JP2014199737A - 高周波電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムでは、たとえ共通の発振器１００から高周波信号が与えられても、各高周波電源装置の出力周波数に若干の違いが生じる可能性がある。
【解決手段】 第１の高周波電源装置１１０の進行波電圧ＶＦを検出し、進行波検出信号Ｖ_ｆを第２の高周波電源装置１２０に送る。高周波電源装置１２０では、フィルタ１で高調波成分を除去した入力信号Ｖ_ｉｎの周波数情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］を周波数情報検出部２で検出し、デジタルデータで高周波信号発生器３に送る。高周波信号発生器３では、周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させ、進行波電力出力部４で増幅し、進行波電力を出力する。これにより高周波電源装置１２０の出力周波数を高周波電源装置１１０の出力周波数に合わせることができる。
【選択図】 図２

Description

本発明は、例えばプラズマエッチング、プラズマＣＶＤを行うプラズマ処理装置等の負荷に電力を供給する高周波電源装置に関するものである。

図７は、従来の高周波電力供給システムの概略構成例である。
第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０は、共通の発振器１００から出力される高周波信号を進行波電力出力部（図略）で増幅して高周波電力を出力する。第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０から出力された高周波電力は、負荷となるプラズマ処理装置１３０内の電極（１３１，１３２）の２箇所に供給される。このような高周波電力供給システムとしては、例えば、特許文献１（特開昭５９−２０５４７７号）のようなものが提案されていた。

この図７では、電極１３１及び電極１３２のぞれぞれに高周波電力を供給する例を示したが、例えば、図８に示すように、上側の電極１３１の２箇所に高周波電力を供給することも可能である。
なお、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０から負荷１３０に向かう高周波電力を進行波電力といい、負荷１３０で反射されて高周波電源装置側に戻ってくる高周波電力を反射波電力という。

プラズマ処理装置１３０では、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０から供給された高周波電力を用いてプラズマ１３３を発生させて、エッチング等を行う。

なお、第１の高周波電源装置１１０とプラズマ処理装置１３０との間には、第１の高周波電源装置１１０とプラズマ処理装置１３０とのインピーダンスを整合させるインピーダンス整合器が用いられることがある。第２の高周波電源装置１２０とプラズマ処理装置１３０との間にも同様にインピーダンス整合器が用いられることがある。

特開昭５９−２０５４７７号

図７及び図８の高周波電力供給システムでは、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の制御が、それぞれ別の制御回路で行われることになる。制御回路が異なると、たとえ共通の発振器１００から高周波信号が与えられても、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の出力周波数が僅かに異なる場合がある。この原因としては、例えば、制御クロックが異なることによる誤差等が考えられる。特に、第１の高周波電源装置１１０と第２の高周波電源装置１２０とが別のメーカのものであれば、若干の違いが生じる可能性がある。

図７及び図８のような高周波電力供給システムにおいて、２つの高周波電源装置１１０及び１２０の出力周波数が僅かに異なる場合、電極（１３１，１３２）には、周波数が僅かに異なる高周波電力が供給されて混合される。すなわち、電極（１３１，１３２）に印加される２種類の高周波電圧の周波数が僅かに異なっているので、２種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は変調されたように振幅が周期的に変動する。例えば、２種類の高周波電圧の周波数が、１３．５６ＭＨｚ近傍で１Ｈｚ異なっていると、約１ｓの周期で振幅が変動する。その結果、プラズマ処理装置１３０で発生するプラズマの電位も周期的に変動するため、悪影響を及ぼす。
例えば、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の山が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最大値となるが、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の谷が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最小値となる。この最大値と最小値との差は大きいので、２種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は大きな振幅の変化を伴って周期的に変動する。

したがって、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の出力周波数を同一にする必要がある。

図９は、従来の高周波電力供給システムの他の概略構成例であり、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０に、それぞれ発振器が備わっている例を示している。すなわち、第１の高周波電源装置１１０は、内蔵している発振器から出力される高周波信号を進行波電力出力部で増幅して進行波電力を出力するように構成されている。
また、第２の高周波電源装置１２０も同様に、内蔵している発振器から出力される高周波信号を進行波電力出力部で増幅して進行波電力を出力するように構成されている。なお、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０には、方向性結合器や出力を制御する出力制御部等も備わっているが、図９では省略している。また、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の出力周波数は、ぞれぞれに内蔵した発振器から出力する高周波信号の周波数と同じである。

