JPH0767226B2

JPH0767226B2 - デジタル保護継電器

Info

Publication number: JPH0767226B2
Application number: JP63312665A
Authority: JP
Inventors: 愿鈴木
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1988-12-09
Filing date: 1988-12-09
Publication date: 1995-07-19
Anticipated expiration: 2010-07-19
Also published as: JPH02159921A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、電力系統の交流電圧、交流電流等の電気量
の振幅値に応動するデジタル保護継電器、特にその周波
数特性の善に関するものである。

〔従来の技術〕

発電機等が停止状態から、ランナウェイ速度までの間で
運転された場合、電力系統の周波数は０から定格周波数
の２倍程度まで変化する。この様な電力系統の事故を検
出する従来のデジタル保護継電器の演算処理には、以下
に示す２種類の方式が提案されている。

以下、従来の演算処理方式について説明するが、交流電
気量は、振幅値Ｉ、位相角θ、瞬時値ｉとしてｉ＝Isin
（θ）なる交流電流とし、サンプリング周期をＴとす
る。サンプリング時刻毎のサンプリング値を区別するた
め、nT（ｎ＝0,2,……とし、ｎ＝０は当該時刻）を添字
として、ｉ（０）＝Isin（θ）,i（Ｔ）＝Isin（θ−
Ｔ）,i（2T）＝Isin（θ−2T）、……と表わすこととす
る。

第５図は、例えば特開昭58−051315号公報に示された第
１の従来の交流電流のデジタル処理装置に使用している
原理を示す図であり、この場合のサンプリング周期Ｔ
は、前記交流電流の基本周波数f₀に対して、電気角で90
゜相当に選ばれていて、８個のサンプリング値ｉ
（０）,i（Ｔ）,i（2T）……ｉ（7T）を用いて処理さ
れ、で表わされる。

また、第６図は例えば特公昭63−11847号公報に示され
た第２の従来の保護継電器に使用している原理を示す図
であり、この場合のサンプリング周期Ｔは規定しない
が、５個のサンプリング値ｉ（０）,i（Ｔ）,i（2T）,i
（3T）,i（4T）を用いて処理され、で表わされる。

〔発明が解決しようとする課題〕

特開昭58−05135号公報に示された演算処理について
は、サンプリング周期Ｔは、交流の基本周波数f₀に対
し、90゜相当時間々隔に固定するが、周波数がｆであれ
ば、第３式のように見えてくる。

例えば、交流電流の周波数がｆ＝f₀＝50Hzであれば、サ
ンプリング周期はT1 90゜となる。

ここで、周波数を変化させた場合の振幅値演算結果Fnを
第１式で求めるため、ｆとf₀比をで表わすと、 Fn=i{1‐cos(90゜m)・cos(180゜m)・cos(360゜m)・cos(２ θ‐630゜m)}^1/2 ……（４）となり、ｍ＝０〜２まで変化させた時のFnの値を示す
と、第２図の点線の如くになり、斜線部分がサンプリン
グの時刻によって変化する。

従って、周波数が変化した事によって、交流電流の振幅
値演算結果に誤差が含まれる事になり、正確な判定が出
来ない。また、サンプリング周期Ｔを、基本周波数の90
゜相当時間に選ぶ必要があり、サンプリング値も８個を
使用しているため、結果が出力されるまでの時間が、90
゜×８＝720゜相当時間必要であり、さらに多量のデー
ターを使用しているため、計算処理に要するメモリー量
も多量になるなどの問題点があった。

また、特公昭63−11847号公報に示された演算処理につ
いては、演算結果が第２式で示された様に、サンプリン
グ周期Ｔに無関係であるため、振幅値は、第２図の実線
の如くになり、交流電流の周波数変化に全く影響されな
い。しかし、第２式の演算処理を実現するためには、分
子項を分母項で除算演算する手段が含まれている為、分
母項が０の近辺で演算不能の恐れがあり、演算をパスさ
せる等の特別な処理が必要になり、演算の信頼性が十分
とは言えない場合が発生し、信頼性を要求されるデジタ
ル保護継電器にとって問題があった。

