JP2736946B2 - 周波数検出装置 - Google Patents
周波数検出装置Info
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- JP2736946B2 JP2736946B2 JP30042591A JP30042591A JP2736946B2 JP 2736946 B2 JP2736946 B2 JP 2736946B2 JP 30042591 A JP30042591 A JP 30042591A JP 30042591 A JP30042591 A JP 30042591A JP 2736946 B2 JP2736946 B2 JP 2736946B2
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- frequency
- power supply
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周波数検出装置に係
り、特に、同期機用励磁装置において、波形歪や負荷変
化などの影響を受けることなく、高速かつ高精度に周波
数変化を検出する手段に関するものである。
り、特に、同期機用励磁装置において、波形歪や負荷変
化などの影響を受けることなく、高速かつ高精度に周波
数変化を検出する手段に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来は、同期機の端子電圧波形を取り込
み、この電圧波形が正または負側にある時間を高周波パ
ルスにより測定し、周波数を検出していた。この方法で
は、電圧波形歪による誤差，特に零クロス点付近の電圧
波形歪による誤差が大きく、近くにサイリスタ負荷又は
ＳＶＣ（Static Voltage Controller)などの装置がある
場合、波形歪の影響を受けて、正しい周波数を検出でき
なかった。
み、この電圧波形が正または負側にある時間を高周波パ
ルスにより測定し、周波数を検出していた。この方法で
は、電圧波形歪による誤差，特に零クロス点付近の電圧
波形歪による誤差が大きく、近くにサイリスタ負荷又は
ＳＶＣ（Static Voltage Controller)などの装置がある
場合、波形歪の影響を受けて、正しい周波数を検出でき
なかった。
【０００３】また、タービン軸に電磁ピックアップを設
けて周波数を検出する方法も用いられている。この方法
では、タービン軸のねじれの影響も取り込んでしまうの
で、検出した周波数信号を電力系統の安定化信号に用い
ると、軸ねじれ振動を助長してしまう不具合があった。
けて周波数を検出する方法も用いられている。この方法
では、タービン軸のねじれの影響も取り込んでしまうの
で、検出した周波数信号を電力系統の安定化信号に用い
ると、軸ねじれ振動を助長してしまう不具合があった。
【０００４】波形歪を改善する方法として、多段のフィ
ルタを用いる方法も考えられるが、フィルタリングによ
る時間遅れが生じ、高速性を要求される電力系統安定化
装置（ＰＳＳ：Power System Stabilizer)などに用いる
ことはできなかった。
ルタを用いる方法も考えられるが、フィルタリングによ
る時間遅れが生じ、高速性を要求される電力系統安定化
装置（ＰＳＳ：Power System Stabilizer)などに用いる
ことはできなかった。
【０００５】さらに、関連する特開昭６２−１１０１６
６号においては、電力ラインの電圧と電流とを掛算し、
その掛算出力のリップル成分の周波数を１／２にして電
力ラインの周波数を測定する方式が提案されているが、
波形整形する段階で誤差が生ずる欠点は避けられなかっ
た。
６号においては、電力ラインの電圧と電流とを掛算し、
その掛算出力のリップル成分の周波数を１／２にして電
力ラインの周波数を測定する方式が提案されているが、
波形整形する段階で誤差が生ずる欠点は避けられなかっ
た。
【０００６】従来のこれらの方法において、周波数を高
精度に検出するには、高周波パルスを印加し、同一極性
にあるパルス例えば正側のパルス数をカウントする必要
がある。しかし、１〜２msec制御周期程度の最高速のコ
ントローラを用いても、速度が十分ではなく、周波数を