この図９のように、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０に、それぞれ発振器が備わっていても、図７及び図８の場合と同様に、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の出力周波数が僅かに異なる場合があるので、同様の問題がある。

本発明は、他の高周波電源装置の出力周波数を検出し、この検出した出力周波数に出力周波数を合わすことができる高周波電源装置を提供することを目的としている。

第１の発明によって提供される高周波電源装置は、
進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムを構成する１つの高周波電源装置であって、
前記複数の高周波電源装置のうちの他の１つの高周波電源装置の発振器から出力する高周波信号又はこの高周波信号と同じ周波数を有する高周波信号をアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎとして入力し、この正弦波信号Ｖ_ｉｎの周波数を検出し、その周波数情報を出力する周波数情報検出手段と、
前記周波数情報検出手段から出力された周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、
直流電源及び増幅素子を内部に有し、前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号を、前記直流電源から出力される直流電力を用いて前記増幅素子によって増幅し、進行波電力として出力する進行波電力出力手段と、
を備えている。

第２の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記周波数情報検出手段の前段に、高周波信号から高調波成分を除去するフィルタを更に備え、
前記周波数情報検出手段は、前記フィルタの出力をアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎとして入力することを特徴としている。

第３の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記高周波信号発生手段に、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）が用いられ、
前記高周波信号発生手段は、前記周波数情報検出手段から出力される周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させることを特徴としている。

第４の発明によって提供される高周波電源装置は、前記周波数情報検出手段に関するものであり、
前記周波数情報検出手段は、
前記フィルタから出力されたアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部２０で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ^−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
を備えていることを特徴としている。

第５の発明によって提供される高周波電源装置は、前記余弦値推定部に関するものであり、前記余弦値推定部は、入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数ｆ_ｓｅｔを用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を下式によって演算することを特徴としている。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］−Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］｝

第６の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記定数Ｋを下式によって演算することを特徴としている。
Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］）｝

第７の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記進行波電力出力手段と負荷との間に挿入されて、その挿入された位置における電気情報を検出し、電気情報検出信号として出力する電気情報検出手段と、
前記電気情報検出手段で検出された電気情報検出信号に基づいて進行波電力検出値を演算する進行波電力値演算手段と、
前記進行波電力出力手段から出力させる進行波電力の出力設定値を設定する出力設定手段と、
前記進行波電力検出値が前記出力設定値と等しくなるように、前記高周波信号発生手段又は前記進行波電力出力手段を制御する出力電力制御手段と、
を、更に備えている。

本発明によれば、進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムを構成する１つの高周波電源装置の出力周波数を、前記複数の高周波電源装置のうちの他の１つの高周波電源装置の出力周波数に合わせることができる。

第１実施形態の高周波電力供給システムの概略構成例である。 第２の高周波電源装置１２０の構成例である。 周波数情報検出部２の構成例である。 入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果である。 入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］の他のシミュレーション結果である。 第２実施形態の高周波電力供給システムの概略構成例である。 従来の高周波電力供給システムの概略構成例である。 従来の高周波電力供給システムの他の概略構成例である。 従来の高周波電力供給システムの他の概略構成例である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、従来と同一又は同様の構成には、同一符号を付している。

図１は、第１実施形態の高周波電力供給システムの概略構成例である。
第１の高周波電源装置１１０は、発振器１００から出力される高周波信号を増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力ＰＦを出力して負荷となるプラズマ処理装置１３０に供給するための装置である。高周波電源装置１１０から出力された進行波電力ＰＦは、伝送線路１４１を介してプラズマ処理装置１３０に供給される。なお、一般にこの種の高周波電源装置では、数百ｋＨｚ上の周波数（例えば、１３ＭＨｚ，４０ＭＨｚ等の周波数）を有する進行波電力ＰＦを出力している（第２の高周波電源装置１２０も同様）。また、説明を簡略化するため、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の符号は従来と同じにしている。

方向性結合器１５０は、第１の高周波電源装置１１０とプラズマ処理装置１３０との間に挿入されて、高周波電源装置１１０からプラズマ処理装置１３０に向かう進行波電圧ＶＦを検出し、その検出信号を進行波検出信号Ｖ_ｆ（電気情報検出信号の一例）として出力する。この進行波検出信号Ｖ_ｆは、第２の高周波電源装置１２０に送られる。
なお、方向性結合器１５０は、負荷で反射された反射波電圧を検出する機能も有するが、この例では必要ないので省略している。