ちなみに、第２式の分母項が０となる条件を求めるとＤ＝2i（2T）‐ｉ（０）‐ｉ（4T）＝2Isin（θ‐2T）‐Isin（θ）‐Isin（θ‐4T）＝2I｛1-cos（2T）｝sin（θ‐2T）＝4Isin²（Ｔ）sin（θ‐2T） ……（５）となり、この第５式は、4Isin²（Ｔ）を振幅とした周期
関数であることが明らかであり、第７図に示す如くｉ＝
Isin（θ）の交流電流に対して、2Tの位相遅れの関係
で、Ｄ＝０となることが判る。これは、当該時刻のサン
プリング値ｉ（０）が、Ｄ＝０の時に得られるようなサ
ンプリングが行なわれた第７図の様な関係にあるときで
あり、ｉ（０）＝−ｉ（4T）,i（2T）＝０となり、確かに第５式のＤは、Ｄ＝０が成立する。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、少ないサンプリング値を使用して高速度に計
算処理できるとともに、周波数が変化した場合の振幅値
演算誤差を小さくできる高信頼度のデジタル保護継電器
を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るデジタル保護継電器は、５個のサンプリ
ング値ｙ（０）〜ｙ（4T）を用い、の演算処理を実行して、交流電気量の振幅値を演算する
ようにしたものである。

〔作用〕

この発明におけるデジタル保護継電器の振幅値演算は、
５個のサンプリング値を使用して、高速度で演算結果が
得られると共に、周波数変化があっても、高精度で演算
ができるものであり、デジタル保護継電器の性能及び信
頼性を大幅に向上させることになる。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、当該時刻ｔのサンプリング値（１）をｉ
（０）、前記当該時刻ｔより、サンプリング時刻ｔ−T,
t−2T,t−3T,t−4T前のサンプリング値（２），
（３），（４），（５）をそれぞれｉ（Ｔ）,i（2T）,i
（3T）,i（4T）とし、積演算手段（６）で前記サンプリ
ング値（２）と（４）の積｛ｉ（Ｔ）・ｉ（3T）｝を得
ると共に、２乗演算手段（７）で前記サンプリング値
（３）の２乗ｉ（2T）^２を得て、差演算手段（８）によ
り、｛ｉ（2T）^２−ｉ（Ｔ）・ｉ（3T）｝を求める。

同様に積演算手段（９）及び差演算手段（10）で、前記
サンプリング値（１）と（５）を用いて、｛ｉ（2T）^２
−ｉ（０）・ｉ（4T）｝を求める。前記差演算手段
（８）の出力は、２乗演算手段（11）と４倍演算手段
（12）とで２乗して４倍され、４・｛ｉ（2T）^２−ｉ
（Ｔ）・ｉ（3T）｝^２となり、また、４倍演算手段（1
3）で４倍され４・｛ｉ（2T）^２−ｉ（Ｔ）・ｉ（3
T）｝となる。

差演算手段（14）で前記４倍演算手段（13）と前記差演
算手段（10）の差を求めると、４｛ｉ（2T）^２−ｉ
（Ｔ）・ｉ（3T）｝−｛ｉ（2T）^２−ｉ（０）・ｉ（4
T）｝となり、前記４倍演算手段（12）の出力との比を
除算演算手段（15）で求めると、が得られる。

これを、平方根演算手段（16）で平方根を求めれば、端
子（17）に振幅値演算結果Fnが求められる。

これを、演算式を用いて、以下に説明する。

となり、第７式でFnの値は、サンプリング周期Ｔには関
係なく、交流電流の振幅値Ｉのみで表わされているが、
これは換言すれば、サンプリング周期Ｔを一定にしてお
いて、交流電流の周波数ｆが変ったとしても同様と考え
ることが出来る。従って、交流電流の５個のサンプリン
グ値ｉ（０）〜ｉ（4T）を、前述の第７式の様にして演
算処理することにより交流電流の周波数には全く関係な
く、第２図の実線で示した直線が得られる。

第７式の分母項については、これをＤとして、Ｄ＝4{i(2T)²-i(T)・i(3T)}‐{i(2T)²-i(0)・i(4T)} ＝4I²{sin^２(θ‐2T)‐sin(θ‐T)sin(θ‐3T)} ‐I^２{sin^２(θ‐2T)‐sin(θ)・sin(θ‐4T)} ＝4I²sin²(T){1‐cos^２(T)} ＝4I²sin⁴(T) ……（８）となるが、サンプリング周期Ｔが第３式で示すようにでｍ＝２の場合にのみ、Ｄ＝4I²sin⁴（90゜×ｍ）＝4I²
sin⁴（90゜×２）＝０となる。一般に、デジタル保護継
電器では、サンプリング周期Ｔは、30゜サンプリングと
称して、に選ばれるから、第８式のＤは、ｍ＝２の場合でも、となり、０には成り得ない。従って、第７式の演算処理
においては、ｍ＜２の範囲において分母項が０となる条
件が存在しないため、不能解が発生することは無い。サ
ンプリング周期Ｔを、30゜m,60゜m,90゜ｍとした場合の
第８式のＤの値を、第３図に示す。