高精度に検出することが不可能であり、専用の信号処理
プロセッサすなわちＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセ
ッサ）を設けなければならなかった。
精度に検出するには、高周波パルスを印加し、同一極性
にあるパルス例えば正側のパルス数をカウントする必要
がある。しかし、１〜２msec制御周期程度の最高速のコ
ントローラを用いても、速度が十分ではなく、周波数を
高精度に検出することが不可能であり、専用の信号処理
プロセッサすなわちＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセ
ッサ）を設けなければならなかった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記各従来技術には、
電圧波形歪の影響についての配慮が不足しており、近く
に大きなサイリスタ負荷またはＳＶＣなどがあり、波形
歪が生じている場合は、周波数を正確に検出できなかっ
た。
電圧波形歪の影響についての配慮が不足しており、近く
に大きなサイリスタ負荷またはＳＶＣなどがあり、波形
歪が生じている場合は、周波数を正確に検出できなかっ
た。
【０００８】本発明の目的は、波形歪やタービン軸のね
じれや負荷電流の影響を受けず、しかもサンプリング周
期に関係なく、周波数を正確かつ高速に検出できる周波
数検出装置を提供することである。
じれや負荷電流の影響を受けず、しかもサンプリング周
期に関係なく、周波数を正確かつ高速に検出できる周波
数検出装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的は、常に正確な
正弦波形を与える同期機の内部鎖交磁束に比例する直軸
次過渡リアクタンスＸd″の背後電圧Ｅ″を検出し、こ
の背後電圧Ｅ″を用いて、サンプリング周期に関係な
く、周波数を検出することにより達成される。
正弦波形を与える同期機の内部鎖交磁束に比例する直軸
次過渡リアクタンスＸd″の背後電圧Ｅ″を検出し、こ
の背後電圧Ｅ″を用いて、サンプリング周期に関係な
く、周波数を検出することにより達成される。
【００１０】すなわち、本発明は、上記目的を達成する
ために、同期機の直軸次過渡リアクタンスＸd″の背後
電圧Ｅ″を検出する手段と、検出した背後電圧Ｅ″に基
づいて同期機の周波数を検出する手段とからなる周波数
検出装置を提案するものである。
ために、同期機の直軸次過渡リアクタンスＸd″の背後
電圧Ｅ″を検出する手段と、検出した背後電圧Ｅ″に基
づいて同期機の周波数を検出する手段とからなる周波数
検出装置を提案するものである。
【００１１】本発明は、さらに、上記目的を達成するた
めに、同期機の直軸次過渡リアクタンスＸd″の背後電
圧Ｅ″を各相毎に検出する手段と、検出した各相の背後
電圧Ｅ″に基づいて互いに位相が９０°異なる同一振幅
の正弦波信号を生成する手段と、生成した信号に基づい
て同期機の周波数を検出する手段とからなる周波数検出
装置を提案するものである。
めに、同期機の直軸次過渡リアクタンスＸd″の背後電
圧Ｅ″を各相毎に検出する手段と、検出した各相の背後
電圧Ｅ″に基づいて互いに位相が９０°異なる同一振幅
の正弦波信号を生成する手段と、生成した信号に基づい
て同期機の周波数を検出する手段とからなる周波数検出
装置を提案するものである。
【００１２】より具体的には、信号生成手段は、二つの
相電圧間の差を１／√３倍した電圧信号と他の一つの相
電圧の電圧信号により前記互いの位相が９０°異なる同
一振幅の正弦波信号を生成する手段からなり、周波数検
出手段は、前記位相が９０°異なる二つの正弦波信号を
時間Ｔ1 毎にサンプリングし、これらの内積および外積
の比を計算し、次式により 周波数ｆ＝（１／２πＴ1）×tan~1｛（外積）／（内
積）｝ 周波数ｆを求める手段からなる。
相電圧間の差を１／√３倍した電圧信号と他の一つの相
電圧の電圧信号により前記互いの位相が９０°異なる同
一振幅の正弦波信号を生成する手段からなり、周波数検
出手段は、前記位相が９０°異なる二つの正弦波信号を
時間Ｔ1 毎にサンプリングし、これらの内積および外積
