JPH11287830A - 正弦波信号の位相成分検出方法及び装置 - Google Patents
正弦波信号の位相成分検出方法及び装置Info
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- JPH11287830A JPH11287830A JP8843398A JP8843398A JPH11287830A JP H11287830 A JPH11287830 A JP H11287830A JP 8843398 A JP8843398 A JP 8843398A JP 8843398 A JP8843398 A JP 8843398A JP H11287830 A JPH11287830 A JP H11287830A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 簡単な装置構成で、正弦波信号の位相差成分
を自動的且つ高精度に検出する。 【解決手段】 参照波形及び検出波形をそれぞれ処理し
て、相互にヒルベルト変換対をなす実部解析信号と虚部
解析信号を算出し、該４つの解析信号に基づいて、検出
波形の参照波形に対する位相差成分を算出する。 【効果】 正弦波信号の位相成分を簡単な構成で且つ自
動的に検出できるようにしたので、従来のように位相差
時間計測をチャート紙上から手作業で読み取る必要がな
くなり、又、ロックインアンプ等の特別な装置も不要に
なり、低コストで効率的な作業が可能になる。又、正弦
波１波長当りのデータ数が少ない場合も位相成分を高精
度に検出可能にしたので、零交差時間をカウントする場
合のように、サンプリング速度の高速化やメモリ量増大
といった問題もない。
を自動的且つ高精度に検出する。 【解決手段】 参照波形及び検出波形をそれぞれ処理し
て、相互にヒルベルト変換対をなす実部解析信号と虚部
解析信号を算出し、該４つの解析信号に基づいて、検出
波形の参照波形に対する位相差成分を算出する。 【効果】 正弦波信号の位相成分を簡単な構成で且つ自
動的に検出できるようにしたので、従来のように位相差
時間計測をチャート紙上から手作業で読み取る必要がな
くなり、又、ロックインアンプ等の特別な装置も不要に
なり、低コストで効率的な作業が可能になる。又、正弦
波１波長当りのデータ数が少ない場合も位相成分を高精
度に検出可能にしたので、零交差時間をカウントする場
合のように、サンプリング速度の高速化やメモリ量増大
といった問題もない。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、正弦波信号の位相
成分検出方法及び装置に係り、特に、交流回路や電磁誘
導回路等において、入出力信号の間に発生する位相差成
分を検出する際に用いるのに好適な、正弦波状の参照波
形と検出波形の位相差を検出するための正弦波信号の位
相成分検出方法及び装置に関する。
成分検出方法及び装置に係り、特に、交流回路や電磁誘
導回路等において、入出力信号の間に発生する位相差成
分を検出する際に用いるのに好適な、正弦波状の参照波
形と検出波形の位相差を検出するための正弦波信号の位
相成分検出方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流回路や電磁誘導回路等の交流回路に
おいては、入出力関係が位相成分を含んだ複素インピー
ダンスとなることから、入力端子電圧と出力端子電圧の
関係、あるいは入力及び出力端子における電圧と電流の
関係において、振幅の関係だけでなく位相差の検知も重
要である。
おいては、入出力関係が位相成分を含んだ複素インピー
ダンスとなることから、入力端子電圧と出力端子電圧の
関係、あるいは入力及び出力端子における電圧と電流の
関係において、振幅の関係だけでなく位相差の検知も重
要である。
【０００３】このような２つの交流波形の位相差を検出
するためには、ロックインアンプを用いるのが一般的で
