JP2001251749A - ディジタル形保護継電器 - Google Patents
ディジタル形保護継電器Info
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 55
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
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- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 サンプリングタイミングの影響を受けず、正
確に安定して、交流入力の周波数を算出する。 【解決手段】 交流入力を一定時間間隔でサンプリング
し、アナログ／ディジタル変換して得られるサンプリン
グ値の時系列データを用いて、交流入力の振幅値の２乗
値を演算して出力する振幅値算出部２と、サンプリング
値の時系列データと振幅値算出部２の出力とから、２つ
のサンプリング値の位相差を演算し、その値に基づいて
交流入力の周波数を検出する周波数算出部３を備える。
確に安定して、交流入力の周波数を算出する。 【解決手段】 交流入力を一定時間間隔でサンプリング
し、アナログ／ディジタル変換して得られるサンプリン
グ値の時系列データを用いて、交流入力の振幅値の２乗
値を演算して出力する振幅値算出部２と、サンプリング
値の時系列データと振幅値算出部２の出力とから、２つ
のサンプリング値の位相差を演算し、その値に基づいて
交流入力の周波数を検出する周波数算出部３を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電力系統の電圧
や電流に代表される交流入力の周波数を算出することに
より、電力系統を保護するディジタル形保護継電器に関
する。
や電流に代表される交流入力の周波数を算出することに
より、電力系統を保護するディジタル形保護継電器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】電流または電圧の交流入力から周波数を
得て、この値を判定して、電力系統の保護を行う従来の
ディジタル形保護継電器は、例えば特開昭５７ー１３３
３６２号公報に記載されている。図４は交流入力の周波
数を算出する従来のディジタル形保護継電器の一例を示
したものである。
得て、この値を判定して、電力系統の保護を行う従来の
ディジタル形保護継電器は、例えば特開昭５７ー１３３
３６２号公報に記載されている。図４は交流入力の周波
数を算出する従来のディジタル形保護継電器の一例を示
したものである。
【０００３】図４において、２２は電力系統から入力さ
れる電流または電圧等の交流入力を系統から絶縁して適
当な大きさの電圧に変換する入力変換器、２３は入力変
換器２２の出力に含まれる高調波成分を除去するアナロ
グフィルタ回路、２４はサンプリング時刻におけるアナ
ログフィルタ回路２３の出力を保持するサンプルホール
ド回路、２５は各サンプルホールド回路２４からの出力
を順次切り替えるマルチプレクサ回路、２６はマルチプ
レクサ回路２５の出力を量子化してディジタルデータに
変換するアナログ／ディジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換
器という）、２７はＡ／Ｄ変換器２６からのディジタル
データを取り込み、周波数演算など所定の演算手段を実
行するマイクロプロセッサ（以下ＣＰＵという）であ
る。
れる電流または電圧等の交流入力を系統から絶縁して適
当な大きさの電圧に変換する入力変換器、２３は入力変
換器２２の出力に含まれる高調波成分を除去するアナロ
グフィルタ回路、２４はサンプリング時刻におけるアナ