の比を計算し、次式により 周波数ｆ＝（１／２πＴ1）×tan~1｛（外積）／（内
積）｝ 周波数ｆを求める手段からなる。
【００１３】いずれかの場合も、空隙鎖交磁束数に比例
する電圧Ｖgapを求める手段と、電圧Ｖgapが直軸次過渡
リアクタンスＸd″に与える影響を求め各運転点におけ
る直軸次過渡リアクタンスＸd″の飽和補正を行なう手
段とを備えることができる。
する電圧Ｖgapを求める手段と、電圧Ｖgapが直軸次過渡
リアクタンスＸd″に与える影響を求め各運転点におけ
る直軸次過渡リアクタンスＸd″の飽和補正を行なう手
段とを備えることができる。
【００１４】また、負荷端の電圧および推定電源リアク
タンスと電流との積を検出する手段と、負荷端の電圧と
前記積との和により電源電圧の波形を求める手段と、電
源電圧の波形歪が最小となるように実際の電源リアクタ
ンスを同定し同定した電源リアクタンスを用いて決定し
た電源電圧波形を前記背後電圧検出用入力信号とする手
段とを備えることも可能である。
タンスと電流との積を検出する手段と、負荷端の電圧と
前記積との和により電源電圧の波形を求める手段と、電
源電圧の波形歪が最小となるように実際の電源リアクタ
ンスを同定し同定した電源リアクタンスを用いて決定し
た電源電圧波形を前記背後電圧検出用入力信号とする手
段とを備えることも可能である。
【００１５】これらの周波数検出装置は、例えば同期機
用励磁装置に適用できる。
用励磁装置に適用できる。
【００１６】
【作用】同期機の直軸次過渡リアクタンスＸd″の背後
電圧Ｅ″は、鎖交磁束数に比例する量であるから、理想
的な正弦波電圧信号となり、同期機の負荷電流の影響を
受けない。したがって、各相に対応する直軸次過渡リア
クタンスＸd″の背後電圧は、負荷電流による波形歪の
影響を受けず、互いの位相が１２０°ずつ異なる理想的
な正弦波信号となる。すなわち、二つの相電圧との差を
１／√３倍した電圧信号と他の一つの相電圧の電圧信号
とは、同期機の負荷にかかわりなく、常に互いの位相が
９０°異なり、しかも絶対値の等しい正弦波信号とな
る。
電圧Ｅ″は、鎖交磁束数に比例する量であるから、理想
的な正弦波電圧信号となり、同期機の負荷電流の影響を
受けない。したがって、各相に対応する直軸次過渡リア
クタンスＸd″の背後電圧は、負荷電流による波形歪の
影響を受けず、互いの位相が１２０°ずつ異なる理想的
な正弦波信号となる。すなわち、二つの相電圧との差を
１／√３倍した電圧信号と他の一つの相電圧の電圧信号
とは、同期機の負荷にかかわりなく、常に互いの位相が
９０°異なり、しかも絶対値の等しい正弦波信号とな
る。
【００１７】この位相が９０°異なる２つの正弦波信号
を時間Ｔ1毎にサンプリングし、これらの内積および外
積の比を計算すると、サンプリング周期に関係なく、正
確な周波数ｆを検出できる。
を時間Ｔ1毎にサンプリングし、これらの内積および外
積の比を計算すると、サンプリング周期に関係なく、正
確な周波数ｆを検出できる。
【００１８】そこで、本発明においては、まず、負荷状
態によらず常に理想的な正弦波信号となる鎖交磁束数に
比例する電圧である直軸次過渡りアクタンスＸd″の背
後電圧Ｅ″を各相毎に検出する。
態によらず常に理想的な正弦波信号となる鎖交磁束数に
比例する電圧である直軸次過渡りアクタンスＸd″の背
後電圧Ｅ″を各相毎に検出する。
【００１９】つぎに、各相のＥ″電圧から互いに位相の
９０°異なる正弦波信号をつくる。これら２つの信号各
々に対して、時間Ｔ1 の異なる値を検出する。さらに、
これらの内積および外積を求める。これらの値から式１
の演算を実行すると、 ｆ＝（１／２πＴ1）×tan~1｛（外積）／（内積）｝ ……（１） サンプリング周期Ｔ1 の値に関係なく、正確な周波数ｆ
を求めることができる。
９０°異なる正弦波信号をつくる。これら２つの信号各
々に対して、時間Ｔ1 の異なる値を検出する。さらに、
これらの内積および外積を求める。これらの値から式１
の演算を実行すると、 ｆ＝（１／２πＴ1）×tan~1｛（外積）／（内積）｝ ……（１） サンプリング周期Ｔ1 の値に関係なく、正確な周波数ｆ
を求めることができる。
【００２０】一方、空隙磁束数を検出し、この値を用い
て直軸次過渡リアクタンスＸd″の鉄心飽和を補正する
