JP2006300746A

JP2006300746A - 信号処理装置

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Publication number: JP2006300746A
Application number: JP2005123270A
Authority: JP
Inventors: Ryohei Tanaka; 良平田中; Toyokazu Kitano; 豊和北野
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 2005-04-21
Filing date: 2005-04-21
Publication date: 2006-11-02
Anticipated expiration: 2025-04-21
Also published as: US20060248138A1; US7702702B2; JP5389311B2

Abstract

【課題】位相差を高速にかつ高精度で算出する。
【解決手段】２つの交流信号をそれぞれ予め設定された所定の周期でサンプリングし、各サンプリングのレベル値を示す交流データに変換するＡ／Ｄ変換部２２と、これから出力される２つの交流データからそれぞれ予め設定された所定の周波数の交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]を濾波するディジタルフィルタ２３ａ，２３ｂと、これから出力される所定の周波数の２つの交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]を微分した２つの交流データｘ’ [ｋ]，ｙ’ [ｋ]を演算する微分演算回路３３，３４と、ディジタルフィルタ２３ａ，２３ｂから出力される２つの交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]と、微分演算回路３３，３４から出力される２つの交流データｘ’ [ｋ]，ｙ’ [ｋ]を用いて、２つの交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]の位相差φを演算する位相差演算回路２６とを備える。
【選択図】図３

Description

本願発明は、入力される２つの交流信号を所定のディジタル信号処理を行って２つの交流信号の位相差を算出する信号処理装置に関するものである。

互いに位相の異なる２つの交流信号をＶ(θ)＝sin(θ)、Ｉ(θ)＝sin(θ−φ)（θ＝ωｔ，ωは角速度、φは位相差）とすると、位相差φの関数sin(φ)，cos(φ)は、三角関数の公式より、下記に示す（７）式と（８）式とによって求めることができる。なお、（７）式，（８）式において、Ｖ’(θ)、Ｉ’(θ)はそれぞれＶ(θ)、Ｉ(θ)の微分関数である。

従来、ディジタル信号処理により上記の（７）式及び（８）式の演算処理を行うことにより、位相差φを算出する信号処理装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

米国特許第６６５７３９４Ｂ２号明細書

従来の信号処理回路は、図７に示す演算回路を有し、同図に示す演算回路から出力される４つの演算結果Ｖsin(θ)・sin(θ)，Ｖsin(θ)・cos(θ)，Ｉsin(θ−φ)・cos(θ)，Ｉsin(θ−φ)・sin(θ)を用いて、（Ａ１）式及び（Ａ２）式内の各項を演算することにより、関数cos(φ)，sin(φ)やこれらの関数から更にtan^-1(φ)を演算して位相差φを算出している。

なお、図７に示す演算回路は、２つの基準波sin(θ)，cos(θ)を出力する発振部４１と、発振部４１から出力される基準波sin(θ)，cos(θ)と、入力信号である２つの交流信号Ｖsin(θ)，Ｉsin(θ−φ)とを乗算する乗算部４２ａ，４２ｂ，４２ｃ，４２ｄと、高調波を除去するためのディジタルローパスフィルタ４３ａ，４３ｂ，４３ｃ，４３ｄとを備えている。

この構成によると、発振部４１から出力された基準波sin(θ)は、乗算部４２ａにおいて、入力された交流電圧信号Ｖsin(θ)と乗算され、その演算結果の信号Ｖsin(θ)・sin(θ)がディジタルローパスフィルタ４３ａを介して出力される。また、基準波sin(θ)は、乗算部４２ｄにおいて、入力された交流電流信号Ｉsin(θ−φ)と乗算され、その演算結果の信号Ｉsin(θ−φ)・sin(θ)がディジタルローパスフィルタ４３ｄを介して出力される。