あった。このアンプは、例えば 参照波形ｘ（t ）＝Ａx cos（２πｆ0 ｔ） …（１） 検出波形ｙ（t ）＝Ａy cos（２πｆ0 ｔ＋ψ0 ） …（２） （Ａx ，Ａy はそれぞれ参照波形、検出波形の振幅であり、ｆ0 は周波数、ψ 0 は位相差） なる入力に対し、 Ｒ＝Ｃ cosψ0 …（３） Ｉ＝Ｃ sinψ0 …（４） （Ｃは比例係数） なる電圧Ｒ及びＩを出力する信号演算装置である。
するためには、ロックインアンプを用いるのが一般的で
あった。このアンプは、例えば 参照波形ｘ（t ）＝Ａx cos（２πｆ0 ｔ） …（１） 検出波形ｙ（t ）＝Ａy cos（２πｆ0 ｔ＋ψ0 ） …（２） （Ａx ，Ａy はそれぞれ参照波形、検出波形の振幅であり、ｆ0 は周波数、ψ 0 は位相差） なる入力に対し、 Ｒ＝Ｃ cosψ0 …（３） Ｉ＝Ｃ sinψ0 …（４） （Ｃは比例係数） なる電圧Ｒ及びＩを出力する信号演算装置である。
【０００４】これにより位相差ψ0 を算出するには、前
記の出力Ｒ及びＩを電圧計で読み取るか、Ａ／Ｄ変換手
段で数値化する等して、 ψ0 ＝ｔａｎ-1（Ｉ／Ｒ） …（５） なる演算を行えばよい。
記の出力Ｒ及びＩを電圧計で読み取るか、Ａ／Ｄ変換手
段で数値化する等して、 ψ0 ＝ｔａｎ-1（Ｉ／Ｒ） …（５） なる演算を行えばよい。
【０００５】しかしながら、ロックインアンプは高価で
ある上に、出力が安定するまでに数秒〜１０秒程度要す
ること、位相差を自動的に数値データ化するにはＡ／Ｄ
変換等の別な手段が必要である等の問題点があった。
ある上に、出力が安定するまでに数秒〜１０秒程度要す
ること、位相差を自動的に数値データ化するにはＡ／Ｄ
変換等の別な手段が必要である等の問題点があった。
【０００６】又、２つの交流波形の位相差を検出する従
来技術の別な方法として、２つの波形を２現象オシロス
コープの画面上や電磁オシログラフの記録紙上に表示さ
せ、零交差の時間差に基づいて位相差を算出するという
方法がある。
来技術の別な方法として、２つの波形を２現象オシロス
コープの画面上や電磁オシログラフの記録紙上に表示さ
せ、零交差の時間差に基づいて位相差を算出するという
方法がある。
【０００７】即ち、図１１のように、参照（基準）波形
Ｓ１及び検出波形Ｓ２の値がマイナスからプラスに転じ
る時刻をそれぞれＴ１、Ｔ２とし、Ｔ１及びＴ２と、こ
れらの波形の１周期分の時間長Ｔをそれぞれ読み取れ
ば、位相差Δは Δ＝（Ｔ２−Ｔ１）／Ｔ …（６） なる演算により算出できる。
Ｓ１及び検出波形Ｓ２の値がマイナスからプラスに転じ
る時刻をそれぞれＴ１、Ｔ２とし、Ｔ１及びＴ２と、こ
れらの波形の１周期分の時間長Ｔをそれぞれ読み取れ
ば、位相差Δは Δ＝（Ｔ２−Ｔ１）／Ｔ …（６） なる演算により算出できる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この方
法では零交差時刻や波形周期の読み取りが手作業となる
ため、測定時間や手間がかかるという欠点がある。これ
の対策として、零交差の時間差及び波形周期の検出をカ
ウンタ回路で行うか、あるいは参照波形及び測定波形を
Ａ／Ｄ変換して、（６）式に相当する演算をディジタル
データ処理で実現する方法もあるが、これらの方法で
は、位相差の算出精度がカウンタあるいはＡ／Ｄ変換の
クロック速度に依存するため、算出精度向上のためには
クロック周波数を波形の周波数に比べて大幅に高速にす
る必要があり、カウンタ回路の場合はカウンタのビット
数が大きくなって演算回路が複雑になり、Ａ／Ｄ変換の
場合は波形を記憶するメモリ量が増大する等して、いず
れの場合とも装置価格が増大するという問題点があっ
た。
法では零交差時刻や波形周期の読み取りが手作業となる
ため、測定時間や手間がかかるという欠点がある。これ
の対策として、零交差の時間差及び波形周期の検出をカ
ウンタ回路で行うか、あるいは参照波形及び測定波形を
Ａ／Ｄ変換して、（６）式に相当する演算をディジタル
データ処理で実現する方法もあるが、これらの方法で
は、位相差の算出精度がカウンタあるいはＡ／Ｄ変換の
クロック速度に依存するため、算出精度向上のためには
クロック周波数を波形の周波数に比べて大幅に高速にす