と、運転状態によらず、Ｘd″の背後電圧Ｅ″を高精度
に検出できる。
て直軸次過渡リアクタンスＸd″の鉄心飽和を補正する
と、運転状態によらず、Ｘd″の背後電圧Ｅ″を高精度
に検出できる。
【００２１】さらに、同期機の直軸次過渡リアクタンス
Ｘd″は、空隙磁束の関数により、その鉄心飽和の影響
が定まることに着目し、空隙磁束の大きさによりＸd″
の値を補正すると、より正確な直軸次過渡リアクタンス
Ｘd″の背後電圧Ｅa″が得られる。
Ｘd″は、空隙磁束の関数により、その鉄心飽和の影響
が定まることに着目し、空隙磁束の大きさによりＸd″
の値を補正すると、より正確な直軸次過渡リアクタンス
Ｘd″の背後電圧Ｅa″が得られる。
【００２２】
【実施例】次に、図面を参照して、本発明の実施例を説
明する。図１は、直軸次過渡リアクタンスＸd″の背後
電圧Ｅ″の検出回路の一例を示す回路図である。本実施
例においては、同期機の鎖交磁束数が、理想的な正弦波
波形になることに着目し、鎖交磁束数に比例する直軸次
過渡リアクタンスＸd″の背後電圧Ｅ″を求める。直軸
次過渡リアクタンスと等価なリアクタンスを有するコイ
ルすなわちリアクトル３の直軸次過渡リアクタンスＸ
d″および同期機端子電圧Ｖａを用い、同期機電流Ｉａ
に対し９０°進んだ電圧ｊＸd″Ｉａを検出する。ここ
で、ｊは純虚数を表わす。これらの電圧ＶａおよびｊＸ
d″Ｉaをそれぞれ変圧器１ＴＲ1および変圧器２ＴＲ2を
介して信号加算器４に取り込み、直軸次過渡リアクタン
スＸd″の背後電圧Ｅa″を検出する。
明する。図１は、直軸次過渡リアクタンスＸd″の背後
電圧Ｅ″の検出回路の一例を示す回路図である。本実施
例においては、同期機の鎖交磁束数が、理想的な正弦波
波形になることに着目し、鎖交磁束数に比例する直軸次
過渡リアクタンスＸd″の背後電圧Ｅ″を求める。直軸
次過渡リアクタンスと等価なリアクタンスを有するコイ
ルすなわちリアクトル３の直軸次過渡リアクタンスＸ
d″および同期機端子電圧Ｖａを用い、同期機電流Ｉａ
に対し９０°進んだ電圧ｊＸd″Ｉａを検出する。ここ
で、ｊは純虚数を表わす。これらの電圧ＶａおよびｊＸ
d″Ｉaをそれぞれ変圧器１ＴＲ1および変圧器２ＴＲ2を
介して信号加算器４に取り込み、直軸次過渡リアクタン
スＸd″の背後電圧Ｅa″を検出する。
【００２３】こうして求めた背後電圧Ｅａ″は、同期機
端子電圧Ｖａ，同期機電流Ｉａに波形歪があっても、鎖
交磁束数に比例する量であるため、常に理想的な正弦波
形となる。ｂ，ｃ相についても同様に、Ｅｂ″，Ｅｃ″
を求めることができる。
端子電圧Ｖａ，同期機電流Ｉａに波形歪があっても、鎖
交磁束数に比例する量であるため、常に理想的な正弦波
形となる。ｂ，ｃ相についても同様に、Ｅｂ″，Ｅｃ″
を求めることができる。
【００２４】Ｅａ″，Ｅｂ″，Ｅｃ″は、位相の互いに
異なる理想的な正弦波形であって、Ｅｃ″−Ｅｂ″はＥ
ａ″に対して大きさが√３倍でかつ９０°位相の進んだ
信号となっている。すなわち、式２のようにおくと、 Ｅａ″＝Ａsin（ωｔ） ……（２） （Ｅｃ″−Ｅｂ″）／（√３）＝Ａsin（ωｔ＋９０°） ＝Ａcos（ωｔ） ……（３） 掛算器５ａの作用により、式３のようになる。
異なる理想的な正弦波形であって、Ｅｃ″−Ｅｂ″はＥ
ａ″に対して大きさが√３倍でかつ９０°位相の進んだ
信号となっている。すなわち、式２のようにおくと、 Ｅａ″＝Ａsin（ωｔ） ……（２） （Ｅｃ″−Ｅｂ″）／（√３）＝Ａsin（ωｔ＋９０°） ＝Ａcos（ωｔ） ……（３） 掛算器５ａの作用により、式３のようになる。
【００２５】図２は、周波数ｆを検出するための入力信
号合成回路の一例を示すブロック図である。図２に示し
たように， Ｘ＝（Ｅｃ″−Ｅｂ″）／（√３）＝Ａcos（ωｔ） Ｙ＝Ｅａ″＝Ａsin（ωｔ） ……（４） とおき、絶対値が等しく位相の９０°異なる２つの正弦
波信号ＸとＹとを周波数ｆ検出回路５の入力信号として
検出する。
号合成回路の一例を示すブロック図である。図２に示し
たように， Ｘ＝（Ｅｃ″−Ｅｂ″）／（√３）＝Ａcos（ωｔ） Ｙ＝Ｅａ″＝Ａsin（ωｔ） ……（４） とおき、絶対値が等しく位相の９０°異なる２つの正弦