一般に乗算部４２ａに入力される基準波sin(θ)と交流電圧信号Ｖsin(θ)の周波数とは正確には一致しない。交流電圧信号と基準波との微小な周波数のずれをΔωとし、基準波をsin(ωt＋Δωt)、cos(ωt＋Δωt)とすると、乗算部４２ａから出力される信号は、Ｖsin(ωt)・sin(ωt＋Δωt)となり、乗算部４２dから出力される信号は、Ｉsin(ωt−φ)・sin(ωt＋Δωt)となる。

これらの出力信号を三角関数の積和の公式により変形すると、Ｖsin(ωt)・sin(ωt＋Δωt)＝（Ｖ／２）・[sin(２ωt＋Δωt)＋cos(Δωt)]、Ｉsin(ωt−φ)・sin(ωt＋Δωｔ)＝（Ｉ／２）・[sin(２ωt＋Δωt−φ)＋cos(Δωt＋φ)]、となり、乗算部４２ａの出力信号に基準波の２次高調波sin(２ωt)が含まれることになるので、これを除去するため、乗算部４２ａの後段にディジタルローパスフィルタ４３ａが設けられ、乗算部４２ｄの後段にディジタルローパスフィルタ４３ｄが設けられている。

従って、演算回路の出力端ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からはそれぞれ基準波の２次高調波を含まないＶsin(θ)・sin(θ)とＩsin(θ−φ)・sin(θ)とが出力される。

また、発振部４１から出力された基準波cos(θ)は、乗算部４２ｂにおいて、交流電圧信号Ｖsin(θ)と乗算され、その演算結果の信号Ｖsin(θ)・cos(θ)がディジタルローパスフィルタ４３ｂを介して出力されるとともに、乗算部４２ｃにおいて、交流電流信号Ｉsin(θ−φ)と乗算され、その演算結果の信号Ｉsin(θ−φ)・cos(θ)がディジタルローパスフィルタ４３ｃを介して出力される。

乗算器４２ｂ，４２ｃについても乗算器４２ａ，４２ｄと同様にその出力信号には基準波の２次高調波が含まれるので、乗算器４２ｂと乗算器４２ｃの後段にそれぞれディジタルローパスフィルタ４３ｂとディジタルローパスフィルタ４３ｃが設けられている。すなわち、乗算器４２ｂ，４２ｃの出力信号は、Ｉsin(ωt)・cos(ωt＋Δωt)＝（Ｖ２）・[sin(２ωt＋Δωt−φ)＋sin(Δωt)]、Ｉsin(ωt−φ)・cos(ωt＋Δωt)＝（Ｉ／２）・[sin(２ωt＋Δωt−φ)＋sin(Δωt＋φ)]となり、それぞれ基準波の２次高調波sin(２ωt)が含まれることになるので、その２次高調波sin(２ωt)はディジタルローパスフィルタ４３ｂ，４３ｃによって除去される。

ところで、上記位相差演算回路では、発振部４１から出力される基準波sin(θ)，cos(θ)と、入力される交流電圧信号Ｖsin(θ)，交流電流信号Ｉsin(θ−φ)との周波数の微小誤差によって出力端ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４から出力される４個の出力値が大きく影響を受け、その結果、（７）式及び（８）式によって算出される位相差φに関する値を正確に演算することができず、位相差φの検出精度が不安定であるといった問題点を有する。

また、乗算部４２ａ〜４２ｄの後段に基準波の２次高調波を除去するためのディジタルローパスフィルタ４３ａ〜４３ｄを必要とするので、これらのディジタルローパスフィルタ４３ａ〜４３ｄでのフィルタリング処理に時間を要し、位相差演算回路全体の演算速度の高速化が困難であるといった問題点もあった。

本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、２つの交流信号の位相差を高速にかつ高精度で算出することのできる信号処理装置を提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。