ログフィルタ回路２３の出力を保持するサンプルホール
ド回路、２５は各サンプルホールド回路２４からの出力
を順次切り替えるマルチプレクサ回路、２６はマルチプ
レクサ回路２５の出力を量子化してディジタルデータに
変換するアナログ／ディジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換
器という）、２７はＡ／Ｄ変換器２６からのディジタル
データを取り込み、周波数演算など所定の演算手段を実
行するマイクロプロセッサ（以下ＣＰＵという）であ
る。
【０００４】また、ＣＰＵ２７は、交流入力を一定時間
間隔でサンプリングし、Ａ／Ｄ変換したサンプリング値
の時系列データを入力するデータ入力部１１と、データ
入力部１１からの入力データを用いて後述する電気量Ｋ
なる値を算出するＫ算出部１２と、Ｋ算出部１２で求め
た電気量Ｋの値を用いて交流入力の周波数を算出する周
波数算出部１３と、周波数算出部１３で算出した周波数
を所定の設定値と比較することによって事故の有無を判
定し、事故と判定した場合にはトリップ出力する判定部
２８とを備えている。
間隔でサンプリングし、Ａ／Ｄ変換したサンプリング値
の時系列データを入力するデータ入力部１１と、データ
入力部１１からの入力データを用いて後述する電気量Ｋ
なる値を算出するＫ算出部１２と、Ｋ算出部１２で求め
た電気量Ｋの値を用いて交流入力の周波数を算出する周
波数算出部１３と、周波数算出部１３で算出した周波数
を所定の設定値と比較することによって事故の有無を判
定し、事故と判定した場合にはトリップ出力する判定部
２８とを備えている。
【０００５】ここで、Ｋ算出部１２と周波数算出部１３
の作用について説明する。Ｋ算出部１２は、交流入力Ｖ
ｓｉｎωｔを一定時間間隔Ｔでサンプリングし、Ａ／Ｄ
変換したサンプリング値の時系列データｖｎ、
ｖｎ−１、ｖｎ−２、・・・・・（ｎは時系列）を入力し、
Ｋ＝（ｖｎ−ｖｎ−４）／（ｖｎ−１−ｖｎ−３）なる
電気量Ｋを算出する。また、周波数算出部１３は、Ｋ算
出部１２で求めた電気量Ｋの値を用いて（１）式によっ
て交流入力の周波数ｆを算出する。交流入力の周波数を
ｆとすると、ω＝２πｆより、 ｆ＝（１／２πＴ）ｃｏｓ−１（Ｋ／２） ・・・・（１） 但し、Ｋ＝（ｖｎ−ｖｎ−４）／（ｖｎ−１−
ｖｎ−３）Ｔ＝サンプリング時間間隔（サンプリング周
波数の逆数）である。
の作用について説明する。Ｋ算出部１２は、交流入力Ｖ
ｓｉｎωｔを一定時間間隔Ｔでサンプリングし、Ａ／Ｄ
変換したサンプリング値の時系列データｖｎ、
ｖｎ−１、ｖｎ−２、・・・・・（ｎは時系列）を入力し、
Ｋ＝（ｖｎ−ｖｎ−４）／（ｖｎ−１−ｖｎ−３）なる
電気量Ｋを算出する。また、周波数算出部１３は、Ｋ算
出部１２で求めた電気量Ｋの値を用いて（１）式によっ
て交流入力の周波数ｆを算出する。交流入力の周波数を
ｆとすると、ω＝２πｆより、 ｆ＝（１／２πＴ）ｃｏｓ−１（Ｋ／２） ・・・・（１） 但し、Ｋ＝（ｖｎ−ｖｎ−４）／（ｖｎ−１−
ｖｎ−３）Ｔ＝サンプリング時間間隔（サンプリング周
波数の逆数）である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来のディジタル形保
護継電器は以上のように交流入力の周波数ｆを算出して
いたので、交流入力の大きさが変化しても、正確に周波
数ｆを算出することができる。しかし、交流入力のサン
プリングタイミングによって、電気量Ｋの分母である
（ｖｎ−１−ｖｎ−３）が０となることがあり、その結
果、電気量Ｋの大きさが無限大となり、正確な周波数ｆ
を算出できないという課題があった。これに対し、従来
は分母＝０を検出した場合には、サンプリングの範囲を
拡大して演算をやり直す方法がとられていた。（特開平
２−１３１３２１号公報）本発明は上記のような問題点
