JP6400276B2 - 高周波電源装置 - Google Patents
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Description
第1の高周波電源装置110及び第2の高周波電源装置120は、共通の発振器100から出力される高周波信号を進行波電力出力部(図略)で増幅して高周波電力を出力する。第1の高周波電源装置110及び第2の高周波電源装置120から出力された高周波電力は、負荷となるプラズマ処理装置130内の電極(131,132)の2箇所に供給される。このような高周波電力供給システムとしては、例えば、特許文献1(特開昭59−205477号)のようなものが提案されていた。
なお、第1の高周波電源装置110及び第2の高周波電源装置120から負荷130に向かう高周波電力を進行波電力といい、負荷130で反射されて高周波電源装置側に戻ってくる高周波電力を反射波電力という。
例えば、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の山が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最大値となるが、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の谷が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最小値となる。この最大値と最小値との差は大きいので、2種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は大きな振幅の変化を伴って周期的に変動する。
また、第2の高周波電源装置120も同様に、内蔵している発振器から出力される高周波信号を進行波電力出力部で増幅して進行波電力を出力するように構成されている。なお、第1の高周波電源装置110及び第2の高周波電源装置120には、方向性結合器や出力を制御する出力制御部等も備わっているが、図9では省略している。また、第1の高周波電源装置110及び第2の高周波電源装置120の出力周波数は、ぞれぞれに内蔵した発振器から出力する高周波信号の周波数と同じである。
進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムを構成する1つの高周波電源装置であって、
前記複数の高周波電源装置のうちの他の1つの高周波電源装置の発振器から出力する高周波信号又はこの高周波信号と同じ周波数を有する高周波信号をアナログの正弦波信号Vinとして入力し、この正弦波信号Vinの周波数を検出し、その周波数情報を出力する周波数情報検出手段と、
前記周波数情報検出手段から出力された周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、
直流電源及び増幅素子を内部に有し、前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号を、前記直流電源から出力される直流電力を用いて前記増幅素子によって増幅し、進行波電力として出力する進行波電力出力手段と、
を備え、
前記周波数情報検出手段は、
入力されるアナログの正弦波信号V in を、予め定めたサンプリング周期(サンプリング周波数f s の逆数:1/f s )でデジタル信号に変換することによって得られる時刻[t]における入力信号V in の瞬時値V in [t]を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するA/Dコンバータと、
時刻[t]における入力信号V in の瞬時値V in [t]を微分した余弦値(cos(α[t]))の推定値を、時刻[t−1]における入力信号V in の瞬時値V in [t−1]、時刻[t+1]における入力信号V in の瞬時値V in [t+1]及び入力信号V in の設定周波数f set を用いて演算される定数Kを用いた下式によって演算する余弦値推定部と、
時刻[t]における入力信号V in の瞬時値V in [t]を正弦要素(sin要素)とし、前記余弦値推定部で推定された時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))を余弦要素(cos要素)として、逆正接関数(tan −1 )を用いて時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))の位相α[t]を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻[t−1]における位相α[t−1]及び時刻[t]における位相α[t]に基づいて、時刻[t]における位相変位量Δα[t]を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻[t]における位相変位量Δα[t]に基づいて、時刻[t]における入力信号V in の周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻[t]における入力信号V in の周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
を備えている。
cos(α[t])=K・{V in [t+1]−V in [t−1]}
前記周波数情報検出手段の前段に、高周波信号から高調波成分を除去するフィルタを更に備え、
前記周波数情報検出手段は、前記フィルタの出力をアナログの正弦波信号Vinとして入力することを特徴としている。
前記高周波信号発生手段に、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー(DDS)が用いられ、
前記高周波信号発生手段は、前記周波数情報検出手段から出力される周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させることを特徴としている。
前記定数Kを下式によって演算することを特徴としている。
K=1/{2sin(2π・(fset/fs)・Δt)}
ただし、サンプリング周期(1/f s )=Δtとする。
前記進行波電力出力手段と負荷との間に挿入されて、その挿入された位置における電気情報を検出し、電気情報検出信号として出力する電気情報検出手段と、