本願発明によって提供される信号処理装置は、入力される２つのアナログの交流信号を所定のディジタル信号処理を行って２つの交流信号の位相差を算出する信号処理装置であって、前記２つの交流信号をそれぞれ予め設定された所定の周期でサンプリングし、各サンプリングのレベル値を示すディジタル交流データに変換する信号変換手段と、前記信号変換手段から出力される２つのディジタル交流データからそれぞれ予め設定された所定の周波数のディジタル交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]を濾波する適応型ディジタルフィルタからなる濾波手段と、前記濾波手段から出力される所定の周波数の２つのディジタル交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]を用いて下記(１)〜(４)式により前記ディジタル交流データを微分した２つのディジタル交流データｘ’ [ｋ]，ｙ’ [ｋ]を演算する微分演算手段と、前記濾波手段から出力される２つのディジタル交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]と、前記微分演算手段から出力される２つのディジタル交流データｘ’ [ｋ]，ｙ’ [ｋ]を用いて、下記(５)，(６)式により前記２つのディジタル交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]の位相差φを演算する位相差演算手段と、を備えることを特徴としている（請求項１）。

ここで、「Ａ₁」，「Ａ₂」は各交流信号の振幅値を示す。また、「ω」は角周波数を示し、「ｋ＋１」は、信号変換手段によるサンプリングデータの時間軸上の位置ｋに対して１つ後の時間軸上の位置を示し、「ｋ−１」は、上記ｋに対して１つ前の時間軸上の位置を示す。

この構成によれば、濾波手段から出力される２つのディジタル交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]と、微分演算手段から出力される２つのディジタル交流データｘ’ [ｋ]，ｙ’ [ｋ]を用いて位相差演算手段によって入力される交流信号の位相差を正確に求めることができる。そのため、従来のように、基準波を発生させて位相差を求めていた構成に比して、検出精度をはるかに向上させることができる。また、高調波を除去するためのディジタルローパスフィルタを用いる必要がないため、高速に位相差を演算することができる。また、発振部やディジタルローパスフィルタ等を用いる必要がない結果、回路構成が容易となる。

また、上記信号処理装置において、前記信号変換手段によって２つの交流信号を変換する前に、当該２つの交流信号を所定の増幅度で増幅する増幅手段をさらに備えるとよい（請求項２）

本願発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本願発明に係る信号処理装置が適用される高周波電力供給システムの一例を示す図である。この高周波電力供給システムは、半導体ウェハや液晶基板等の被加工物に対して高周波電力を供給して、例えばプラズマエッチングといった加工処理を行うものである。この高周波電力供給システムは、高周波電源装置１、インピーダンス整合装置２及び負荷としてのプラズマチャンバー３で構成され、インピーダンス整合装置２とプラズマチャンバー３との間には、プラズマチャンバー３の入力端における高周波の電圧信号と電流信号とを測定する電圧／電流測定装置４が設けられ、この電圧／電流測定装置４に本実施形態に係る信号処理装置が適用される。

電圧／電流測定装置４は、図２に示すように、主としてアナログの交流電圧信号を検出する電圧検出部１１ａと、アナログの交流電流信号を検出する電流検出部１１ｂとからなるアナログ信号処理部１１と、このアナログ信号処理部１１から出力されるアナログ信号（交流電圧信号と交流電流信号）をディジタル信号に変換して交流電圧信号の実効値Ｖrms、交流電流信号の実効値Ｉrms、及び交流電圧信号と交流電流信号の位相差φを算出するディジタル信号処理部１２とで構成されている。

ディジタル信号処理部１２は、図３に示すように、アナログ信号処理部１１から入力される交流信号を所定の増幅度で増幅するゲイン調整回路２１ａ，２１ｂ、ゲイン調整回路２１ａ，２１ｂから入力されるアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部２２、Ａ／Ｄ変換部２２から出力されるディジタルの交流信号から所望の周波数の交流信号を抽出するディジタルフィルタ部２３、交流電圧信号の実効値Ｖrmsを演算する実効値演算回路２４、交流電流信号の実効値Ｉrmsを演算する実効値演算回路２５、及び交流電圧信号と交流電流信号との間の位相差φを演算する位相差演算回路２６により構成されている。