を解消し、正確で安定した周波数算出ができるディジタ
ル形保護継電器を提供するためになされたものである。
護継電器は以上のように交流入力の周波数ｆを算出して
いたので、交流入力の大きさが変化しても、正確に周波
数ｆを算出することができる。しかし、交流入力のサン
プリングタイミングによって、電気量Ｋの分母である
（ｖｎ−１−ｖｎ−３）が０となることがあり、その結
果、電気量Ｋの大きさが無限大となり、正確な周波数ｆ
を算出できないという課題があった。これに対し、従来
は分母＝０を検出した場合には、サンプリングの範囲を
拡大して演算をやり直す方法がとられていた。（特開平
２−１３１３２１号公報）本発明は上記のような問題点
を解消し、正確で安定した周波数算出ができるディジタ
ル形保護継電器を提供するためになされたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明のディジタル形
保護継電器では、交流入力を一定時間間隔でサンプリン
グし、アナログ／ディジタル変換して得られるサンプリ
ング値の時系列データを用いて、交流入力の振幅値の２
乗値を演算して出力する振幅値算出部と、前記サンプリ
ング値の時系列データと前記振幅値算出部の出力とか
ら、２つのサンプリング値の位相差を演算し、その値に
基づいて交流入力の周波数を検出する周波数算出部とを
備える。
保護継電器では、交流入力を一定時間間隔でサンプリン
グし、アナログ／ディジタル変換して得られるサンプリ
ング値の時系列データを用いて、交流入力の振幅値の２
乗値を演算して出力する振幅値算出部と、前記サンプリ
ング値の時系列データと前記振幅値算出部の出力とか
ら、２つのサンプリング値の位相差を演算し、その値に
基づいて交流入力の周波数を検出する周波数算出部とを
備える。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１は、この発明のディジタル形
保護継電器の実施の形態の一例である。図１において、
２２は電力系統から入力される電流または電圧等の交流
入力を系統から絶縁して適当な大きさの電圧に変換する
入力変換器、２３は入力変換器２２の出力に含まれる高
調波成分を除去するアナログフィルタ回路、２４はサン
プリング時刻におけるアナログフィルタ回路２３の出力
を保持するサンプルホールド回路、２５は各サンプルホ
ールド回路２４からの出力を順次切り替えるマルチプレ
クサ回路、２６はマルチプレクサ回路２５の出力を量子
化してディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、５は
Ａ／Ｄ変換器２６からディジタルデータを取り込み、周
波数演算など所定の演算手段を実行するＣＰＵである。
保護継電器の実施の形態の一例である。図１において、
２２は電力系統から入力される電流または電圧等の交流
入力を系統から絶縁して適当な大きさの電圧に変換する
入力変換器、２３は入力変換器２２の出力に含まれる高
調波成分を除去するアナログフィルタ回路、２４はサン
プリング時刻におけるアナログフィルタ回路２３の出力
を保持するサンプルホールド回路、２５は各サンプルホ
ールド回路２４からの出力を順次切り替えるマルチプレ
クサ回路、２６はマルチプレクサ回路２５の出力を量子
化してディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、５は
Ａ／Ｄ変換器２６からディジタルデータを取り込み、周
波数演算など所定の演算手段を実行するＣＰＵである。
【０００９】また、ＣＰＵ５は、交流入力を一定時間間
隔でサンプリングし、Ａ／Ｄ変換したサンプリング値の
時系列データを入力するデータ入力部１１と、データ入
力部１１が入力したサンプリング値の時系列データを用