第１の高周波電源装置１１０には、例えば、進行波電力を設定値に制御するために、方向性結合器を設けて進行波電圧ＶＦを検出することがある。その場合は、第１の高周波電源装置１１０内の方向性結合器から出力される進行波検出信号Ｖ_ｆを高周波電源装置１２０に送ってもよい（図１の第１の高周波電源装置１１０から第２の高周波電源装置１２０に向かう点線の矢印参照）。

第２の高周波電源装置１２０は、第１の高周波電源装置１１０の出力周波数と同じ周波数を有する高周波信号を進行波電力出力部４（図２参照）で増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力ＰＦ_２を出力して負荷となるプラズマ処理装置１３０に供給するための装置である。第２の高周波電源装置１２０から出力された進行波電力ＰＦ_２は、伝送線路１４２を介してプラズマ処理装置１３０に供給される。

第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０から出力された進行波電力は、負荷となるプラズマ処理装置１３０内の上側の電極１３１の２箇所に供給される。この図１では、上側の電極１３１の２箇所に高周波電力を供給する例を示したが、例えば、図７に示したように、電極１３１及び電極１３２のぞれぞれに進行波電力を供給することも可能である。

負荷となるプラズマ処理装置１３０は、加工部を備え、その加工部の内部に搬入したウエハ、液晶基板等の被加工物を加工（エッチング、ＣＶＤ等）するための装置である。なお、加工部には、電極（図７及び図８参照）が設けられている。この加工部にプラズマ放電用ガスが導入され、電極に高周波電源装置１１０から出力された進行波電力ＰＦが供給されると、放電が生じてプラズマが発生する。プラズマ処理装置１３０は、このプラズマを利用して被加工物を加工している。

図２は、第２の高周波電源装置１２０の構成例である。高周波電源装置１２０は、図２に示すように、フィルタ１、周波数情報検出部２、高周波信号発生器３、進行波電力出力部４、ローパスフィルタ５、方向性結合器６、進行波電力演算部７、出力設定部８及び出力制御部９を備えている。
なお、周波数情報検出部２は周波数情報検出手段の一例であり、高周波信号発生器３は高周波信号発生手段の一例であり、進行波電力出力部４は進行波電力出力手段の一例であり、方向性結合器６は電気情報検出手段の一例であり、進行波電力演算部７は進行波電力値演算手段の一例であり、出力設定部８は出力設定手段の一例であり、出力制御部９は出力電力制御手段の一例である。

フィルタ１は、ローパスフィルタ又はバンドバスであり、方向性結合器１５０から出力される進行波検出信号Ｖ_ｆから高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ１から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出部２へ送られる。本明細書では、フィルタ１から出力される信号を周波数情報検出部２への入力信号Ｖ_ｉｎとする。
なお、入力信号Ｖ_ｉｎは、アナログの電圧信号であるので、出力周波数をｆ、時間をｔ、位相オフセットをθ、角周波数をω（＝２π・ｆ）とすると、入力信号Ｖ_ｉｎは、式（１）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号の振幅を「１」としている。
Ｖ_ｉｎ＝ｓｉｎ（２π・ｆ・ｔ＋θ）
＝ｓｉｎ（ω・ｔ＋θ） ・・・（１）

また、方向性結合器１５０から出力される進行波検出信号Ｖ_ｆに高調波成分が含まれていない場合や高調波成分の割合が非常に小さい場合は、フィルタ１を省略することも可能である。この場合は、方向性結合器１５０から出力される進行波検出信号Ｖ_ｆを入力信号Ｖ_ｉｎとして周波数情報検出部２に送ればよい。

また、フィルタ１の後段には、後述するＡ／Ｄコンバータ２１（図３参照）の入力範囲に適するように信号のレベルを変換するレベル変換回路を設けてもよいが、この図１では省略している。

フィルタ１から出力された入力信号Ｖ_ｉｎは、周波数情報検出部２に入力される。周波数情報検出部２では、後述するように入力信号Ｖ_ｉｎの周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］を出力する。出力された周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］は、高周波信号発生器３に送られる。

高周波信号発生器３は、周波数情報検出部２から出力された周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］(デジタルデータ)が示す通りの周波数を有する高周波信号を発生させて出力する機能を有する発振器である。また、高周波信号の電圧レベルを外部から与える指令値(デジタルデータ)通りにすることができる。この高周波信号発生器３には、例えば、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）を用いることができる。