る必要があり、カウンタ回路の場合はカウンタのビット
数が大きくなって演算回路が複雑になり、Ａ／Ｄ変換の
場合は波形を記憶するメモリ量が増大する等して、いず
れの場合とも装置価格が増大するという問題点があっ
た。
【０００９】なお、特開平５−２８８７５８には、非接
触速度センサの出力を処理することにより、相互にヒル
ベルト変換対をなす実部解析信号と虚部解析信号とを演
算し、両者がなす角度を時間微分することにより、歯車
の角速度を測定することが記載されているが、本願発明
のように、位相差を直接検出するものではなかった。
触速度センサの出力を処理することにより、相互にヒル
ベルト変換対をなす実部解析信号と虚部解析信号とを演
算し、両者がなす角度を時間微分することにより、歯車
の角速度を測定することが記載されているが、本願発明
のように、位相差を直接検出するものではなかった。
【００１０】本発明は、上記のような問題点を解決し、
簡単な装置構成で、正弦波信号の位相差成分を自動的且
つ高精度に検出することを課題とする。
簡単な装置構成で、正弦波信号の位相差成分を自動的且
つ高精度に検出することを課題とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、正弦波状の参
照波形と検出波形の位相差を検出する方法において、前
記参照波形を処理することにより、相互にヒルベルト変
換対をなす実部解析信号と虚部解析信号を求め、前記検
出波形を処理することにより、相互にヒルベルト変換対
をなす実部解析信号と虚部解析信号を求め、前記４つの
解析信号に基づいて、検出波形の参照波形に対する位相
差成分を算出することにより、前記課題を解決したもの
である。
照波形と検出波形の位相差を検出する方法において、前
記参照波形を処理することにより、相互にヒルベルト変
換対をなす実部解析信号と虚部解析信号を求め、前記検
出波形を処理することにより、相互にヒルベルト変換対
をなす実部解析信号と虚部解析信号を求め、前記４つの
解析信号に基づいて、検出波形の参照波形に対する位相
差成分を算出することにより、前記課題を解決したもの
である。
【００１２】本発明は、又、正弦波状の参照波形と検出
波形の位相差を検出するための位相成分検出装置におい
て、前記参照波形を処理することにより、相互にヒルベ
ルト変換対をなす実部解析信号と虚部解析信号を求める
参照波形解析手段と、前記検出波形を処理することによ
り、相互にヒルベルト変換対をなす実部解析信号と虚部
解析信号を求める検出波形解析手段と、前記４つの解析
信号に基づいて、前記検出波形の参照波形に対する位相
差成分を算出する位相差演算手段とを備えることによ
り、同じく前記課題を解決したものである。
波形の位相差を検出するための位相成分検出装置におい
て、前記参照波形を処理することにより、相互にヒルベ
ルト変換対をなす実部解析信号と虚部解析信号を求める
参照波形解析手段と、前記検出波形を処理することによ
り、相互にヒルベルト変換対をなす実部解析信号と虚部
解析信号を求める検出波形解析手段と、前記４つの解析
信号に基づいて、前記検出波形の参照波形に対する位相
差成分を算出する位相差演算手段とを備えることによ
り、同じく前記課題を解決したものである。
【００１３】参照波形及び検出波形を、前出（１）、
（２）式のように仮定すると、これらの波形を一定の時
間間隔Ｔs で離散化したデータ列は、 参照波形ｘ（n ）＝Ａx cos（２πｆ0 Ｔs ｎ） …（７） 検出波形ｙ（n ）＝Ａy cos（２πｆ0 Ｔs ｎ＋ψ0 ） …（８） （ｎはデータのアドレスを表わす変数） と表わせる。本発明の目的は、このうち位相差ψ0 を高
精度に算出することにある。
（２）式のように仮定すると、これらの波形を一定の時
間間隔Ｔs で離散化したデータ列は、 参照波形ｘ（n ）＝Ａx cos（２πｆ0 Ｔs ｎ） …（７） 検出波形ｙ（n ）＝Ａy cos（２πｆ0 Ｔs ｎ＋ψ0 ） …（８） （ｎはデータのアドレスを表わす変数） と表わせる。本発明の目的は、このうち位相差ψ0 を高
精度に算出することにある。