波信号ＸとＹとを周波数ｆ検出回路５の入力信号として
検出する。
【００２６】図３は、周波数ｆ検出回路５の構成の一例
を示すブロック図である。時刻ｔにおけるＸ，Ｙの値を
（Ｘ1，Ｙ1）とし、無駄時間発生回路６の出力から得ら
れる時刻ｔ−Ｔ1におけるＸ，Ｙの値を（Ｘ2，Ｙ2）と
する。また、時刻ｔ1およびｔ2における入力信号の値を
それぞれＡ1，Ａ2とすると、Ｘ，Ｙは理想的な正弦波信
号であるから、 Ｘ1＝Ａ1cos（ωｔ1） Ｙ1＝Ａ1sin（ωｔ1） Ｘ2＝Ａ2cos（ωｔ2） Ｙ2＝Ａ2sin（ωｔ2） ……（５） とおくことができる。
を示すブロック図である。時刻ｔにおけるＸ，Ｙの値を
（Ｘ1，Ｙ1）とし、無駄時間発生回路６の出力から得ら
れる時刻ｔ−Ｔ1におけるＸ，Ｙの値を（Ｘ2，Ｙ2）と
する。また、時刻ｔ1およびｔ2における入力信号の値を
それぞれＡ1，Ａ2とすると、Ｘ，Ｙは理想的な正弦波信
号であるから、 Ｘ1＝Ａ1cos（ωｔ1） Ｙ1＝Ａ1sin（ωｔ1） Ｘ2＝Ａ2cos（ωｔ2） Ｙ2＝Ａ2sin（ωｔ2） ……（５） とおくことができる。
【００２７】次に、（外積）／（内積）演算回路７にお
いて、（Ｘ2，Ｙ2）と（Ｘ1，Ｙ1）内積および外積をそ
れぞれ求めると、 内積＝Ｘ1×Ｘ2＋Ｙ1×Ｙ2 ＝Ａ1Ａ2｛cos（ωｔ1）×cos（ω(ｔ1−Ｔ1)) ＋sin（ωｔ1）×sin（ω(ｔ1−Ｔ1))｝ ＝Ａ1Ａ2cos｛（ωｔ1）−（ω(ｔ1−Ｔ1))｝ ＝Ａ1Ａ2cos（ωＴ1) 外積＝Ｘ2×Ｙ1−Ｘ1×Ｙ2 ＝Ａ1Ａ2｛cos（ω(ｔ1−Ｔ1))×sin（ωｔ1） −cos（ωｔ1）×sin（ω(ｔ1−Ｔ1))｝ ＝Ａ1Ａ2sin｛（ωｔ1）−（ω(ｔ1−Ｔ1))｝ ＝Ａ1Ａ2sin（ωＴ1) ……（６） となる。
いて、（Ｘ2，Ｙ2）と（Ｘ1，Ｙ1）内積および外積をそ
れぞれ求めると、 内積＝Ｘ1×Ｘ2＋Ｙ1×Ｙ2 ＝Ａ1Ａ2｛cos（ωｔ1）×cos（ω(ｔ1−Ｔ1)) ＋sin（ωｔ1）×sin（ω(ｔ1−Ｔ1))｝ ＝Ａ1Ａ2cos｛（ωｔ1）−（ω(ｔ1−Ｔ1))｝ ＝Ａ1Ａ2cos（ωＴ1) 外積＝Ｘ2×Ｙ1−Ｘ1×Ｙ2 ＝Ａ1Ａ2｛cos（ω(ｔ1−Ｔ1))×sin（ωｔ1） −cos（ωｔ1）×sin（ω(ｔ1−Ｔ1))｝ ＝Ａ1Ａ2sin｛（ωｔ1）−（ω(ｔ1−Ｔ1))｝ ＝Ａ1Ａ2sin（ωＴ1) ……（６） となる。
【００２８】Ａ1Ａ2は未知の数値であるから、外積を内
積で割ってＡ1Ａ2を消去すると、 （外積）／（内積）＝sin（ωＴ1)／cos（ωＴ1)＝tan（ωＴ1) ……（７） が得られる。
積で割ってＡ1Ａ2を消去すると、 （外積）／（内積）＝sin（ωＴ1)／cos（ωＴ1)＝tan（ωＴ1) ……（７） が得られる。
【００２９】したがって、Arctangent演算回路８におい
て、 ωＴ1＝tan~1｛（外積）／（内積）｝ ……（８） を演算する。
て、 ωＴ1＝tan~1｛（外積）／（内積）｝ ……（８） を演算する。
【００３０】さらに、２πＴ1割算回路９において、ω
＝２πｆの関係を用い、 ｆ＝（１／２πＴ1）tan~1｛（外積）／（内積）｝ ……（９） を演算し、周波数ｆを求める。
＝２πｆの関係を用い、 ｆ＝（１／２πＴ1）tan~1｛（外積）／（内積）｝ ……（９） を演算し、周波数ｆを求める。
【００３１】本方法によれば、サンプリング間隔Ｔ1に
関係なく、正確な周波数ｆが得られる。このことから、
荒い間隔のサンプリング周期で正確な周波数が求められ
ることになり、特別な高周波サンプリング手段を用いる
必要がない。また、このための専用のＤＳＰ（ディジタ
ルシグナルプロセッサ）を用いることなく、一般的な制
御用コントローラの制御周期（約１〜２msec）でも、正
確な周波数を測定できる。
関係なく、正確な周波数ｆが得られる。このことから、
荒い間隔のサンプリング周期で正確な周波数が求められ
ることになり、特別な高周波サンプリング手段を用いる
必要がない。また、このための専用のＤＳＰ（ディジタ
ルシグナルプロセッサ）を用いることなく、一般的な制
御用コントローラの制御周期（約１〜２msec）でも、正
確な周波数を測定できる。
【００３２】これまでの検討では、同期機の直軸次過渡