進行波電力出力部４は、図示しない直流電源、増幅素子等を有し、高周波信号発生器３から出力される高周波信号を、直流電源から出力される直流電力を用いて増幅素子によって増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力を出力するものである。

進行波電力出力部４から出力された進行波電力は、主に高調波を除去するためのローパスフィルタ５、方向性結合器６を介して図略の負荷に供給される。なお、進行波電力出力部４の増幅素子としては、例えば、ＦＥＴやトランジスタ等が用いられる。また、ローパスフィルタ５の代わりにバンドパスフィルタを用いることがある。また、ローパスフィルタ５を省略することが可能な場合もある。

また、進行波電力出力部４は、後述する出力制御部９によって出力する進行波電力の大きさが制御されるが、進行波電力出力部４の増幅方式によって制御方法が異なる。具体的には、（１）高周波信号発生器３から出力される高周波信号の電圧レベルを調整することよって進行波電力の大きさを制御する方式と、（２）図示しない直流電源から増幅素子に与える直流電圧の大きさを調整することによって進行波電力の大きさを制御する方式がある。これらの方式は周知であるので、詳細な説明は省略する。

方向性結合器６は、進行波電力出力部４と負荷となるプラズマ処理装置１３０との間に挿入されて、第２の高周波電源装置１２０からプラズマ処理装置１３０に向かう進行波電圧ＶＦ_２を検出し、その検出信号を進行波検出信号Ｖ_ｆ２として出力する。この進行波検出信号Ｖ_ｆ２には、進行波電力出力部４から出力される進行波電力の情報が含まれる。なお、負荷で反射された反射波電圧を検出する機能も有するが、この例では必要ないので省略している。

進行波電力演算部７は、進行波検出信号Ｖ_ｆ２に基づいて進行波電力検出値Ｐ_ｆ２を演算する。なお、方向性結合器６と進行波電力演算部７との間に、主に高調波を除去するためのローパスフィルタ又はバンドパスフィルタを用いることがあるが、この図２では省略している。

出力設定部８は、進行波電力出力部４から出力させる進行波電力の設定値である出力設定値ＰＦ_ｓｅｔを設定する。設定された出力設定値ＰＦ_ｓｅｔは、出力制御部９に送られる。なお、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔは、外部の装置から入力してもよいし、変更も可能である。

出力制御部９は、内部に補償器９１を有している。また、出力制御部９には、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔ及び進行波電力検出値Ｐ_ｆ２が入力される。そして、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔから進行波電力検出値Ｐ_ｆ２を減算したもの（出力設定値ＰＦ_ｓｅｔと進行波電力検出値Ｐ_ｆ２との差分）が補償器９１に入力される。

補償器９１は、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔと進行波電力検出値Ｐｆとの差分に基づいて、進行波電力検出値Ｐ_ｆ２と出力設定値ＰＦ_ｓｅｔとを等しくするための出力制御信号Ｐ_ｃｎｔを高周波信号発生器３又は進行波電力出力部４に送る。

すなわち、上記のように、進行波電力出力部４の増幅方式には２種類あるが、このうち、（１）の高周波信号発生器３から出力される高周波信号の電圧レベルを調整することよって進行波電力の大きさを制御する方式の場合は、出力制御信号Ｐ_ｃｎｔを高周波信号発生器３に送る。この場合、出力制御信号Ｐ_ｃｎｔが指令値となるので、高周波信号発生器３では、高周波信号の電圧レベルを出力制御信号Ｐ_ｃｎｔが示す通りにすることができる。これにより、進行波電力検出値Ｐ_ｆ２が、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔと等しくなるように制御される。

また、（２）の図示しない直流電源から増幅素子に与えられる直流電圧の大きさを調整することによって進行波電力の大きさを制御する方式の場合は、出力制御信号Ｐ_ｃｎｔを進行波電力出力部４に送る（図２の出力制御部９から進行波電力出力部４に向かう点線の矢印参照）。この場合、進行波電力出力部４では、出力制御信号Ｐ_ｃｎｔに基づいて直流電源から増幅素子に与える直流電圧の大きさを調整するので、進行波電力検出値Ｐ_ｆ２が、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔと等しくなるように制御される。なお、（２）の増幅方式の場合、高周波信号発生器３は所定の電圧レベルで高周波信号を出力すればよい。