【００１４】ところで、例えばＯppenheim,shafer.”Ｄ
igital signal processing”，chapter ７，Ｐrentice-
Ｈall に記載されているような離散ヒルベルト変換を用
いると、これらのｘ（n ），ｙ（n ）と振幅はそれぞれ
等しく位相が９０度異なる波形
igital signal processing”，chapter ７，Ｐrentice-
Ｈall に記載されているような離散ヒルベルト変換を用
いると、これらのｘ（n ），ｙ（n ）と振幅はそれぞれ
等しく位相が９０度異なる波形
【数１】 が算出できる。すると、三角関数の加法定理より cosα cos（α＋β）＋ sinα sin（α＋β）＝ cosβ …（１１） sin（α＋β） cosα− cos（α＋β） sinα＝ sinβ …（１２） であることを考慮すると、次式の関係が得られる。
【００１５】
【数２】
【００１６】この（１３）式、（１４）式の関係は、全
てのサンプリング時刻ｎに関して成り立つので、結局、
次式
てのサンプリング時刻ｎに関して成り立つので、結局、
次式
【数３】 により、参照波形ｘ（t ）と検出波形ｙ（t ）の位相差
ψ0 を求めることができる。
ψ0 を求めることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
実施形態を詳細に説明する。
実施形態を詳細に説明する。
【００１８】図１に、本発明による正弦波信号の位相成
分検出装置の第１実施形態の構成を示す。図１におい
て、１１、１２はＡ／Ｄ変換器、１３、１４は波形メモ
リ、１５、１６はヒルベルト変換器、１７は第１の演算
装置、１８は第２の演算装置である。
分検出装置の第１実施形態の構成を示す。図１におい
て、１１、１２はＡ／Ｄ変換器、１３、１４は波形メモ
リ、１５、１６はヒルベルト変換器、１７は第１の演算
装置、１８は第２の演算装置である。
【００１９】前記Ａ／Ｄ変換器１１、１２は、参照波形
及び検出波形を電圧や電流といったアナログ量から等時
間間隔にサンプリングするもので、一般に広く利用され
ているものを使用すればよいが、そのサンプリング時間
間隔Ｔは、エリアジングを起こさないように、観測する
信号の周波数上限ｆmax が次式 Ｔ＜１／（２ｆmax ） …（１６） を満たすように設定する。具体的には、サンプリング周
波数ｆとすると、 ｆ＝（１／Ｔ）＞２・ｆmax …（１７） を満たす周波数ｆを設定する。好適には、Ｔは１／ｆma
x の１／３以下にすることが望ましく、又、好適な位相
差検出のためには、両者を同期して動作させるのが望ま
しい。
及び検出波形を電圧や電流といったアナログ量から等時
間間隔にサンプリングするもので、一般に広く利用され
ているものを使用すればよいが、そのサンプリング時間
間隔Ｔは、エリアジングを起こさないように、観測する
信号の周波数上限ｆmax が次式 Ｔ＜１／（２ｆmax ） …（１６） を満たすように設定する。具体的には、サンプリング周
波数ｆとすると、 ｆ＝（１／Ｔ）＞２・ｆmax …（１７） を満たす周波数ｆを設定する。好適には、Ｔは１／ｆma
x の１／３以下にすることが望ましく、又、好適な位相
差検出のためには、両者を同期して動作させるのが望ま
しい。
【００２０】前記波形メモリ１３、１４は、一般に広く
用いられている記憶装置を用いればよく、そのデータ長
も、要求される演算速度及び計測の時間間隔にあわせて
適当に設定すればよいが、データ長Ｎとして、好適には
Ｎ＝２５６又はＮ＝５１２とすればよい。このようにし
てサンプリングされた参照波形データｘ（n ）及び検出
波形データｙ（n ）の例を、それぞれ図２及び図３に示
す。
用いられている記憶装置を用いればよく、そのデータ長
も、要求される演算速度及び計測の時間間隔にあわせて
適当に設定すればよいが、データ長Ｎとして、好適には
Ｎ＝２５６又はＮ＝５１２とすればよい。このようにし
てサンプリングされた参照波形データｘ（n ）及び検出
波形データｙ（n ）の例を、それぞれ図２及び図３に示
す。
