JP3612354B2 - ディジタル形保護継電器における位相角差、周波数差及び周波数演算方法 - Google Patents
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Description
【産業上の利用分野】
この発明はディジタル形保護継電器における位相角差、周波数差及び周波数演算方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
ディジタル形継電器は、継電器の入力である電圧、電流情報を、適当な周期でサンプリングし、量子化されたディジタル量に変換し、これをあらかじめ用意されたプログラムで計算処理して、系統事故の有無を判断する継電器である。
【0003】
このディジタル継電器において、2つの交流電気量間の位相差や周波数差を判定する方法には、電圧、電流の交流波形の1周期時間と2つの交流波形間の立ち上がり時間、立ち下がり時間を、高精度発振器(クリスタル発振器等)を用いてカウントする、いわゆるパルスカウント方式と称される第1の方法がある。
【0004】
また、サンプリングされた交流波形瞬時値より、ゼロクロス時間を求め、これより、周期や位相差を演算する、いわゆるゼロクロス近似方式と称される第2の方法がある。
【0005】
さらに、サンプリングされた交流波形瞬時値の積和演算により、2つの交流波形間の位相差に応じた正弦値、余弦値を求める、いわゆる積和演算方式と称される第3の方法がある。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
上述した第1の方法は専用のパルスカウント回路が必要となるため、ディジタル継電器の構成が複雑となるとともにパルスカウントが1周期に1回の判定しか出来ない問題がある。また、第2の方法もゼロクロス時間検出が1周期に1回の判定しか出来ない。さらに、第3の方法は周波数変動時に演算誤差が生じ、幅広い周波数変動が想定される用途においては実用精度を満足し得ない。
【0007】
この発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、精度良く位相角差を判定できるとともにサンプリング点に依存されずに、任意の時刻に連続して正確な周波数差及び周波数が判定できるディジタル形保護継電器における位相角差、周波数差及び周波数演算方法を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するために、第1発明は、一定間隔でサンプリングされた交流電気量の瞬時値データを用いて交流量の大きさや交流量間の位相角差をプロセッサで判定するディジタル形保護継電器において、
前記ディジタル形保護継電器は、定格周波数の12倍のサンプリング周波数を持ち、2つの交流電気量の積演算を行った後、3サンプリング離れた瞬時値データの積の余弦値、正弦値を、複数段からなるディジタルフィルタで加算演算処理することにより第2調波成分を除去させて得、得られた余弦値、正弦値から正接値を演算した後、その正接値から時間とともに変化する位相角差の判定処理を前記プロセッサにて行うようにしたことを特徴とするものである。
【0009】
第2発明は、第1発明の結果として得られるところの単位時間当たりの位相角差の変化量を検出して2つの交流電気量間の周波数差を算出することを特徴とするものである。
【0010】
第3発明は、第2発明のディジタル保護継電器の一方の入力に系統の電圧を与え、他方の入力に既知基準交流発振器の電圧を与えることで系統の周波数を判定するようにしたことを特徴とするものである。
【0011】
第4発明は、前記既知の基準交流発振器の電圧に代えて、その電圧に相当するデータを前記プロセッサに持つようにしたことを特徴とするものである。
【0012】
【作用】
2つのサンプリングデータ量を積演算した値をディジタルフィルタ処理工程にて処理したので、位相誤差を極めて小さくできる。また、周波数差の判定も単位時間当たりの位相角の変化量を検出することによって簡単に判定できる。さらに、既知基準交流発振器の電圧及びその電圧に相当するデータを用いることにより、周波数演算が可能となる。
【0013】
【実施例】
以下この発明の一実施例を図面に基づいて説明する。図1は周波数の異なる2つの電気量a(t),b(t)とサンプリングデータの関係を示す説明図で、この図1において、時刻tにおけるそれぞれの値は次式で表される。
【0014】
Vs=a(t)=Asin(ωot+Δω1t+θ)……(1)