図３は、周波数情報検出部２の構成例である。周波数情報検出部２は、図３に示すように、Ａ／Ｄコンバータ２１、余弦値推定部２２、位相推定部２３、位相変位量演算部２４、周波数推定部２５及び移動平均部２６を備えている。

Ａ／Ｄコンバータ２１は、フィルタ１から出力されるアナログの入力信号Ｖ_ｉｎを予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換されたサンプリングデータは、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］として順次出力される。これにより、交流のアナログ信号波形が、複数のサンプリングデータで構成されるデジタル信号波形に変換される。なお、フィルタ１から出力される入力信号Ｖ_ｉｎが正弦波信号であれば、Ａ／Ｄコンバータ２１から出力されるデジタル信号波形も正弦波信号となる。

ここで、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数をｆ_ｉｎ、サンプリング周波数をｆ_ｓ、位相オフセットをθ’、相対角周波数をω_ｉｎ＝２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）とすると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］は、式（２）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号の振幅を「１」としている。また時間データ「ｔ」はサンプリング周期毎にインクリメントされる変数である。
Ｖ_ｉｎ［ｔ］＝ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）［ｔ］＋θ’）
＝ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’） ・・・・・（２）

余弦値推定部２２は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値「ｃｏｓ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）」の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する。推定した余弦値「ｃｏｓ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）」は位相推定部２３に送られる。以下、具体的に説明する。

「α［ｔ］＝ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’＝２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）［ｔ］＋θ’」とすると、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、式（３）で表すことができる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）
＝｛（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）・ｃｏｓ（α［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（α［ｔ］＋ω_ｉｎ［ｔ］）−ｓｉｎ（α［ｔ］−ω_ｉｎ［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（２ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝／（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）） ・・・（３）

式（２）を参照すると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］は「ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）」であるので、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが変化しなければ、サンプリング周期（１／ｆ_ｓ）毎の相対角周波数ω_ｉｎの変位量は「ω_ｉｎ［ｔ］」で一定である。したがって、式（３）の分子は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］から、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］を減算することを表している。

また、式（３）の分母の「ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっている。

したがって、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、時刻［ｔ−１］、［ｔ］及び［ｔ＋１］における３つの入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、Ｖ_ｉｎ［ｔ］及びＶ_ｉｎ［ｔ＋１］を用いて推定することができる。

ただし、上記のように、「ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっているので、式（３）の分母には誤差が生じる。ここで、正弦関数の値（ｓｉｎの値）は、０を中心として±１の範囲で変化するものであるから、誤差は正になることもあれば負になることもある。

後述するように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定した後、位相α［ｔ］を演算し、さらに位相α［ｔ］のサンプリング周期毎の位相変位量Δα［ｔ］に基づいて入力信号Ｖ_ｉｎの周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］を演算する。その後、演算した周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値を演算するので、式（３）の分母の誤差は、殆ど相殺される。

そこで、もともと誤差のある式（３）の分母を構成する入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎを、式（４）のように、設定周波数ｆ_ｓｅｔに置き換えても殆ど影響はない。ここで、設定周波数ｆ_ｓｅｔとは、入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数であるので、誤差も小さい。例えば、図１の例では、発振器１００から出力される高周波信号の周波数である。この設定周波数ｆ_ｓｅｔは、予め分かっているので、例えば余弦値推定部２２に入力しておけばよい。もちろん、設定角周波数ω_ｓｅｔ（＝２π・ｆ_ｉｎ）を用いてもよい。
２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）＝２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）［ｔ］）
→ ２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］） ・・・（４）

ここで、式（４）を構成する各要素は、全て既知の値である。そのため、「１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］）｝」を定数Ｋで表すと、式（３）は式（５）のように変形できる。したがって、本来であれば、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定する際には、式（３）を用いる必要があるので複雑な演算が必要であるが、式（５）を用いることによって、演算式を簡略化でき、演算負荷を低減できる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛ｓｉｎ（２ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝
＝Ｋ・｛Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］−Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］｝ ・・・（５）

上記のように、余弦値推定部２２は、Ａ／Ｄコンバータ２１によってデジタル信号となった複数の入力信号Ｖ_ｉｎのデータを用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算する。そのため、余弦値推定部２２は図示しないメモリを有し、そのメモリにＡ／Ｄコンバータ２１から出力された入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を順次記憶していく。