【００２１】前記ヒルベルト変換器１５、１６は、例え
ばＯppenheim,shafer.”Ｄigital signal processin
g”，chapter ７，Ｐrentice-Ｈall に記載されている
ような方法を用いて、
ばＯppenheim,shafer.”Ｄigital signal processin
g”，chapter ７，Ｐrentice-Ｈall に記載されている
ような方法を用いて、
【外１】 を算出する。その具体的方法の一例を、ｘ（n ）につい
て示す。ｙ（n ）についても同様に適用できる。
て示す。ｙ（n ）についても同様に適用できる。
【００２２】ｘ（n ）の離散フーリエ変換を計算する
（計算結果をＸ（n ）とする）。
（計算結果をＸ（n ）とする）。
【００２３】
【外２】
【００２４】
【数４】
【００２５】
【外３】
【００２６】又、データ長Ｎが上記の好適例のように、
２の冪乗に等しい場合には、離散フーリエ変換演算とし
てＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いることができる。
図２、図３の波形に対して、ヒルベルト変換器１５、１
６が、それぞれ出力する
２の冪乗に等しい場合には、離散フーリエ変換演算とし
てＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いることができる。
図２、図３の波形に対して、ヒルベルト変換器１５、１
６が、それぞれ出力する
【外４】 を図示すると、それぞれ図４、図５のようになる。
【００２７】第１の演算装置１７は、
【外５】 を入力し、前出（１５）式に基づき、ｚ（n ）を計算す
る。例えば図２〜図５のような波形に対する第１の演算
装置１７の出力結果は、図６のようになる。
る。例えば図２〜図５のような波形に対する第１の演算
装置１７の出力結果は、図６のようになる。
【００２８】前記第２の演算装置１８は、前記のように
して第１の演算装置１７が出力したｚ（n ）のうち、図
６に見られるようにデータ区間の両端の乱れがある場合
は、その部分を除いた適切な区間の平均値
して第１の演算装置１７が出力したｚ（n ）のうち、図
６に見られるようにデータ区間の両端の乱れがある場合
は、その部分を除いた適切な区間の平均値
【外６】 をとって、これを検出した位相差ψ0 として出力する。
平均区間としては、例えば
平均区間としては、例えば
【外７】 なる区間を用いればよいが、このような波形の乱れがな
い場合は平均演算を行わずに、適当な一点の値
い場合は平均演算を行わずに、適当な一点の値
【外８】 をψ0 として出力してもよい。
【００２９】図７に、本発明の第２実施形態の構成を示
す。
す。
【００３０】本実施形態は、第１実施形態の参照波形
用、検出波形用の２つのＡ／Ｄ変換器１１、１２を１個
にまとめる目的で、通例行われる手法に習って、２つの
サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路２０、２１、マルチプ
レクサ（ＭＰＸ）２２、１つのＡ／Ｄ変換器２３、デマ
ルチプレクサ（ＤＭＰＸ）２４を配置したものである。
用、検出波形用の２つのＡ／Ｄ変換器１１、１２を１個
にまとめる目的で、通例行われる手法に習って、２つの
サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路２０、２１、マルチプ
レクサ（ＭＰＸ）２２、１つのＡ／Ｄ変換器２３、デマ
ルチプレクサ（ＤＭＰＸ）２４を配置したものである。
【００３１】本実施形態においては、サンプルホールド
回路２０、２１のデータ保持時間を収録信号のサンプリ
ング周期Ｔs に等しくし、且つ、マルチプレクサ２２及
びデマルチプレクサ２４のチャンネル切替えとＡ／Ｄ変
換器２３のＡ／Ｄ変換を、時間Ｔs 以内に同期して２回
ずつ行うようにすればよい。
回路２０、２１のデータ保持時間を収録信号のサンプリ
ング周期Ｔs に等しくし、且つ、マルチプレクサ２２及
びデマルチプレクサ２４のチャンネル切替えとＡ／Ｄ変