Vr=b(t)=Bsin(ωot+Δω2t)……(2)
但し、ω0;定格角速度
Δω1、Δω2;定格角速度に対する差分角速度
θ;t=0における位相角差
任意時刻tで同時にサンプリングされた、瞬時データどおしの積は、次の(3)式のようになる。
【0015】
上記(3)式の右辺第1項は、本来求めたい位相角差に相当するところの差分角速度(Δω1−Δω2)の余弦である。第2項は定格のほぼ2倍(≒2ω0)の角速度を持つ項となる。
【0016】
定格周波数の12倍のサンプリング周波数を持つディジタルリレーでは、系統周波数が定格の場合のみ、3サンプル離れたところの瞬時値データの積(a(t)b(t))を加算することで第2項を完全に消去することが可能である。しかしながら、周波数が変動している場合は「サンプリング周波数=系統周波数×12倍」の関係を満足しないで、第2項が消去しきれず、これが誤差となる。次にこの概要を説明する。
【0017】
サンプリング間隔をT=2π/(ωO・12)とおけば、任意の時刻に対して前後のn個のデータのサンプリングタイミングは
t+n・T=t+n・π/6ωo………(4)
となる。現時点(n=0)のサンプリングデータをa0、b0、これより3サンプリング後(n=3)のデータをa3、b3、とすれば、これら瞬時値積X0,0、X0,3は(1)、(2)式により、次の(5)、(6)式となる。
【0018】
【数1】
【0019】
なお、(5)、(6)式において、Δωa,Δωb,βa,βbを次の(7)式のようにした。
【0020】
【数2】
【0021】
よって、3サンプル離れた瞬時値積の加算結果X1,0は次の(8)式となる。
【0022】
すなわち、周波数定格からずれていると、sinβb≠0となり、(8)式の第2項を消去することができない。ちなみに、Δωb/ω0=0.2の場合では、第1項の約15.8%と、かなりの誤差となる。
【0023】
この加算演算は、積演算結果に含まれる第2調波成分を除去するディジタルフィルタ(以下DFと称する)演算に他ならない。加算処理を繰り返すことは、このDFの段数を増やすことに相当する。これにより第2調波近傍のゲインを下げ、第2項の抑圧を行う。DFの段数と誤差抑圧の関係を以下に示す。
【0024】
[DF2段の余弦]
X1,0=a0b0+a3b3
X1,3=a3b3+a6b6
とおき、X2,0=X1,0+X1,3を計算すれば、
となる。以後同様に計算することで、n段の加算処理実施後の、任意サンプリング点(i)で求められる余弦の一般式として以下を得る。
【0025】
[DFn段の余弦]
また、正弦を求める場合は、初段の積演算において、Y0,0=a0b3、Y0,3=−a3b0を計算し、以降余弦を求めた場合と同様に、3サンプル離れたものの加算処理、Y1,0=Y0,0+Y0,3を行えばよい。これによって得られるn段の加算処理実施後の任意サンプリング点(i)での正弦の一般式を下記(11)式に示す。
【0026】
[DFn段の正弦]
(10)式との相違は、第1項の係数がcosnβbとなり、第2項の係数が
sinnβaとなる点であるが、βb,βa≪1の領域では誤差抑圧の関係は、ほぼ同等と見なせる。
【0027】
余弦を求める場合の演算原理の概要を図2に、また、DFの段数に対する積演算結果に含まれる周波数成分の通過特性を図3に示す。なお、DF段数によって直流ゲインが増加するが、ゲイン1に正規化して表現した。また、図2はDFが3段の場合の演算原理のブロック図で、1はサンプリングデータ2量の積演算(an・bn)を行う工程で、この演算工程1の出力は第1段のDF12から第3段のDF34に入力されて演算が行われる。
【0028】
以上により、必要精度に応じてDFの段数を選定すれば、(10)、(11)式の第2項が無視可能となる。ここで得られた余弦、正弦から、正接を演算することで、時間とともに変化する位相角差の判定を行うことができる。
【0029】
次に周波数差判定原理について述べる。2つの電気量間に周波数差がある場合、時間とともに位相角差が変化するので、単位時間当たりの位相角差の変化量は周波数差に相当する。従って、前述した位相角差演算の結果を用いて、周波数差を求める。これには任意時間(Tk)離れた2つの余弦値と正弦値から、以下の手段により周波数差を検出することができる。ここで、(10)、(11)式の第2項が十分抑圧され、sinnβa≒sinnβb≒0、かつcosnβa≒cosnβb≒1と見なせる場合には時刻t,t+Tkにおける正弦、余弦の演算結果は次の(12)式のようになる。
【0030】