次に、振幅値演算結果が出力されるまでの時間は、サン
プリング値５個を使用するため、サンプリング周期が30
゜の場合は、30゜×５＝150゜相当時間であり、これは
交流電流の基本周波数f₀においては、150/360サイクル
となり、約1/2サイクル以内であり高速度の演算処理が
実現できる。

ここで得られた振幅値演算結果Fnを、図示はしないが、
比較演算手段によって所定値（整定値とも言う）と比較
して、その大きさを比較し、電力系統の事故を検出する
のが、デジタル保護継電器である。

第４図は前記振幅値演算を実施するデジタル保護継電器
（32）のハードウェア構成図である。図において、（1
8）は電圧変成器、（19）は電流変成器、（20）（21）
は入力変換器で、電力系統の電圧及び電流を処理容易な
値に変換するものであり、（22）（23）はフィルタで、
周知の如く、電圧及び電流に含まれる高調波のうち、サ
ンプリング周波数の1/2以上の周波数を除去するもので
ある。（24）（25）はサンプルホールドで、サンプリン
グ値を次のサンプリング周期まで保持するものである。
（26）はマルチプレクサでサンプルホールド（24）（2
5）の出力を順次切り替えて、アナログ・デジタル変換
器（27）に伝達するものである。（28）はマイクロプロ
セッサで、メモリー（29）にあらかじめ収納されている
プログラムを利用して演算を実施し、その結果を、出力
回路（30）により端子（31）に出力させるものである。

（32）はデジタル保護継電器である。

なお、上記実施例では、交流電流の振幅値を求めるとし
て説明したが、交流電流は電力系統の相電流、線間電流
又は、前記相電流、線間電流から得られる対称分、すな
わち、正相電流、逆相電流又は零相電流であっても同様
である。

さらに同様に、交流電圧であっても、全く同様に適用し
て同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、任意の周期Ｔでサン
プリングした５個のサンプリング値ｙ（０）〜ｙ（4T）
を用い、の演算処理を実行するようにしたので、周波数の変化に
影響されなく、かつ高速度で結果が得られ、また、除算
演算の不能解が無い高信頼度のデジタル保護継電器が得
られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による振幅値演算手段の原
理を示すブロック図、第２図は振幅値演算結果の周波数
特性図、第３図はこの発明の振幅値演算式の分母項の周
波数特性図、第４図はこの発明の演算手段を実現するデ
ジタル保護継電器のハードウェア構成の一例を示す接続
図、第５図，第６図は従来の振幅値演算手段の原理図、
第７図は従来の振幅値演算式の分母項の演算結果を示す
図である。図において、（１）〜（５）は交流電流のサンプリング
値、（８），（10），（14）は差演算手段、（７），
（11）は２乗演算手段、（12），（13）は４倍演算手
段、（６），（９）は積演算手段、（15）は除算演算手
段、（16）は平方根演算手段、（17）は端子、（18）は
電圧変成器、（19）は電流変成器、（20），（21）は入
力変換器、（22），（23）はフィルタ、（24），（25）
はサンプルホールド、（26）はマルチプレクサ、（27）
はアナログ，デジタル変換器、（28）はマイクロプロセ
ッサ、（29）はメモリー、（30）は出力回路、（31）は
端子、（32）はデジタル保護継電器である。なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電力系統の交流電気量を、一定の周期Ｔで
サンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリン
グされたアナログ値をデジタル値に変換するアナログ／
デジタル変換手段と、デジタル変換されたサンプリング
値に基づき演算処理して前記交流電気量の振幅値を検出
する演算処理手段とを有するデジタル保護継電器におい
て、当該サンプリングの時刻ｔより所定サンプリング数
ｎだけ離れた時刻ｔ−nT（ｎ＝０、１、２、３、４）に
おける前記交流電気量のサンプリング値ｙ（ｔ−nT）を
ｙ（nT）としたとき、下式を前記演算処理手段により演算して前記交流電気量の振
幅値を検出することを特徴とするデジタル保護継電器。