なお、上記のように、余弦値推定部２２では、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］と、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］とを用いるが、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を用いない。しかし、後述するように位相推定部２３で行う演算には時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を用いるので、メモリには、少なくとも瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］及び瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］の連続する３つのデータを記憶しておく。

また、上記の例では、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算することができる。

位相推定部２３は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、式（６）に示すように、逆正接関数（ｔａｎ^−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する。この位相α［ｔ］は、±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算される。演算された位相α［ｔ］は、位相変位量演算部２４に送られる。
α［ｔ］＝ｔａｎ^−１（Ｖ_ｉｎ［ｔ］／ｃｏｓα［ｔ］） ・・・（６）

なお、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））が演算されるので、位相α［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算される。また、位相α［ｔ］の演算に必要な時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］は、余弦値推定部２２に設けたメモリから読み出せばよい。

位相変位量演算部２４は、位相推定部２３で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する。演算された位相変位量Δα［ｔ］は、周波数推定部２５に送られる。

ここで、位相変位量演算部２４は、時刻［ｔ−１］から時刻［ｔ］のサンプリング周期の間に生じた位相変位量Δα［ｔ］を演算するのであるが、位相推定部２３から出力される時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］が、上記のように±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算されるため、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が正の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（７）を用いて演算し、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が負の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（８）を用いて演算する。
Δα［ｔ］＝α［ｔ］−α［ｔ−１］ ・・・（７）
Δα［ｔ］＝（α［ｔ］−α［ｔ−１］）＋２π ・・・（８）

なお、上記のように、位相変位量演算部２４は、位相推定部２３によって演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を用いて時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算するので、位相変位量演算部２４は、図示しないメモリを有し、そのメモリに位相推定部２３から出力された位相α［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を記憶しておく。

また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に、時刻［ｔ］における位相α［ｔ］が演算されるので、位相変位量Δα［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算される。

周波数推定部２５は、位相変位量演算部２４で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］を演算する。演算された入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］は、移動平均部２６に送られる。

ここで、位相変位量Δα［ｔ］は、サンプリング周期の間に生じた位相変位量であるから、式（９）に示すように、位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆ_ｓを乗算すると、１秒間に生じる位相変位量を求めることができる。すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］［単位：ｒａｄ／ｓ］を演算することができる。また、式（１０）に示すように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆ_ｓを乗算するとともに「２π」で除算することにより、時刻［ｔ］における周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］［単位：Ｈｚ］を演算することができる。
ω_ｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆ_ｓ ・・・（９）
ｆ_ｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆ_ｓ／（２π） ・・・（１０）

また、角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］と設定角周波数ω_ｓｅｔとの差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］は、式（１１）のように演算できる。なお、設定角周波数ω_ｓｅｔは、「２π・ｆ_ｓｅｔ」である。また周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］と設定周波数ｆ_ｓｅｔとの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、式（１２）のように演算できる。そのため、周波数推定部２５は、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］を出力することもできる。この場合、例えば、周波数推定部２５に設定周波数ｆ_ｓｅｔを入力すればよい。もちろん、周波数推定部２５に設定角周波数ω_ｓｅｔを入力してもよい。また設定周波数ｆ_ｓｅｔから設定角周波数ω_ｓｅｔを演算してもよいし、その逆に、設定角周波数ω_ｓｅｔから設定周波数ｆ_ｓｅｔを演算してもよい。
ω_ｄｉｆ［ｔ］ ＝ω_ｅｓｔ［ｔ］−ω_ｓｅｔ［ｔ］ ・・・（１１）
ｆ_ｄｉｆ［ｔ］ ＝ｆ_ｅｓｔ［ｔ］−ｆ_ｓｅｔ［ｔ］ ・・・（１２）

なお、本明細書では、入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］を総称して時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの「周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］」という。

また、入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、いずれか１つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。

なお、上記のように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算されるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算される。

移動平均部２６は、周波数推定部２５から出力された時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値を演算する。移動平均値は、予め定めたデータ数を用いて演算される。

なお、上記のように、移動平均部２６は、周波数推定部２５から出力された時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］に基づいて、予め定めたデータ数の移動平均値を演算するので、移動平均部２６は、図示しないメモリを有し、そのメモリに周波数推定部２５から出力された周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも移動平均値の演算に必要な予め定めた数のデータを記憶しておく。

また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］が演算されるので、角周波数の移動平均値ω_ａｖｅ［ｔ］、周波数の移動平均値ｆ_ａｖｅ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算される。