いて、その振幅値の２乗値を演算して出力する振幅値算
出部２と、データ入力部１１が入力したサンプリング値
の時系列データと振幅値算出部２で演算した振幅値の２
乗値とから交流入力の周波数を検出する周波数算出部３
と、周波数算出部３で検出した交流入力の周波数を所定
の設定値と比較して事故の有無を判定し、事故と判定し
た場合にはトリップ出力する判定部４とを備えている。
隔でサンプリングし、Ａ／Ｄ変換したサンプリング値の
時系列データを入力するデータ入力部１１と、データ入
力部１１が入力したサンプリング値の時系列データを用
いて、その振幅値の２乗値を演算して出力する振幅値算
出部２と、データ入力部１１が入力したサンプリング値
の時系列データと振幅値算出部２で演算した振幅値の２
乗値とから交流入力の周波数を検出する周波数算出部３
と、周波数算出部３で検出した交流入力の周波数を所定
の設定値と比較して事故の有無を判定し、事故と判定し
た場合にはトリップ出力する判定部４とを備えている。
【００１０】ここで、振幅値算出部２の作用について説
明する。今、交流入力Ｖ（ｔ）を、 Ｖ（ｔ）＝Ｖ ｓｉｎ ωｔ Ｖ：振幅値 ω：角速度 とすると、一定時間間隔（サンプリング時間間隔）Ｔで
サンプリングした時の各サンプリング時刻ｔ，ｔ−Ｔ，
ｔ−２Ｔ，ｔ−３Ｔ・・・・におけるサンプリング値ｖ
ｎ、ｖｎ−１、ｖｎ−２、ｖｎ−３・・・・・は、それ
ぞれ以下で表すことができる。
明する。今、交流入力Ｖ（ｔ）を、 Ｖ（ｔ）＝Ｖ ｓｉｎ ωｔ Ｖ：振幅値 ω：角速度 とすると、一定時間間隔（サンプリング時間間隔）Ｔで
サンプリングした時の各サンプリング時刻ｔ，ｔ−Ｔ，
ｔ−２Ｔ，ｔ−３Ｔ・・・・におけるサンプリング値ｖ
ｎ、ｖｎ−１、ｖｎ−２、ｖｎ−３・・・・・は、それ
ぞれ以下で表すことができる。
【００１１】なお、サンプリング時間間隔Ｔは、定格周
波数ｆ０ の１２倍の逆数（Ｔ＝１／１２ｆ０ ）に時
間的に固定したものとする。これによって、交流入力
は、その周波数ｆが定格周波数ｆ０ の時には、電気角
３０°ごとにサンプリングされることになる。 ｖｎ ＝Ｖ ｓｉｎ ωｔ ・・・・（２） ｖｎ−１ ＝Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ− Ｔ） ｖｎ−２ ＝Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ−２Ｔ） ｖｎ−３ ＝Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ−３Ｔ）
波数ｆ０ の１２倍の逆数（Ｔ＝１／１２ｆ０ ）に時
間的に固定したものとする。これによって、交流入力
は、その周波数ｆが定格周波数ｆ０ の時には、電気角
３０°ごとにサンプリングされることになる。 ｖｎ ＝Ｖ ｓｉｎ ωｔ ・・・・（２） ｖｎ−１ ＝Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ− Ｔ） ｖｎ−２ ＝Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ−２Ｔ） ｖｎ−３ ＝Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ−３Ｔ）
【００１２】振幅値算出部２は、これらのサンプリング
値を用いて特開昭５５−８８５１４号公報に示されるよ
うな（３）式の演算を行い、（４）式に示すような交流
入力の振幅値Ｖの２乗値にｓｉｎ２ （π／２）（ｆ／
