であれば、比ＫＡは非常な小さな負の値（第２所定値）となる。

このため、ゼロ付近Ｚ２、第１所定値以上および第２所定値以下を所定範囲とし、図２のステップＳ５０において、比ＫＡがこの所定範囲内であれば（ステップＳ５０の「はい」）、ステップＳ６０に移行する。

すなわち、比ＫＡが、ゼロ付近Ｚ２、第１所定値以上または第２所定値以下のいずれかであれば、ステップＳ６０へ移行する。

一方、比ＫＡがこの所定範囲外であれば（ステップＳ５０の「いいえ」）、ステップＳ７０へ移行する。

すなわち、比ＫＡが、ゼロ付近Ｚ２、第１所定値以上および第２所定値以下のいずれでもなければ、ステップＳ７０へ移行する。

また、デジタル信号ＤＡ４、デジタル信号ＤＡ５をゼロ付近Ｚ１の範囲と比較・判定する代わりに、変位信号ＳＡの位相θＡ２（ステップＳ４０で演算）を、ゼロ付近Ｚ３、第３所定値、第４所定値と比較・判定してもよい。この場合、位相演算手段１１２が比較・判定を行う。

デジタル信号ＤＡ４がゼロ付近Ｚ１の範囲内の場合、θＡ２＝ｔａｎ^-1（ＤＡ４／ＤＡ５）から求められる位相θＡ２は、ゼロ付近Ｚ３の範囲内となる。

一方、デジタル信号ＤＡ５がゼロ付近Ｚ１の範囲内の場合、デジタル信号ＤＡ４が正の値であれば、位相θＡ２は非常な大きな正の値（第３所定値）となり、デジタル信号ＤＡ４が負の値であれば、位相θＡ２は非常な小さな負の値（第４所定値）となる。

このため、ゼロ付近Ｚ３、第３所定値以上および第４所定値以下を所定範囲とし、図２のステップＳ５０において、位相θＡ２がこの所定範囲内であれば（ステップＳ５０の「はい」）、ステップＳ６０に移行する。

すなわち、位相θＡ２が、ゼロ付近Ｚ３、第３所定値以上または第４所定値以下のいずれかであれば、ステップＳ６０へ移行する。

一方、位相θＡ２がこの所定範囲外であれば（ステップＳ５０の「いいえ」）、ステップＳ７０へ移行する。

すなわち、位相θＡ２が、ゼロ付近Ｚ３、第３所定値以上および第４所定値以下のいずれでもなければ、ステップＳ７０へ移行する。

このように、図２のステップＳ５０において、デジタル信号ＤＡ４およびデジタル信号ＤＡ５で判定する場合、判定変数は２つとなる。一方、比ＫＡまたは位相θＡ２を用いる場合、判定変数は１つとなり、判定処理負荷および時間を低減できる。

また、図２のステップＳ５０において、デジタル信号ＤＡ４、ＤＡ５、比ＫＡ、位相θＡ２のいずれかを組み合わせて判定を行ってもよい。複数の変数を組み合わせて判定を行うので、より確実に周波数ｆｃの算出を行うか否かの判定が行われ、測定周波数ｆｃの誤差、ばらつきをより小さくすることができる。

さらに、ゼロ付近Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３の範囲、第１所定値、第２所定値、第３所定値および第４所定値は、ユーザー等によって、入力手段や通信手段（図示しない）を介して設定変更することができる。

周囲環境の変化によってノイズの大きさは変化することがある。ユーザー等は、ゼロ付近Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３の範囲、第１所定値、第２所定値、第３所定値および第４所定値を、ノイズの大きさに応じた値に変更することによって、ノイズの大きさに適応して、測定周波数ｆｃの誤差、ばらつきを小さくすることができる。

なお、変位信号ＳＡ、デジタル信号ＤＡ４、デジタル信号ＤＡ５の代わりに、変位信号ＳＢ、デジタル信号ＤＢ４、デジタル信号ＤＢ５を用いても、同様に、変位信号ＳＢの周波数を算出することができる。

なお、ゼロ付近判定手段１１１Ａ、１１１Ｂ、位相演算手段１１２、時間遅れ手段１１３、周波数演算手段１１４、平均化手段１１５およびカウント手段１２０は、プロセッサによって所定のプログラムに従って実行、または論理回路によって実現してもよい。

なお、本発明は、前述の実施例に限定されることなく、その本質を逸脱しない範囲で、さらに多くの変更および変形を含む。また、前述した各手段の組み合わせ以外の組み合わせを含むことができる。

２１Ａ、２１Ｂ、２７Ａ、２７Ｂ ＦＩＲフィルタ
１００ コリオリ流量計
１１０ 周波数算出手段
１１１Ａ、１１１Ｂ ゼロ付近判定手段
１１２ 位相演算手段
１１３ 時間遅れ手段
１１４ 周波数演算手段
１１５ 平均化手段
１２０ カウント手段

Claims (7)

1. 被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計において、
   前記同一位相のデジタル信号に基づく値および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づく値のいずれもがゼロ付近の所定範囲外の場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出手段、
   を備えたことを特徴とするコリオリ流量計。
2. 被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計において、
   前記同一位相のデジタル信号と前記９０度異なる位相のデジタル信号との比が、ゼロ付近、第１所定値以上および第２所定値以下の所定範囲外の場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出手段、
   を備えたことを特徴とするコリオリ流量計。
3. 被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計において、
   前記同一位相のデジタル信号と前記９０度異なる位相のデジタル信号との比から求められる位相が、ゼロ付近、第３所定値以上および第４所定値以下の所定範囲外の場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出手段、
   を備えたことを特徴とするコリオリ流量計。
4. 前記同相デジタルフィルタ手段または前記異相デジタルフィルタ手段の処理タイミングでカウントするカウント手段を備え、
   前記周波数算出手段は、前記カウント手段のカウント値に基づいて周波数算出時間を求めるとともに、前記同一位相のデジタル信号と前記９０度異なる位相のデジタル信号との比から、前記周波数算出時間の始点における第１位相および前記周波数算出時間の終点における第２位相を求め、前記第１位相と第２位相との差を前記周波数算出時間で除算することによって前記周波数を算出する、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のコリオリ流量計。
5. 前記所定範囲は変更できることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のコリオリ流量計。
6. 被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計の周波数測定方法において、
   前記同一位相のデジタル信号に基づく値および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づく値のいずれもがゼロ付近の所定範囲外であるか否かを判定する判定ステップと、
   前記判定ステップによって、前記所定範囲外であると判定された場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出ステップと、
   を備えたことを特徴とするコリオリ流量計の周波数測定方法。
7. 被測定流体が流れる測定管を振動させ、この振動によって前記被測定流体に生じるコリオリ力を含む振動を検出し、この検出信号と同一位相のデジタル信号を出力する同相デジタルフィルタ手段と、前記検出信号と９０度異なる位相のデジタル信号を出力する異相デジタルフィルタ手段と、を有するコリオリ流量計の周波数測定方法において、
   前記同一位相のデジタル信号と前記９０度異なる位相のデジタル信号との比が、ゼロ付近、第１所定値以上および第２所定値以下の所定範囲外であるか否かを判定する判定ステップと、
   前記判定ステップによって、前記所定範囲外であると判定された場合、前記同一位相のデジタル信号および前記９０度異なる位相のデジタル信号に基づいて、前記検出信号の周波数を算出する周波数算出ステップと、
   を備えたことを特徴とするコリオリ流量計の周波数測定方法。

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