前記電気情報検出手段で検出された電気情報検出信号に基づいて進行波電力検出値を演算する進行波電力値演算手段と、
前記進行波電力出力手段から出力させる進行波電力の出力設定値を設定する出力設定手段と、
前記進行波電力検出値が前記出力設定値と等しくなるように、前記高周波信号発生手段又は前記進行波電力出力手段を制御する出力電力制御手段と、
を、更に備えている。
第1の高周波電源装置110は、発振器100から出力される高周波信号を増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力PFを出力して負荷となるプラズマ処理装置130に供給するための装置である。高周波電源装置110から出力された進行波電力PFは、伝送線路141を介してプラズマ処理装置130に供給される。なお、一般にこの種の高周波電源装置では、数百kHz上の周波数(例えば、13MHz,40MHz等の周波数)を有する進行波電力PFを出力している(第2の高周波電源装置120も同様)。また、説明を簡略化するため、第1の高周波電源装置110及び第2の高周波電源装置120の符号は従来と同じにしている。
なお、方向性結合器150は、負荷で反射された反射波電圧を検出する機能も有するが、この例では必要ないので省略している。
なお、周波数情報検出部2は周波数情報検出手段の一例であり、高周波信号発生器3は高周波信号発生手段の一例であり、進行波電力出力部4は進行波電力出力手段の一例であり、方向性結合器6は電気情報検出手段の一例であり、進行波電力演算部7は進行波電力値演算手段の一例であり、出力設定部8は出力設定手段の一例であり、出力制御部9は出力電力制御手段の一例である。
なお、入力信号Vinは、アナログの電圧信号であるので、出力周波数をf、時間をt、位相オフセットをθ、角周波数をω(=2π・f)とすると、入力信号Vinは、式(1)のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号の振幅を「1」としている。
Vin=sin(2π・f・t+θ)
=sin(ω・t+θ) ・・・(1)
Vin[t]=sin(2π・(fin/fs)[t]+θ’)
=sin(ωin[t]+θ’) ・・・・・(2)
cos(α[t])
={(2sin(ωin ・Δt)・cos(α[t])}/(2sin(ωin ・Δt))
={sin(α[t]+ωin ・Δt)−sin(α[t]−ωin ・Δt)}/(2sin(ωin ・Δt))
={sin(2ωin ・Δt+θ’)−sin(θ’)}/(2sin(ωin ・Δt)) ・・・(3)
2sin(ωin ・Δt)=2sin(2π・(fin/fs)・Δt)
→ 2sin(2π・(fset/fs)・Δt) ・・・(4)
cos(α[t])=K・{sin(2ωin ・Δt+θ’)−sin(θ’)}
=K・{Vin[t+1]−Vin[t−1]} ・・・(5)
α[t]=tan−1(Vin[t]/cosα[t]) ・・・(6)
Δα[t]=α[t]−α[t−1] ・・・(7)
Δα[t]=(α[t]−α[t−1])+2π ・・・(8)
ωest[t]=Δα・fs ・・・(9)
fest[t]=Δα・fs/(2π) ・・・(10)
ωdif[t] =ωest[t]−ωset[t] ・・・(11)
fdif[t] =fest[t]−fset[t] ・・・(12)
予め定めた数のデータがメモリに保存されていない。そのため、予め定めた数のデータがメモリに保存されていない間は、予め定めた数よりも少ないデータを用いて移動平均値を演算してもよい。または、予め定めた数のデータがメモリに保存された後に、移動平均値を演算してもよい。どのように移動平均値を演算するかは、予め定めておけばよい。
上記のように、時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))には、誤差が含まれているので、位相α[t]にも誤差が含まれる。もちろん、時刻[t−1]における余弦値(cos(α)[t−1])、位相α[t−1]にも誤差が含まれる。その結果、位相変位量Δα[t]にも誤差が含まれる。そのため、時刻[t]における入力信号Vinの周波数推定値情報Fest[t]にも誤差が含まれる。
この時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))の誤差は、上記のように正になることもあれば負になることもあるので、時刻[t]における入力信号Vinの周波数推定値情報Fest[t]の誤差も正になることもあれば負になることもある。そこで、移動平均部26によって、複数のデータの移動平均を行えば、誤差が相殺するので、誤差を小さくし、精度のよい周波数情報を得ることができる。
図4は、入力信号Vinの周波数finが設定周波数fsetからずれていると想定した場合に、移動平均部26から出力される差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]のシミュレーション結果である。図4(a)は、入力信号Vinの差周波数の推定値fdif[t]のシミュレーション結果であり、図4(b)は、入力信号Vinの差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]のシミュレーション結果であり、図4(c)は、図4(b)の一部拡大図である。また、図4(a)及び図4(b)は、サンプリング開始後、約150〜160μs間のデータであり、図4(c)は、サンプリング開始後、約159〜160μs間のデータである。
(1)サンプリング周波数fs :50MHz
(2)設定周波数fset :13.56MHz
(3)入力信号Vinの周波数fin:13.563MHz
(設定周波数fsetと3,000Hzだけずれていると想定)
(4)移動平均値の演算に用いるデータ数:500個(10μsの移動平均値)
なお、この図5は、入力信号Vinの周波数finが13.5603MHz(設定周波数fsetと300Hzだけずれていると想定)であることを除き、図4と同じ条件でのシミュレーション結果である。
このように、入力信号Vinの周波数が設定周波数fsetに対して大幅にずれている場合であっても、移動平均部26から出力される差周波数の推定値fdif[t]の移動平均値fdif_ave[t]は、検出すべき周波数に対して誤差が小さい。
そのため、第2の高周波電源装置120の出力周波数を、精度良く第1の高周波電源装置110の出力周波数に合わせるために用いることができる。