ｆ０ ）なる値を乗じた値を出力するものである。 Ｖ’２ ＝（ｖｎ−３）２ −ｖｎ ×ｖｎ−６ ・・・・（３） ＝｛Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ−３Ｔ）｝２ −Ｖ ｓｉｎ ωｔ×Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ−６Ｔ） ＝ Ｖ２ ×ｓｉｎ２ ３ωＴ ここで、ω＝２πｆ、Ｔ＝１／１２ｆ０ より、 Ｖ’２ ＝ Ｖ２ ×ｓｉｎ２ （π／２）（ｆ／ｆ０ ） ・・・・（４）
値を用いて特開昭５５−８８５１４号公報に示されるよ
うな（３）式の演算を行い、（４）式に示すような交流
入力の振幅値Ｖの２乗値にｓｉｎ２ （π／２）（ｆ／
ｆ０ ）なる値を乗じた値を出力するものである。 Ｖ’２ ＝（ｖｎ−３）２ −ｖｎ ×ｖｎ−６ ・・・・（３） ＝｛Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ−３Ｔ）｝２ −Ｖ ｓｉｎ ωｔ×Ｖ ｓｉｎ ω（ｔ−６Ｔ） ＝ Ｖ２ ×ｓｉｎ２ ３ωＴ ここで、ω＝２πｆ、Ｔ＝１／１２ｆ０ より、 Ｖ’２ ＝ Ｖ２ ×ｓｉｎ２ （π／２）（ｆ／ｆ０ ） ・・・・（４）
【００１３】交流入力の周波数ｆが定格周波数ｆ０ の
時には、ｓｉｎ２ （π／２）（ｆ／ｆ０）＝１となる
ため、振幅値算出部２は、交流入力の振幅値Ｖの２乗値
を出力するが、交流入力の周波数ｆが定格周波数ｆ０
から変動すると、その周波数ｆに応じたｓｉｎ２（π／
２）（ｆ／ｆ０ ）なる値を振幅値Ｖの２乗値に乗じて
出力する。
時には、ｓｉｎ２ （π／２）（ｆ／ｆ０）＝１となる
ため、振幅値算出部２は、交流入力の振幅値Ｖの２乗値
を出力するが、交流入力の周波数ｆが定格周波数ｆ０
から変動すると、その周波数ｆに応じたｓｉｎ２（π／
２）（ｆ／ｆ０ ）なる値を振幅値Ｖの２乗値に乗じて
出力する。
【００１４】次に、周波数算出部３の作用について説明
する。図２は、交流入力の周波数ｆが定格周波数ｆ０
から変動した時のサンプリングタイミングのズレと、そ
のズレによって現時点のサンプリング値と１２サンプリ
ング前のサンプリング値との間に位相差が生じることを
説明するための図である。同図より、一定時間間隔Ｔ
（定格周波数ｆ０ の１２倍の周波数の逆数）でサンプ
リングする場合、交流入力の周波数ｆが定格周波数ｆ
０ の時には、交流入力の１周期が時間的にサンプリン
グ時間間隔Ｔの１２倍に等しいため、電気角３０°ごと
にサンプリングし、１周期でちょうど１２回サンプリン
グすることになる。したがって、現時点より１２サンプ
リング前のサンプリング値ｖｎ−１２は、同図（ｂ）に
示すように現時点のサンプリング値ｖｎと同位相のデー
タとなる。
する。図２は、交流入力の周波数ｆが定格周波数ｆ０
から変動した時のサンプリングタイミングのズレと、そ
のズレによって現時点のサンプリング値と１２サンプリ
ング前のサンプリング値との間に位相差が生じることを
説明するための図である。同図より、一定時間間隔Ｔ
（定格周波数ｆ０ の１２倍の周波数の逆数）でサンプ
リングする場合、交流入力の周波数ｆが定格周波数ｆ
０ の時には、交流入力の１周期が時間的にサンプリン
グ時間間隔Ｔの１２倍に等しいため、電気角３０°ごと
にサンプリングし、１周期でちょうど１２回サンプリン
グすることになる。したがって、現時点より１２サンプ
リング前のサンプリング値ｖｎ−１２は、同図（ｂ）に
示すように現時点のサンプリング値ｖｎと同位相のデー
タとなる。
【００１５】ところが、交流入力の周波数ｆが定格周波
数ｆ０ より低い周波数の時には、交流入力の１周期が
サンプリング時間間隔Ｔの１２倍より時間的に長くな
る。このため、１２サンプリング前のサンプリング値ｖ
ｎ−１２’は、同図（ａ）に示すように現時点のサンプ
リング値ｖｎ より進み位相のデータとなる。また、交
流入力の周波数ｆが定格周波数より高い周波数の場合に
は、交流入力の１周期がサンプリング時間間隔Ｔの１２
倍より時間的に短くなる。このため、１２サンプリング