換器２３のＡ／Ｄ変換を、時間Ｔs 以内に同期して２回
ずつ行うようにすればよい。
【００３２】図８に、本発明の第３実施形態の構成を示
す。
す。
【００３３】本実施形態は、第１実施形態の２つのヒル
ベルト変換器１５、１６を１個にまとめる目的で、通例
行われる手法に習って、１つのヒルベルト変換器３０の
前後に切替回路３１、３２を配置し、更に参照波形、検
出波形のヒルベルト変換結果を格納する波形メモリ３
３、３４を配置したものである。
ベルト変換器１５、１６を１個にまとめる目的で、通例
行われる手法に習って、１つのヒルベルト変換器３０の
前後に切替回路３１、３２を配置し、更に参照波形、検
出波形のヒルベルト変換結果を格納する波形メモリ３
３、３４を配置したものである。
【００３４】本実施形態においては、切替回路３１、３
２がヒルベルト変換器３０の動作と同期して、波形メモ
リ１３、１４に格納された波形データの離散ヒルベルト
変換演算結果を、それぞれ波形メモリ３３、３４に格納
するようにすればよい。
２がヒルベルト変換器３０の動作と同期して、波形メモ
リ１３、１４に格納された波形データの離散ヒルベルト
変換演算結果を、それぞれ波形メモリ３３、３４に格納
するようにすればよい。
【００３５】なお、第２、第３の実施形態は、それぞ
れ、第１実施形態のＡ／Ｄ変換器、ヒルベルト変換器を
１個にまとめるための構成の変形であるので、これらを
組み合わせた構成をとってもよい。
れ、第１実施形態のＡ／Ｄ変換器、ヒルベルト変換器を
１個にまとめるための構成の変形であるので、これらを
組み合わせた構成をとってもよい。
【００３６】又、上記のような実施形態において、１２
〜１７の構成要素は、それぞれ単独の機器として構成し
てもよいが、それぞれをマイクロプロセッサ上の素子と
してモジュール化してもよいし、更には、第１及び第２
の演算装置１７、１８は、プログラム化して、同一ある
いは別々のソフトウェアで演算して出力するようにして
もよい。
〜１７の構成要素は、それぞれ単独の機器として構成し
てもよいが、それぞれをマイクロプロセッサ上の素子と
してモジュール化してもよいし、更には、第１及び第２
の演算装置１７、１８は、プログラム化して、同一ある
いは別々のソフトウェアで演算して出力するようにして
もよい。
【００３７】又、生産現場においては、観測の目的とす
る正弦波の周波数以外の成分のノイズが混入することが
予想されるが、このような場合には、サンプリング装置
の手前に、不要な周波数帯域を阻止する帯域通過フィル
タを挿入するか、又は、Ａ／Ｄ変換したデータに対し
て、不要な帯域成分を除去するような公知のディジタル
フィルタ処理を施してもよい。
る正弦波の周波数以外の成分のノイズが混入することが
予想されるが、このような場合には、サンプリング装置
の手前に、不要な周波数帯域を阻止する帯域通過フィル
タを挿入するか、又は、Ａ／Ｄ変換したデータに対し
て、不要な帯域成分を除去するような公知のディジタル
フィルタ処理を施してもよい。
【００３８】
【実施例】本発明の効果を確認するために、第１実施形
態を用いて、溶接用誘導加熱器の励磁電流と誘導磁場の
間の位相遅れの測定を行った。ここで、検出波形ｘ（t
）として被加熱材近傍に設置した磁気センサの出力電
圧、参照波形ｙ（t ）として励磁コイルの１次電流の電
流計出力を用いた。励磁周波数は大概１０００Ｈｚであ
ることがわかっていたので、サンプリング周波数を１０
ｋＨｚ、データ長Ｎ＝２５６とし、誘導磁場の測定は１
０箇所で行った。
態を用いて、溶接用誘導加熱器の励磁電流と誘導磁場の
間の位相遅れの測定を行った。ここで、検出波形ｘ（t
）として被加熱材近傍に設置した磁気センサの出力電
圧、参照波形ｙ（t ）として励磁コイルの１次電流の電
流計出力を用いた。励磁周波数は大概１０００Ｈｚであ
ることがわかっていたので、サンプリング周波数を１０
ｋＨｚ、データ長Ｎ＝２５６とし、誘導磁場の測定は１
０箇所で行った。
【００３９】その結果を、磁場測定の際に、別な位相差
測定手段であるロックインアンプで計測した位相遅れと
並べて列記すると、図９のようになり、良い一致を見せ