ゲイン調整回路２１ａは、アナログ信号処理部１１の電圧検出部１１ａで検出された交流電圧信号Ｖを増幅するものであり、ゲイン調整回路２１ｂは、アナログ信号処理部１１の電流検出部１１ｂで検出された交流電流信号Ｉを増幅するものである。なお、ゲイン調整回路２１ａ，２１ｂは、アナログ信号処理部１１に含まれていてもよい。

電圧／電流測定装置４では、入力される交流信号がディジタル処理されるため、交流信号の入力レベルが小さいと、ディジタル処理における演算の精度が悪化することがある。そのため、本実施形態では、ゲイン調整回路２１ａ，２１ｂを設けることにより、低いレベルの交流信号が入力されても安定したディジタル処理を行い得るようにしている。

Ａ／Ｄ変換部２２は、交流電圧信号に対するＡ／Ｄ変換回路２２ａと交流電流信号に対するＡ／Ｄ変換回路２２ｂを有している。また、ディジタルフィルタ部２３は、交流電圧信号に対して所望の周波数の交流電圧信号を抽出するための適応型ディジタルフィルタ２３ａと、交流電流信号に対して所望の周波数の交流電流信号を抽出するための適応型ディジタルフィルタ２３ｂとを有している。ここに所望の周波数とは、高周波電源装置６から出力される高周波電源の周波数で、例えば高周波電力供給システムに使用される１３．５６Ｈｚの周波数である。

また、適応型ディジタルフィルタ２３ａ，２３ｂは、いわゆるＩＩＲ（infinite impulse response）ローパスフィルタからなり、入力されるディジタルの交流信号データのうち、所定の遮断周波数以上の周波数成分を除去するものであって、例えば図４に示す構成の、共振周波数ｆｏを所望の周波数に追従させることのできるディジタルフィルタである。適応型ディジタルフィルタ２３ａからは、交流電圧信号データ及び余弦信号データが出力され、適応型ディジタルフィルタ２３ｂからは、交流電流信号データが出力される。

例えば、適応型ディジタルフィルタ２３ａ，２３ｂは、ＩＩＲフィルタからなるディジタルフィルタ３１とこのディジタルフィルタの通過帯域の中心周波数を決定する係数ａを制御する係数制御回路３２とで構成され、ディジタルフィルタ３１にディジタルデータ（サンプリングデータ）ｒ[n]が入力される毎に、当該ディジタルデータのレベル値ｒ[n]とディジタルフィルタから出力されるディジタルデータのレベル値ｘ[n]との誤差ｅ[n]＝ｒ[n]−ｘ[n]が最小となるように係数ａ[n＋1]を演算し、その演算結果を次のディジタルデータｒ[n＋1]の入力の際にディジタルフィルタ３１に設定することにより、ディジタルフィルタ３１に入力される信号のうち、特定の単一周波数ｆoの信号のみを濾波するものである。なお、係数ａは、周波数との関係においてａ＝２ｒ・cos(ω)が成立し、この係数ａは、係数信号データとして位相差演算回路２６に出力される。ここで、ｒは極座標で表したときの極半径を示す。

位相差演算回路２６は、適応型ディジタルフィルタ２３ａ，２３ｂから出力される交流電圧信号データ、交流電流信号データ及び係数信号データから両交流信号の位相差を演算により求めるものである。

図５は、位相差演算回路２６のブロック構成図である。位相差演算回路２６は、２つの微分演算回路３３，３４と、算出演算回路３５と、数式演算回路３６とによって構成されている。

微分演算回路３３は、交流電圧信号データｘ[ｋ]を微分して交流電圧信号データｘ′[ｋ]を出力するものである。微分演算回路３４は、交流電流信号データｙ[ｋ]を微分して交流電圧信号データｙ′[ｋ]を出力するものである。算出演算回路３５は、入力される係数信号データである係数ａに基づいて１／[２sin(ω) ]を演算により求め、その値を各微分演算回路３３，３４に出力するものである。数式演算回路３６は、微分演算回路３３，３４からの交流電圧信号データｘ′[ｋ]及び交流電流信号データｙ′[ｋ]に基づいて、下記に示す(１３)、(１４)式を演算するものである。