前のサンプリング値ｖｎ−１２”は、同図（ｃ）に示す
ように現時点のサンプリング値ｖｎ より遅れ位相のデ
ータとなる。
数ｆ０ より低い周波数の時には、交流入力の１周期が
サンプリング時間間隔Ｔの１２倍より時間的に長くな
る。このため、１２サンプリング前のサンプリング値ｖ
ｎ−１２’は、同図（ａ）に示すように現時点のサンプ
リング値ｖｎ より進み位相のデータとなる。また、交
流入力の周波数ｆが定格周波数より高い周波数の場合に
は、交流入力の１周期がサンプリング時間間隔Ｔの１２
倍より時間的に短くなる。このため、１２サンプリング
前のサンプリング値ｖｎ−１２”は、同図（ｃ）に示す
ように現時点のサンプリング値ｖｎ より遅れ位相のデ
ータとなる。
【００１６】このように、交流入力を一定時間間隔でサ
ンプリングする場合、現時点のサンプリング値と所定サ
ンプリング前のサンプリング値との位相差は、その交流
入力の周波数に応じて変化することが分かる。つまり、
交流入力を一定時間間隔でサンプリングし、現時点のサ
ンプリング値と所定サンプリング前のサンプリング値と
の位相差を検出し、その位相差を判定することで、交流
入力の周波数を検出することが可能になる。このことか
ら、本発明は、一定時間間隔でサンプリングされた交流
入力の２つのサンプリング値の位相差を演算し、その値
に基づいて交流入力の周波数を検出するものである。
ンプリングする場合、現時点のサンプリング値と所定サ
ンプリング前のサンプリング値との位相差は、その交流
入力の周波数に応じて変化することが分かる。つまり、
交流入力を一定時間間隔でサンプリングし、現時点のサ
ンプリング値と所定サンプリング前のサンプリング値と
の位相差を検出し、その位相差を判定することで、交流
入力の周波数を検出することが可能になる。このことか
ら、本発明は、一定時間間隔でサンプリングされた交流
入力の２つのサンプリング値の位相差を演算し、その値
に基づいて交流入力の周波数を検出するものである。
【００１７】電気協同研究第４１巻第４号デジタルリレ
ー（４５頁）には、次式に示すような２つの交流入力Ｖ
ｓｉｎ ωｔとＩｓｉｎ （ωｔ＋θ）の位相差θを演算
する手法が記載されている。 Ｖ・Ｉ ｓｉｎθ＝ｖｎ−３ ×ｖｎ −ｖｎ ×ｉｎ−３ ・・・・（５）
ー（４５頁）には、次式に示すような２つの交流入力Ｖ
ｓｉｎ ωｔとＩｓｉｎ （ωｔ＋θ）の位相差θを演算
する手法が記載されている。 Ｖ・Ｉ ｓｉｎθ＝ｖｎ−３ ×ｖｎ −ｖｎ ×ｉｎ−３ ・・・・（５）
【００１８】本発明の周波数算出部３は、周波数検出対
象となる交流入力の現時点のサンプリング値ｖｎ とｍ
サンプリング前のサンプリング値ｖｎ−ｍ との位相差
を（５）式を応用してｖｎ−３ ×ｖｎ−ｍ −ｖｎ ×
ｖｎ−（ｍ＋３） によって演算するものであり、更
に、それを振幅値算出部２の出力であるＶ’２で割り算
し、電気量Ｆ（ｆ）として出力するものである。
象となる交流入力の現時点のサンプリング値ｖｎ とｍ
サンプリング前のサンプリング値ｖｎ−ｍ との位相差
を（５）式を応用してｖｎ−３ ×ｖｎ−ｍ −ｖｎ ×
ｖｎ−（ｍ＋３） によって演算するものであり、更
に、それを振幅値算出部２の出力であるＶ’２で割り算
し、電気量Ｆ（ｆ）として出力するものである。
【００１９】ここで、ｖｍ−３ ×ｖｎ−ｍ −ｖｎ ×
ｖｎ−（ｍ＋３） なる演算は、 ｖｍ−３ ×ｖｎ−ｍ −ｖｎ ×ｖｎ−（ｍ＋３） ＝Ｖ２｛ｓｉｎ ω（ｔ−３Ｔ）×ｓｉｎ ω（ｔ−ｍＴ） −ｓｉｎ ωｔ×ｓｉｎ ω（ｔ−（ｍ＋３）Ｔ）｝ ＝Ｖ２｛ｃｏｓω（ｍ−３）Ｔ−ｃｏｓω（ｍ＋３）Ｔ｝／２ ＝Ｖ２（ｓｉｎ ωｍＴ ×ｓｉｎ ３ωＴ ） であるため、これを（４）式で示すＶ’２で割り算する
と、電気量Ｆ（ｆ）は以下となる。