リアクタンスＸd″の飽和を無視して考えていたが、正
確な内部誘起電圧Ｅ″を求めるには、Ｘd″の飽和を考
慮する必要がある。飽和を考慮したＸd″の算定方式
と、これを用いた内部誘起電圧Ｅ″の検出方式とを、図
４を用いて説明する。
リアクタンスＸd″の飽和を無視して考えていたが、正
確な内部誘起電圧Ｅ″を求めるには、Ｘd″の飽和を考
慮する必要がある。飽和を考慮したＸd″の算定方式
と、これを用いた内部誘起電圧Ｅ″の検出方式とを、図
４を用いて説明する。
【００３３】図４は、同期機の飽和を考慮して、直軸次
過渡リアクタンスＸd″の背後電圧Ｅ″を検出する回路
の一例を示すブロック図である。まず、ｂ，ｃ相電流Ｉ
b，Ｉcからａ相電流よりも９０°進み電流をつくる。純
虚数ｊを用いて表わすと、 （Ｉc−Ｉb）／（√３）＝ｊ×Ｉa ……(10） となる。
過渡リアクタンスＸd″の背後電圧Ｅ″を検出する回路
の一例を示すブロック図である。まず、ｂ，ｃ相電流Ｉ
b，Ｉcからａ相電流よりも９０°進み電流をつくる。純
虚数ｊを用いて表わすと、 （Ｉc−Ｉb）／（√３）＝ｊ×Ｉa ……(10） となる。
【００３４】このＩaと同期機の漏れリアクタンスＸLと
の積をとり、この値とａ相電圧Ｖaとの和を演算し、空
隙鎖交磁束数に比例する電圧１１Ｖgapを求める。直軸
次過渡リアクタンスＸd″は、空隙鎖交数によって飽和
値が定まる。したがって、電圧１１Ｖgapに対する直軸
次過渡リアクタンスＸd″の影響を予め計算しておき、
これを関数１２すなわちf（Ｖgap）としてテーブルに記
憶させておき、この関数ｆ（Ｖgap）を用いて、各運転
点における直軸次過渡リアクタンスＸd″の飽和補正を
行なうと、常に厳密なＸd″の背後電圧Ｅａ″を求める
ことができる。
の積をとり、この値とａ相電圧Ｖaとの和を演算し、空
隙鎖交磁束数に比例する電圧１１Ｖgapを求める。直軸
次過渡リアクタンスＸd″は、空隙鎖交数によって飽和
値が定まる。したがって、電圧１１Ｖgapに対する直軸
次過渡リアクタンスＸd″の影響を予め計算しておき、
これを関数１２すなわちf（Ｖgap）としてテーブルに記
憶させておき、この関数ｆ（Ｖgap）を用いて、各運転
点における直軸次過渡リアクタンスＸd″の飽和補正を
行なうと、常に厳密なＸd″の背後電圧Ｅａ″を求める
ことができる。
【００３５】以上の本発明の各実施例は、同期機の直軸
次過渡リアクタンスＸd″の背後電圧Ｅ″の値が、鎖交
磁束数に比例し、しかも、理想的な正弦波を与えるとい
う同期機固有の性質に着目してなされたものである。
次過渡リアクタンスＸd″の背後電圧Ｅ″の値が、鎖交
磁束数に比例し、しかも、理想的な正弦波を与えるとい
う同期機固有の性質に着目してなされたものである。
【００３６】さて、現存する電力用電源のほとんどは電
圧源である。負荷端の電圧波形が歪むのは、サイリスタ
負荷のように電源のインピーダンスを介して一種のＯ
Ｎ，ＯＦＦ状態の繰り返しによる非正弦波的な負荷電流
が原因である。そこで、負荷端の電圧ＶLに負荷電流ＩL
と電源インピーダンスＸｓとの積を加えてやれば、波形
歪がない状態の電圧波形が得られる。
圧源である。負荷端の電圧波形が歪むのは、サイリスタ
負荷のように電源のインピーダンスを介して一種のＯ
Ｎ，ＯＦＦ状態の繰り返しによる非正弦波的な負荷電流
が原因である。そこで、負荷端の電圧ＶLに負荷電流ＩL
と電源インピーダンスＸｓとの積を加えてやれば、波形
歪がない状態の電圧波形が得られる。
【００３７】一般に、電源インピーダンスは回路構成等
により変わるので、正確な値を求めることは困難である
が、正確な電源インピーダンスＸsを用いて、 Ｖs＝ＶL＋ｊＸs×ＩL ……（11） という電圧Ｖｓを検出すると、この電圧Ｖｓが正弦波に
なる。したがって、最初あるＸsを仮定し、これを変化
させて波形歪が最小となるＶを求めれば、等価な電源イ
ンピーダンスＸｓが同定される。
により変わるので、正確な値を求めることは困難である
が、正確な電源インピーダンスＸsを用いて、 Ｖs＝ＶL＋ｊＸs×ＩL ……（11） という電圧Ｖｓを検出すると、この電圧Ｖｓが正弦波に
なる。したがって、最初あるＸsを仮定し、これを変化
させて波形歪が最小となるＶを求めれば、等価な電源イ