この構成によれば、微分演算回路３３，３４には、下式に示す交流電圧信号データｘ[ｋ]及び交流電流信号データｙ[ｋ]が入力される。

ここで、Ａ₁は交流電圧信号の振幅値であり、Ａ₂は交流電流信号の振幅値である。また、「ω」は角周波数であり、「ｋ」はＡ／Ｄ変換部２２によるサンプリングデータの時間軸上の位置を示す。

次いで、微分演算回路３３，３４では、交流電圧信号データｘ[ｋ]及び交流電流信号データｙ[ｋ]に基づいて各交流信号データにおける直交成分ｘ′[ｋ]，ｙ′[ｋ]が以下の演算式(１１)、(１２)により求められる。このとき、算出演算回路３５においては、上述した係数ａ＝２ｒ・cos(ω)に基づいて、cos(ω)がcos(ω)＝ａ／２ｒの演算式によって求められる。そして、このcos(ω)に基づいて１／[２sin(ω) ]の値が演算により求められ、その値が各微分演算回路３３，３４に出力される。すなわち、sin(ω)は、√[１−cos²(ω)]によって算出することができる。

ここで、「ｋ＋１」は、図６に示すように、Ａ／Ｄ変換部２２によるサンプリングデータの時間軸上の位置ｋに対して１つ後の時間軸上の位置を示し、「ｋ−１」は、上記ｋに対して１つ前の時間軸上の位置を示す。

そして、各交流信号データにおける直交成分ｘ′[ｋ]，ｙ′[ｋ]は、数式演算回路３６に入力され、下記に示す演算式(１３)、(１４)に基づく演算が行われることにより、cos(φ)，sin(φ)の位相差データｐ[ｋ]，ｑ[ｋ]がそれぞれ求められる。このようにして、位相差Φが求められる。なお、数式演算回路３６は、tan(φ)を出力するようにして、tan(φ)から位相差φを求めるようにしてもよい。

なお、cos(φ)，sin(φ)は、以下のようにして求められる。ここでは、アナログ信号として正弦波ｘ(θ)，ｙ(θ)を考えると、ｘ(θ)，ｙｘ(θ)は以下の(１５)、(１６)式で表される。

ここで、ｘ(θ)，ｙ(θ)を微分した値ｘ′(θ)，ｙ′(θ)は、は、それぞれ以下の(１７)、(１８)式で表される。

また、α＝θ、β＝θ−φとすると、α−β＝φとなる。そのため、sin(φ) ，cos(φ) は、それぞれ以下の(１９)、(２０)式で表される。

そして、（１５）〜（１８）式を変形してそれぞれ（１９）式、（２０）式に代入すると、sin(φ) ，cos(φ) は、それぞれ以下の(２１)、(２２)式で表される。

このように、位相差演算回路２６では、入力される交流電圧信号及び交流電流信号がディジタル処理され、上記した演算式を用いて交流電圧信号と交流電流信号との位相差φを求めることができるので、位相差φを正確にかつ高速に位相差を正確に求めることができる。そのため、従来のように、基準波を発生させて位相差を求めていた構成に比して、検出精度をはるかに向上させることができる。また、高調波を除去するためのディジタルローパスフィルタを用いる必要がないため、高速に位相差を演算することができる。また、位相差演算回路２６において、発振部やディジタルローパスフィルタ等を用いる必要がない結果、回路構成が容易となる。

図３に示す電圧／電流測定装置４によれば、アナログ信号処理部１１の電圧検出部１１ａによりプラズマチャンバー３の入力端における高周波電源の交流電圧信号が検出され、所定のアナログ信号処理（不要なノイズを除去するフィルタリング処理等）が行われた後、ディジタル信号処理部１２に入力される。ディジタル信号処理部１２では、ゲイン調整回路２１ａによりレベル調整が行われ、Ａ／Ｄ変換回路２２ａによりアナログの電圧信号がディジタルの電圧信号（サンプリングデータ）に変換された後、適応型ディジタルフィルタ２３ａで所望の周波数（この例では、１３．５６ＭＨｚ）の電圧信号が抽出され、その電圧信号が実効値演算回路２４と位相差演算回路２６に入力される。