ｖｎ−（ｍ＋３） なる演算は、 ｖｍ−３ ×ｖｎ−ｍ −ｖｎ ×ｖｎ−（ｍ＋３） ＝Ｖ２｛ｓｉｎ ω（ｔ−３Ｔ）×ｓｉｎ ω（ｔ−ｍＴ） −ｓｉｎ ωｔ×ｓｉｎ ω（ｔ−（ｍ＋３）Ｔ）｝ ＝Ｖ２｛ｃｏｓω（ｍ−３）Ｔ−ｃｏｓω（ｍ＋３）Ｔ｝／２ ＝Ｖ２（ｓｉｎ ωｍＴ ×ｓｉｎ ３ωＴ ） であるため、これを（４）式で示すＶ’２で割り算する
と、電気量Ｆ（ｆ）は以下となる。
【００２０】 Ｆ（ｆ）＝｛ｖｍ−３×ｖｎ−ｍ−ｖｎ×ｖｎ−（ｍ＋３）｝／Ｖ’２ ＝Ｖ２（ｓｉｎ ωｍＴ ×ｓｉｎ ３ωＴ）／Ｖ’２ ＝ｓｉｎ ωｍＴ／ｓｉｎ ３ωＴ ここで、ω＝２πｆ、Ｔ＝１／１２ｆ０ より、 Ｆ（ｆ）＝ｓｉｎ（πｍ／６）（ｆ／ｆ０ ）／ｓｉｎ（π／２）（ｆ／ｆ０ ） ・・・・・（６） このように、電気量Ｆ（ｆ）は交流入力の周波数ｆのみ
に決定される式となる。
に決定される式となる。
【００２１】交流入力の周波数ｆが定格周波数ｆ０ の
時には、ｆ／ｆ０ ＝１であるため、Ｆ（ｆ）＝ｓｉｎ
（πｍ／６）となる。この時の電気量Ｆ（ｆ）は、電気
角３０°ごとのサンプリング値において、ｍサンプリン
グ離れた２つのサンプリング値の間の位相差の正弦であ
る。
時には、ｆ／ｆ０ ＝１であるため、Ｆ（ｆ）＝ｓｉｎ
（πｍ／６）となる。この時の電気量Ｆ（ｆ）は、電気
角３０°ごとのサンプリング値において、ｍサンプリン
グ離れた２つのサンプリング値の間の位相差の正弦であ
る。
【００２２】交流入力の周波数ｆと電気量Ｆ（ｆ）の関
係を、定格周波数ｆ０ ＝５０Ｈｚ，ｍ＝３の場合につ
いて図４に示す。同図より、交流入力の周波数ｆが５０
Ｈｚの時は、Ｆ（ｆ）＝０であるが、周波数が５０Ｈｚ
より低下するとＦ（ｆ）は正の値となり、周波数の低下
に対応して徐々に増加する。また、周波数が５０Ｈｚよ
り上昇すると、Ｆ（ｆ）は負の値となり、周波数の上昇
に応じて徐々に減少する。このため、判定部４では、検
出すべき周波数ｆｋ の時のＦ（ｆ）の値Ｋを予め設定
しておき、周波数算出部３で算出されるＦ（ｆ）と比較
することにより、交流入力の周波数を検出することがで
きる。
係を、定格周波数ｆ０ ＝５０Ｈｚ，ｍ＝３の場合につ
いて図４に示す。同図より、交流入力の周波数ｆが５０
Ｈｚの時は、Ｆ（ｆ）＝０であるが、周波数が５０Ｈｚ
より低下するとＦ（ｆ）は正の値となり、周波数の低下
に対応して徐々に増加する。また、周波数が５０Ｈｚよ
り上昇すると、Ｆ（ｆ）は負の値となり、周波数の上昇
に応じて徐々に減少する。このため、判定部４では、検
出すべき周波数ｆｋ の時のＦ（ｆ）の値Ｋを予め設定
しておき、周波数算出部３で算出されるＦ（ｆ）と比較
することにより、交流入力の周波数を検出することがで
きる。
【００２３】また、上記実施の形態では、Ａ／Ｄ変換さ
れたサンプリング値をそのまま振幅値算出部２や周波数
算出部３に入力する構成としたが、交流入力中に含まれ
る直流分や高調波成分をカットするためのディジタルフ
ィルタ処理を施した後のデータを振幅値算出部２や周波
数算出部３に入力する構成とすることで、直流分や高調
波の影響を受ず高精度な周波数検出が可能なディジタル
形保護継電器が実現できる。
れたサンプリング値をそのまま振幅値算出部２や周波数
算出部３に入力する構成としたが、交流入力中に含まれ
る直流分や高調波成分をカットするためのディジタルフ
ィルタ処理を施した後のデータを振幅値算出部２や周波
数算出部３に入力する構成とすることで、直流分や高調
波の影響を受ず高精度な周波数検出が可能なディジタル
形保護継電器が実現できる。
【００２４】
【発明の効果】上記のように、この発明のディジタル形
保護継電器によれば交流入力のサンプリングタイミング
による影響を受けないため、交流入力の周波数を正確に
安定して求めることができる。
保護継電器によれば交流入力のサンプリングタイミング