図6は、第2実施形態の高周波電力供給システムの概略構成例である。この図6は、図9に示した高周波電力供給システムにおいて、第1の高周波電源装置110に内蔵している発振器から出力された高周波信号を第2の高周波電源装置120に入力する例を示している。すなわち、第1の高周波電源装置110に内蔵している発振器から出力された高周波信号は、図2に示したフィルタ1に入力される。この場合、フィルタ1は、発振器から出力された高周波信号から高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ1から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出部2へ送られる。このように、第1の高周波電源装置110から第2の高周波電源装置120に送られる信号は、発振器から出力された高周波信号であってもよい。
2 周波数情報検出部
3 高周波信号発生器
4 進行波電力出力部
5 ローパスフィルタ
6 方向性結合器
7 進行波電力演算部
8 出力設定部
9 出力制御部
21 A/Dコンバータ
22 余弦値推定部
23 位相推定部
24 位相変位量演算部
25 周波数推定部
26 移動平均部
100 発振器
110 第1の高周波電源装置
120 第2の高周波電源装置
130 プラズマ処理装置(負荷)
131 電極
132 電極
133 プラズマ
141 伝送線路
142 伝送線路
150 方向性結合器
Claims (5)
- 進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムを構成する1つの高周波電源装置であって、
前記複数の高周波電源装置のうちの他の1つの高周波電源装置の発振器から出力する高周波信号又はこの高周波信号と同じ周波数を有する高周波信号をアナログの正弦波信号Vinとして入力し、この正弦波信号Vinの周波数を検出し、その周波数情報を出力する周波数情報検出手段と、
前記周波数情報検出手段から出力された周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、
直流電源及び増幅素子を内部に有し、前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号を、前記直流電源から出力される直流電力を用いて前記増幅素子によって増幅し、進行波電力として出力する進行波電力出力手段と、
を備え、
前記周波数情報検出手段は、
入力されるアナログの正弦波信号V in を、予め定めたサンプリング周期(サンプリング周波数f s の逆数:1/f s )でデジタル信号に変換することによって得られる時刻[t]における入力信号V in の瞬時値V in [t]を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するA/Dコンバータと、
時刻[t]における入力信号V in の瞬時値V in [t]を微分した余弦値(cos(α[t]))の推定値を、時刻[t−1]における入力信号V in の瞬時値V in [t−1]、時刻[t+1]における入力信号V in の瞬時値V in [t+1]及び入力信号V in の設定周波数f set を用いて演算される定数Kを用いた式(1)によって演算する余弦値推定部と、
時刻[t]における入力信号V in の瞬時値V in [t]を正弦要素(sin要素)とし、前記余弦値推定部で推定された時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))を余弦要素(cos要素)として、逆正接関数(tan −1 )を用いて時刻[t]における余弦値(cos(α[t]))の位相α[t]を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻[t−1]における位相α[t−1]及び時刻[t]における位相α[t]に基づいて、時刻[t]における位相変位量Δα[t]を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻[t]における位相変位量Δα[t]に基づいて、時刻[t]における入力信号V in の周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻[t]における入力信号V in の周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
を備えている高周波電源装置。
cos(α[t])=K・{V in [t+1]−V in [t−1]} ・・・(1) - 前記周波数情報検出手段の前段に、高周波信号から高調波成分を除去するフィルタを更に備え、
前記周波数情報検出手段は、前記フィルタの出力をアナログの正弦波信号Vinとして入力する請求項1に記載の高周波電源装置。 - 前記高周波信号発生手段に、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー(DDS)が用いられ、
前記高周波信号発生手段は、前記周波数情報検出手段から出力される周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させることを特徴とする請求項1又は2に記載の高周波電源装置。 - 前記定数Kを式(2)によって演算することを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の高周波電源装置。
K=1/{2sin(2π・(fset/fs)・Δt)} ・・・(2)
ただし、サンプリング周期(1/f s )=Δtとする。
- 前記進行波電力出力手段と負荷との間に挿入されて、その挿入された位置における電気情報を検出し、電気情報検出信号として出力する電気情報検出手段と、
前記電気情報検出手段で検出された電気情報検出信号に基づいて進行波電力検出値を演算する進行波電力値演算手段と、
前記進行波電力出力手段から出力させる進行波電力の出力設定値を設定する出力設定手段と、
前記進行波電力検出値が前記出力設定値と等しくなるように、前記高周波信号発生手段又は前記進行波電力出力手段を制御する出力電力制御手段と、
を、更に備えた請求項1〜4のいずれかに記載の高周波電源装置。
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