また、アナログ信号処理部１１の電流検出部８１ａによりプラズマチャンバー３の入力端における高周波電源の交流電流信号が検出され、上述と同様の所定のアナログ信号処理が行われた後、ディジタル信号処理部１２に入力される。ディジタル信号処理部１２では、ゲイン調整回路２１ｂによりレベル調整が行われ、Ａ／Ｄ変換回路２２ｂによりアナログの電流信号がディジタルの電流信号（サンプリングデータ）に変換された後、適応型ディジタルフィルタ２３ｂで所望の周波数（この例では、１３．５６ＭＨｚ）の電流信号のみが抽出され、その電流信号が実効値演算回路２５と位相差演算回路２６に入力される。

そして、実効値演算回路２４で、上述したディジタル信号処理により周波数１３．５６ＭＨｚの交流電圧信号Ｖの実効値Ｖrmsを示すディジタルデータが生成され、外部に出力される。同様に実効値演算回路２５で、上述したディジタル信号処理により周波数１３．５６ＭＨｚの交流電流信号Ｉの実効値Ｉrmsを示すディジタルデータが生成され、外部に出力される。また、位相差演算回路２６により交流電圧信号Ｖと交流電流信号Ｉとの位相差φが演算され、その演算値を示すディジタルデータが生成され、外部に出力される。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。

本願発明に係る信号処理装置が適用される高周波電力供給システムの構成図である。電圧／電流測定装置の基本構成を示すブロック図である。電圧／電流測定装置におけるディジタル信号処理部の基本構成を示すブロック図である。ディジタルフィルタの構成の一例を示す図である。位相差演算回路のブロック構成を示す図である。サンプリングデータの時間軸上の位置を説明するための図である。従来の位相差検出装置の構成を示す図である。

符号の説明

１高周波電源装置
２インピーダンス整合装置
３プラズマチャンバー
４電圧／電流測定回路
１１アナログ処理回路
１２ディジタル処理回路
２１ａ，２１ｂゲイン調整回路
２２Ａ／Ｄ変換部
２３ディジタルフィルタ部
２６位相差演算回路

Claims

入力される２つのアナログの交流信号を所定のディジタル信号処理を行って２つの交流信号の位相差を算出する信号処理装置であって、
前記２つの交流信号をそれぞれ予め設定された所定の周期でサンプリングし、各サンプリングのレベル値を示すディジタル交流データに変換する信号変換手段と、
前記信号変換手段から出力される２つのディジタル交流データからそれぞれ予め設定された所定の周波数のディジタル交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]を濾波する適応型ディジタルフィルタからなる濾波手段と、
前記濾波手段から出力される所定の周波数の２つのディジタル交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]を用いて下記(１)〜(４)式により前記ディジタル交流データを微分した２つのディジタル交流データｘ’ [ｋ]，ｙ’ [ｋ]を演算する微分演算手段と、
前記濾波手段から出力される２つのディジタル交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]と、前記微分演算手段から出力される２つのディジタル交流データｘ’ [ｋ]，ｙ’ [ｋ]を用いて、下記(５)，(６)式により前記２つのディジタル交流データｘ[ｋ]，ｙ[ｋ]の位相差φを演算する位相差演算手段と、
を備えることを特徴とする、信号処理装置。

ここで、「Ａ₁」，「Ａ₂」は各交流信号の振幅値を示す。また、「ω」は角周波数を示し、「ｋ＋１」は、信号変換手段によるサンプリングデータの時間軸上の位置ｋに対して１つ後の時間軸上の位置を示し、「ｋ−１」は、上記ｋに対して１つ前の時間軸上の位置を示す。
前記信号変換手段によって２つの交流信号を変換する前に、当該２つの交流信号を所定の増幅度で増幅する増幅手段をさらに備える、請求項１に記載の信号処理装置。