また、データのサンプリングを開始した直後は、移動平均値を演算するために必要な
予め定めた数のデータがメモリに保存されていない。そのため、予め定めた数のデータがメモリに保存されていない間は、予め定めた数よりも少ないデータを用いて移動平均値を演算してもよい。または、予め定めた数のデータがメモリに保存された後に、移動平均値を演算してもよい。どのように移動平均値を演算するかは、予め定めておけばよい。

また、移動平均部２６は、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］又は差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を出力することもできる。

また、本明細書では、時刻［ｔ］における角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ω_ａｖｅ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ｆ_ａｖｅ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を総称して、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの「周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］」という。

また、角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ω_ａｖｅ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ｆ_ａｖｅ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、いずれか１つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。

なお、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を演算した場合は、移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］に設定角周波数ω_ｓｅｔを加算すれば、時刻［ｔ］における角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］と同等の値になる。また、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を演算した場合は、移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］に設定周波数ｆ_ｓｅｔを加算すれば、時刻［ｔ］における周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］と同等の値になる。そのため、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］、又は、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を用いることもできる。

上記のようにして求めた入力信号Ｖ_ｉｎの周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］は、図１に示した高周波信号発生器３に送られ、第２の高周波電源装置１２０の出力周波数を第１の高周波電源装置１１０の出力周波数に合わせるために用いることができる。

なお、移動平均部２６から出力される入力信号Ｖ_ｉｎの周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］をデジタルデータとするとともに、上記のように高周波信号発生器３をデジタルデータである周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］が示す周波数を有する高周波信号を発生できるように構成しておく。

＜移動平均値を演算する理由＞
上記のように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））には、誤差が含まれているので、位相α［ｔ］にも誤差が含まれる。もちろん、時刻［ｔ−１］における余弦値（ｃｏｓ（α）［ｔ−１］）、位相α［ｔ−１］にも誤差が含まれる。その結果、位相変位量Δα［ｔ］にも誤差が含まれる。そのため、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］にも誤差が含まれる。

すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］に含まれる誤差は、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））に起因する。
この時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の誤差は、上記のように正になることもあれば負になることもあるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の誤差も正になることもあれば負になることもある。そこで、移動平均部２６によって、複数のデータの移動平均を行えば、誤差が相殺するので、誤差を小さくし、精度のよい周波数情報を得ることができる。

したがって、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））」を推定する際に、設定周波数ｆ_ｓｅｔを用い、式（５）の一部を定数とすることで、周波数情報を得るための演算負荷を低減させるとともに、精度のよい周波数情報を得ることができる。

＜シミュレーション結果＞
図４は、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果である。図４（ａ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｂ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｃ）は、図４（ｂ）の一部拡大図である。また、図４（ａ）及び図４（ｂ）は、サンプリング開始後、約１５０〜１６０μｓ間のデータであり、図４（ｃ）は、サンプリング開始後、約１５９〜１６０μｓ間のデータである。

なお、シミュレーション条件は次のとおりである。
（１）サンプリング周波数ｆ_ｓ ：５０ＭＨｚ
（２）設定周波数ｆ_ｓｅｔ ：１３．５６ＭＨｚ
（３）入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎ：１３．５６３ＭＨｚ
（設定周波数ｆ_ｓｅｔと３，０００Ｈｚだけずれていると想定）
（４）移動平均値の演算に用いるデータ数：５００個（１０μｓの移動平均値）

図５は、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］の他のシミュレーション結果である。図５（ａ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図５（ｂ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果であり、図５（ｃ）は、図５（ｂ）の一部拡大図である。
なお、この図５は、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが１３．５６０３ＭＨｚ（設定周波数ｆ_ｓｅｔと３００Ｈｚだけずれていると想定）であることを除き、図４と同じ条件でのシミュレーション結果である。

図４（ａ）のように、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数が設定周波数ｆ_ｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３，０００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±４００Ｈｚの範囲でばらついているが、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±０．６Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。
このように、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数が設定周波数ｆ_ｓｅｔに対して大幅にずれている場合であっても、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、検出すべき周波数に対して誤差が小さい。

また、図５（ａ）のように、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±４０Ｈｚの範囲でばらついているが、図５（ｂ）及び図５（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±０．０５Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。したがって、精度良く入力信号Ｖ_ｉｎの周波数を検出できていることが分かる。
そのため、第２の高周波電源装置１２０の出力周波数を、精度良く第１の高周波電源装置１１０の出力周波数に合わせるために用いることができる。