ていることがわかる。
測定手段であるロックインアンプで計測した位相遅れと
並べて列記すると、図９のようになり、良い一致を見せ
ていることがわかる。
【００４０】又、本発明による位相差検出の精度を確認
するために、２相の交流信号発生器で様々な位相差の２
相交流信号を発生させ、第１実施形態の位相差検出装置
で検出した。この場合、正弦波の周波数を１０００Ｈｚ
とし、それに対してサンプリング周波数は３０００Ｈｚ
とした。その結果は図１０のようになり、位相差検出の
最大誤差は−０．１５deg と小さかった。これらの測定
において、正弦波１波長当りのデータ数は３個と、僅か
なサンプリング密度で前記のような測定精度を達成して
いる。
するために、２相の交流信号発生器で様々な位相差の２
相交流信号を発生させ、第１実施形態の位相差検出装置
で検出した。この場合、正弦波の周波数を１０００Ｈｚ
とし、それに対してサンプリング周波数は３０００Ｈｚ
とした。その結果は図１０のようになり、位相差検出の
最大誤差は−０．１５deg と小さかった。これらの測定
において、正弦波１波長当りのデータ数は３個と、僅か
なサンプリング密度で前記のような測定精度を達成して
いる。
【００４１】
【発明の効果】本発明によれば、正弦波信号の位相成分
を簡単な構成で且つ自動的に検出できるようにしたの
で、従来のように位相差時間計測をチャート紙上から手
作業で読み取る必要がなくなり、又、ロックインアンプ
等の特別な装置も不要になり、低コストで効率的な作業
が可能になる。又、正弦波１波長当りのデータ数が少な
い場合も位相成分を高精度に検出可能にしたので、零交
差時間をカウントする場合のように、サンプリング速度
の高速化やメモリ量増大といった問題もない。
を簡単な構成で且つ自動的に検出できるようにしたの
で、従来のように位相差時間計測をチャート紙上から手
作業で読み取る必要がなくなり、又、ロックインアンプ
等の特別な装置も不要になり、低コストで効率的な作業
が可能になる。又、正弦波１波長当りのデータ数が少な
い場合も位相成分を高精度に検出可能にしたので、零交
差時間をカウントする場合のように、サンプリング速度
の高速化やメモリ量増大といった問題もない。
【図１】本発明による正弦波信号の位相成分検出装置の
第１実施形態の構成を示すブロック線図
第１実施形態の構成を示すブロック線図
【図２】第１実施形態で検出した参照波形の例を示す線
図
図
【図３】同じく検出波形の例を示す線図
【図４】図２に対する離散ヒルベルト変換の演算結果を
示す線図
示す線図
【図５】図３に対する離散ヒルベルト変換の演算結果を
示す線図
示す線図
【図６】図２〜図６から第１の演算装置により算出され
た位相差ｚ（n ）を示す線図
た位相差ｚ（n ）を示す線図
【図７】本発明による第２実施形態の構成を示すブロッ
ク線図
ク線図
【図８】同じく第３実施形態の構成を示すブロック線図
【図９】第１実施形態を用いて、１０箇所の測定点にお
ける誘導磁場の励磁電流に対する位相遅れ成分を検出し
た結果を別法と比較して示す図
ける誘導磁場の励磁電流に対する位相遅れ成分を検出し
た結果を別法と比較して示す図
【図１０】２相の交流信号発生器を用いて発生させた様
々な位相差の２相正弦波信号に対し、第１実施形態を用
いて位相差検出を行った結果を示す線図
々な位相差の２相正弦波信号に対し、第１実施形態を用
いて位相差検出を行った結果を示す線図
【図１１】従来の零交差法による位相差時間読み取りを
説明するための線図
説明するための線図
１１、１２、２３…Ａ／Ｄ変換器 １３、１４、３３、３４…波形メモリ １５、１６、３０…ヒルベルト変換器 １７…第１の演算装置 １８…第２の演算装置 ２０、２１…サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路 ２２…マルチプレクサ（ＭＰＸ） ２４…デマルチプレクサ（ＤＭＰＸ） ３１、３２…切替回路
Claims (2)
- 【請求項１】正弦波状の参照波形と検出波形の位相差を
検出する方法において、 前記参照波形を処理することにより、相互にヒルベルト