ンピーダンスＸｓが同定される。
【００３８】同定されたＸsを用いて電源電圧Ｖsを検出
し、このＶsに基づいて先に述べた図３の方法を実行す
れば、正確な周波数ｆを検出できる。
し、このＶsに基づいて先に述べた図３の方法を実行す
れば、正確な周波数ｆを検出できる。
【００３９】図５は、同期機以外の一般的３相電源回路
の電源インピーダンスＸｓを同定する回路を示すブロッ
ク図である。インピーダンスＸsの同定は、ａ相電流に
対し９０°位相の進んでいる電流（Ｉｃ−Ｉｂ）／√３
と推定電源リアクタンス１３Ｘｓとの積にａ相電圧を加
え、推定電源電圧１４Ｖｓを検出する。次にこの推定電
源電圧Ｖｓを高速フーリエ変換回路１５ＦＦＴに入力
し、周波数スペクトル１６を求める。推定電源周波数の
近傍において周波数スペクトル１６は極大値を持つの
で、この極大値が最大となるように、推定電源インピー
ダンス１３Ｘｓの値を同定する。
の電源インピーダンスＸｓを同定する回路を示すブロッ
ク図である。インピーダンスＸsの同定は、ａ相電流に
対し９０°位相の進んでいる電流（Ｉｃ−Ｉｂ）／√３
と推定電源リアクタンス１３Ｘｓとの積にａ相電圧を加
え、推定電源電圧１４Ｖｓを検出する。次にこの推定電
源電圧Ｖｓを高速フーリエ変換回路１５ＦＦＴに入力
し、周波数スペクトル１６を求める。推定電源周波数の
近傍において周波数スペクトル１６は極大値を持つの
で、この極大値が最大となるように、推定電源インピー
ダンス１３Ｘｓの値を同定する。
【００４０】以上のようにして決定した推定電源電圧Ｖ
ｓを各相毎に求め、先に述べた周波数検出回路５を用い
て電源周波数ｆを演算すれば、荒いサンプリング周期で
も正確な電源周波数ｆが得られる。
ｓを各相毎に求め、先に述べた周波数検出回路５を用い
て電源周波数ｆを演算すれば、荒いサンプリング周期で
も正確な電源周波数ｆが得られる。
【００４１】なお、本発明の周波数検出装置は、同期機
用励磁装置に組込可能である。
用励磁装置に組込可能である。
【００４２】
【発明の効果】本発明によれば、波形歪やタービン軸の
ねじれや負荷電流の影響を受けず、しかもサンプリング
周期に関係なく、周波数を正確かつ高速に検出できる周
波数検出装置が得られる。
ねじれや負荷電流の影響を受けず、しかもサンプリング
周期に関係なく、周波数を正確かつ高速に検出できる周
波数検出装置が得られる。
【図１】直軸次過渡リアクタンスＸd″の背後電圧Ｅ″
の検出回路の一例を示す回路図である。
の検出回路の一例を示す回路図である。
【図２】周波数ｆを検出するための入力信号合成回路の
一例を示すブロック図である。
一例を示すブロック図である。
【図３】周波数ｆ検出回路の構成の一例を示すブロック
図である。
図である。
【図４】同期機の飽和を考慮して直軸次過渡リアクタン
スＸd″の背後電圧Ｅ″を検出する回路の一例を示すブ
ロック図である。
スＸd″の背後電圧Ｅ″を検出する回路の一例を示すブ
ロック図である。
【図５】同期機以外の一般的３相電源回路の電源インピ
ーダンスＸｓを同定する回路を示すブロック図である。
ーダンスＸｓを同定する回路を示すブロック図である。
１ 絶縁変圧器 ２ 絶縁変圧器 ３ 直軸次過渡リアクタンスと等価なリアクタンスを有
するコイル ４ 信号加算器 ５ 周波数ｆ検出回路 ５ａ 掛算器 ６ 無駄時間発生回路 ７ （外積）／（内積）演算回路 ８ Arctangent（tangentの逆関数）演算回路 ９ ２πＴ1割算回路 １０ 同期機漏れリアクタンス演算回路 １１ 空隙磁束数Ｖgap １２ 空隙磁束数Ｖgapによる鉄心の飽和関数演算回路 １３ 推定電源インピーダンス演算回路 １４ 推定電源電圧 １５ 高速フーリエ変換回路 １６ 周波数スペクトル検出装置
するコイル ４ 信号加算器 ５ 周波数ｆ検出回路 ５ａ 掛算器 ６ 無駄時間発生回路 ７ （外積）／（内積）演算回路 ８ Arctangent（tangentの逆関数）演算回路 ９ ２πＴ1割算回路 １０ 同期機漏れリアクタンス演算回路 １１ 空隙磁束数Ｖgap １２ 空隙磁束数Ｖgapによる鉄心の飽和関数演算回路 １３ 推定電源インピーダンス演算回路 １４ 推定電源電圧 １５ 高速フーリエ変換回路 １６ 周波数スペクトル検出装置
Claims (6)