これらから、周波数差に対応した余弦と正弦を次の(13)、(14)式で演算可能となる。
以上より、周波数差に応じた正接tan(ΔωaTk)を次の(15)式により求めることができるので、これを用いて周波数差判定を行う。ただし、正接値は2π周期で同一値を取るので、検出しようとする周波数差に応じてTkを適切に選ぶ必要がある。
【0031】
【数3】
【0032】
図4は上述の周波数差判定を用いたディジタルリレーのブロック構成図で、この図4に示すディジタルリレーは入力端子v1(t),v2(t)の一方の入力端子v1(t)に系統入力を、他方の入力端子v2(t)に既知の基準交流発振器OSCから電圧を入力して、この電圧と系統入力との周波数差を判定するようにしたものである。基準交流発振器OSCからの電圧は、サンプルホールド24bの直前に入力することも可能である。このように構成すると絶縁変換器21b、アナログフィルタ22bが省略できる。また、基準交流発振器の電圧に相当するデータをCPU内のメモリ上に持ち、このメモリ上のデータと系統入力のA/D変換値に対して演算を適用すれば前述と同様にディジタルリレーが構成できる。このように構成すると絶縁変換器21b、アナログフィルタ22b、サンプルホールド回路24bを省略できるので、ディジタルリレーの構成を簡素化できる利点がある。
【0033】
図4において、21a,21b絶縁変換器、22a,22bはアナログフィルタ、23はサンプリングパルス発生回路、24a,24bはサンプルホールド回路、25はマルチプレクサ回路、26はA/D変換器、27はCPU、28はメモリ、29はリレードライバー、30はリレー、OSCは既知基準交流発振器である。
【0034】
次表は上記ディジタルリレーを周波数差検出リレーとして使用したときの実測結果を示すものである。
【0035】
【表1】
【0036】
表1は基準周波数を±10%の範囲で変動させ、周波数差検出特性を測定したもので、±1HZ整定に対し、最大でも0.026HZの誤差であり、良好な特性であることが検証できた。
【0037】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明によれば、精度良く位相角差を判定することができるとともに、サンプリング点に依存されずに、任意時刻に連続して正確な周波数差および周波数が判定できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】2つの電気量とサンプリングデータの関係を示す説明図。
【図2】この発明の実施例を示す演算原理のブロック図。
【図3】誤差抑圧用ディジタルフィルタの周波数特性図。
【図4】この発明の他の実施例を示すブロック図。
【符号の説明】
1…サンプリングデータ2量の積演算工程。
2、3、4…ディジタルフィルタ
21a,21b…絶縁変換器
22a,22b…アナログフィルタ
23…サンプリングパルス発生回路
24a,24b…サンプルホールド回路
27…CPU
28…メモリ
OSC…既知基準交流発振器
Claims (4)
- 一定間隔でサンプリングされた交流電気量の瞬時値データを用いて交流量の大きさや交流量間の位相角差をプロセッサで判定するディジタル形保護継電器において、
前記ディジタル形保護継電器は、定格周波数の12倍のサンプリング周波数を持ち、2つの交流電気量の積演算を行った後、3サンプリング離れた瞬時値データの積の余弦値、正弦値を、複数段からなるディジタルフィルタで加算演算処理することにより第2調波成分を除去させて得、得られた余弦値、正弦値から正接値を演算した後、その正接値から時間とともに変化する位相角差の判定処理を前記プロセッサにて行うようにしたことを特徴とするディジタル形保護継電器における位相角差演算方法。 - 単位時間当たりの位相角差の変化量を検出して2つの交流電気量間の周波数差を判定することを特徴とする請求項1記載のディジタル形保護継電器における周波数差演算方法。
- 請求項2記載のディジタル形保護継電器の一方の入力に系統の電圧を与え、他方の入力に既知の基準交流発振器の電圧を与えて、系統の周波数をプロセッサで判定するようにしたことを特徴とするディジタル形保護継電器における周波数演算方法。
- 前記既知の基準交流発振器の電圧に代えて、その電圧に相当するデータを前記プロセッサに持つようにしたことを特徴とする請求項3記載のディジタル保護継電器における周波数演算方法。
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