変換対をなす実部解析信号と虚部解析信号を求め、 前記検出波形を処理することにより、相互にヒルベルト
変換対をなす実部解析信号と虚部解析信号を求め、 前記４つの解析信号に基づいて、検出波形の参照波形に
対する位相差成分を算出することを特徴とする正弦波信
号の位相成分検出方法。 - 【請求項２】正弦波状の参照波形と検出波形の位相差を
検出するための位相成分検出装置において、 前記参照波形を処理することにより、相互にヒルベルト
変換対をなす実部解析信号と虚部解析信号を求める参照
波形解析手段と、 前記検出波形を処理することにより、相互にヒルベルト
変換対をなす実部解析信号と虚部解析信号を求める検出
波形解析手段と、 前記４つの解析信号に基づいて、前記検出波形の参照波
形に対する位相差成分を算出する位相差演算手段と、 を備えたことを特徴とする正弦波信号の位相成分検出装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8843398A JPH11287830A (ja) | 1998-04-01 | 1998-04-01 | 正弦波信号の位相成分検出方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8843398A JPH11287830A (ja) | 1998-04-01 | 1998-04-01 | 正弦波信号の位相成分検出方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11287830A true JPH11287830A (ja) | 1999-10-19 |
Family
ID=13942670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8843398A Pending JPH11287830A (ja) | 1998-04-01 | 1998-04-01 | 正弦波信号の位相成分検出方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11287830A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006300746A (ja) * | 2005-04-21 | 2006-11-02 | Daihen Corp | 信号処理装置 |
| JP2007047181A (ja) * | 2003-11-04 | 2007-02-22 | Toyoji Ahei | 漏洩電流検出装置及び方法 |
| JP2009063382A (ja) * | 2007-09-05 | 2009-03-26 | Yokogawa Electric Corp | コリオリ質量流量計 |
| CN111399043A (zh) * | 2020-04-02 | 2020-07-10 | 西南石油大学 | 一种提高边缘检测能力的地震数据处理方法 |
-
1998
- 1998-04-01 JP JP8843398A patent/JPH11287830A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007047181A (ja) * | 2003-11-04 | 2007-02-22 | Toyoji Ahei | 漏洩電流検出装置及び方法 |
| JP2006300746A (ja) * | 2005-04-21 | 2006-11-02 | Daihen Corp | 信号処理装置 |
| JP2009063382A (ja) * | 2007-09-05 | 2009-03-26 | Yokogawa Electric Corp | コリオリ質量流量計 |
| CN111399043A (zh) * | 2020-04-02 | 2020-07-10 | 西南石油大学 | 一种提高边缘检测能力的地震数据处理方法 |
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