による影響を受けないため、交流入力の周波数を正確に
安定して求めることができる。
【図１】本発明のディジタル形保護継電器の実施の形態
の一例を示す図である。
の一例を示す図である。
【図２】その所定サンプリング前のサンプリング値との
位相差と周波数の関係を示す図である。
位相差と周波数の関係を示す図である。
【図３】その電気量Ｆ（ｆ）の周波数特性の一例を示す
図である。
図である。
【図４】従来のディジタル形保護継電器の一例を示す図
である。
である。
１１ データ入力部 ２ 振幅値算出部 ３ 周波数算出部 ４ 判定部 ５ ＣＰＵ ２２ 入力変換器 ２３ アナログフィルタ回路 ２４ サンプルホールド回路 ２５ マルチプレクサ回路 ２６ アナログ／ディジタル変換器
Claims (1)
- 【請求項１】交流入力を一定時間間隔でサンプリング
し、アナログ／ディジタル変換して得られるサンプリン
グ値の時系列データを用いて、交流入力の振幅値の２乗
値を演算して出力する振幅値算出部と、 前記サンプリング値の時系列データと前記振幅値算出部
の出力とから、２つのサンプリング値の位相差を演算
し、その値に基づいて交流入力の周波数を検出する周波
数算出部と、 を備えたことを特徴とするディジタル形保護継電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000059750A JP2001251749A (ja) | 2000-03-06 | 2000-03-06 | ディジタル形保護継電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000059750A JP2001251749A (ja) | 2000-03-06 | 2000-03-06 | ディジタル形保護継電器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001251749A true JP2001251749A (ja) | 2001-09-14 |
Family
ID=18580161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000059750A Pending JP2001251749A (ja) | 2000-03-06 | 2000-03-06 | ディジタル形保護継電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001251749A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004361124A (ja) * | 2003-06-02 | 2004-12-24 | Tm T & D Kk | 周波数測定装置 |
| JP2011064494A (ja) * | 2009-09-15 | 2011-03-31 | Yokogawa Electric Corp | コリオリ流量計および周波数測定方法 |
-
2000
- 2000-03-06 JP JP2000059750A patent/JP2001251749A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004361124A (ja) * | 2003-06-02 | 2004-12-24 | Tm T & D Kk | 周波数測定装置 |
| JP2011064494A (ja) * | 2009-09-15 | 2011-03-31 | Yokogawa Electric Corp | コリオリ流量計および周波数測定方法 |
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