- 【請求項１】 同期機の直軸次過渡リアクタンスＸd″
の背後電圧Ｅ″を検出する手段と、 検出した背後電圧Ｅ″に基づいて同期機の周波数を検出
する手段とからなる周波数検出装置。 - 【請求項２】 同期機の直軸次過渡リアクタンスＸd″
の背後電圧Ｅ″を各相毎に検出する手段と、 検出した各相の背後電圧Ｅ″に基づいて互いに位相が９
０°異なる同一振幅の正弦波信号を生成する手段と、 生成した信号に基づいて同期機の周波数を検出する手段
とからなる周波数検出装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載の周波数検出装置におい
て、 前記信号生成手段が、二つの相電圧間の差を１／√３倍
した電圧信号と他の一つの相電圧の電圧信号により前記
互いの位相が９０°異なる同一振幅の正弦波信号を生成
する手段からなり、 前記周波数検出手段が、前記位相が９０°異なる二つの
正弦波信号を時間Ｔ1毎にサンプリングし、これらの内
積および外積の比を計算し、次式により 周波数ｆ＝（１／２πＴ1）×tan~1｛（外積）／（内積）｝ 周波数ｆを求める手段からなることを特徴とする周波数
検出装置。 - 【請求項４】 請求項１〜３のいずれか一項に記載の周
波数検出装置において、 空隙鎖交磁束数に比例する電圧Ｖgapを求める手段と、 前記電圧Ｖgapが直軸次過渡リアクタンスＸd″に与える
影響を求め各運転点における直軸次過渡リアクタンスＸ
d″の飽和補正を行なう手段とを備えたことを特徴とす
る周波数検出装置。 - 【請求項５】 請求項１〜４のいずれか一項に記載の周
波数検出装置において、 負荷端の電圧および推定電源リアクタンスと電流との積
を検出する手段と、 前記負荷端の電圧と前記積との和により電源電圧の波形
を求める手段と、 前記電源電圧の波形歪が最小となるように実際の電源リ
アクタンスを同定し同定した電源リアクタンスを用いて
決定した電源電圧波形を前記背後電圧検出用入力信号と
する手段とを備えたことを特徴とする周波数検出装置。 - 【請求項６】 請求項１〜５のいずれか一項に記載の周
波数検出装置を備えた同期機用励磁装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30042591A JP2736946B2 (ja) | 1991-11-15 | 1991-11-15 | 周波数検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30042591A JP2736946B2 (ja) | 1991-11-15 | 1991-11-15 | 周波数検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05281271A JPH05281271A (ja) | 1993-10-29 |
| JP2736946B2 true JP2736946B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=17884648
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30042591A Expired - Lifetime JP2736946B2 (ja) | 1991-11-15 | 1991-11-15 | 周波数検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2736946B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5549842B2 (ja) * | 2009-09-15 | 2014-07-16 | 横河電機株式会社 | コリオリ流量計および周波数測定方法 |
-
1991
- 1991-11-15 JP JP30042591A patent/JP2736946B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05281271A (ja) | 1993-10-29 |
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