［第２実施形態］
図６は、第２実施形態の高周波電力供給システムの概略構成例である。この図６は、図９に示した高周波電力供給システムにおいて、第１の高周波電源装置１１０に内蔵している発振器から出力された高周波信号を第２の高周波電源装置１２０に入力する例を示している。すなわち、第１の高周波電源装置１１０に内蔵している発振器から出力された高周波信号は、図２に示したフィルタ１に入力される。この場合、フィルタ１は、発振器から出力された高周波信号から高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ１から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出部２へ送られる。このように、第１の高周波電源装置１１０から第２の高周波電源装置１２０に送られる信号は、発振器から出力された高周波信号であってもよい。

なお、上記のように、発振器から出力された高周波信号に高調波成分が含まれていない場合や高調波成分の割合が非常に小さい場合は、フィルタ１を省略することも可能である。フィルタ１を省略する場合は、発振器から出力された高周波信号を入力信号Ｖ_ｉｎとして周波数情報検出部２に送ればよい。他は第１実施形態と同じなので説明を省略する。

なお、これまでの説明では、進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムとして、２つの高周波電源装置を用いる場合を例にして説明したが、２つの高周波電源装置に限定される訳ではなく、３つ以上の高周波電源装置を用いる高周波電力供給システムにも適用することができる。

１ フィルタ
２ 周波数情報検出部
３ 高周波信号発生器
４ 進行波電力出力部
５ ローパスフィルタ
６ 方向性結合器
７ 進行波電力演算部
８ 出力設定部
９ 出力制御部
２１ Ａ／Ｄコンバータ
２２ 余弦値推定部
２３ 位相推定部
２４ 位相変位量演算部
２５ 周波数推定部
２６ 移動平均部
１００ 発振器
１１０ 第１の高周波電源装置
１２０ 第２の高周波電源装置
１３０ プラズマ処理装置（負荷）
１３１ 電極
１３２ 電極
１３３ プラズマ
１４１ 伝送線路
１４２ 伝送線路
１５０ 方向性結合器

Claims (7)

1. 進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムを構成する１つの高周波電源装置であって、
   前記複数の高周波電源装置のうちの他の１つの高周波電源装置の発振器から出力する高周波信号又はこの高周波信号と同じ周波数を有する高周波信号をアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎとして入力し、この正弦波信号Ｖ_ｉｎの周波数を検出し、その周波数情報を出力する周波数情報検出手段と、
   前記周波数情報検出手段から出力された周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、
   直流電源及び増幅素子を内部に有し、前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号を、前記直流電源から出力される直流電力を用いて前記増幅素子によって増幅し、進行波電力として出力する進行波電力出力手段と、
   を備えた高周波電源装置。
2. 前記周波数情報検出手段の前段に、高周波信号から高調波成分を除去するフィルタを更に備え、
   前記周波数情報検出手段は、前記フィルタの出力をアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎとして入力する請求項１に記載の高周波電源装置。
3. 前記高周波信号発生手段に、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）が用いられ、
   前記高周波信号発生手段は、前記周波数情報検出手段から出力される周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させることを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電源装置。
4. 前記周波数情報検出手段は、
   前記フィルタから出力されたアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
   時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部２０で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ^−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する位相推定部と、
   前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
   前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
   前記周波数推定部で演算された時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
   を備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の高周波電源装置。
5. 前記余弦値推定部は、入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数ｆ_ｓｅｔを用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を式（１）によって演算することを特徴とする請求項４に記載の周波数情報検出部。
   ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］−Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］｝ ・・・（１）
6. 前記定数Ｋを式（２）によって演算することを特徴とする請求項５に記載の周波数情報検出部。
   Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］）｝ ・・・（２）
7. 前記進行波電力出力手段と負荷との間に挿入されて、その挿入された位置における電気情報を検出し、電気情報検出信号として出力する電気情報検出手段と、
   前記電気情報検出手段で検出された電気情報検出信号に基づいて進行波電力検出値を演算する進行波電力値演算手段と、
   前記進行波電力出力手段から出力させる進行波電力の出力設定値を設定する出力設定手段と、
   前記進行波電力検出値が前記出力設定値と等しくなるように、前記高周波信号発生手段又は前記進行波電力出力手段を制御する出力電力制御手段と、
   を、更に備えた請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電源装置。

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