JPH075212A - 周波数検出装置 - Google Patents
周波数検出装置Info
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- JPH075212A JPH075212A JP14323493A JP14323493A JPH075212A JP H075212 A JPH075212 A JP H075212A JP 14323493 A JP14323493 A JP 14323493A JP 14323493 A JP14323493 A JP 14323493A JP H075212 A JPH075212 A JP H075212A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 三相交流電力系統じょう乱時の波形歪やター
ビン軸ねじれの影響を受けず、位相遅れなく交流電力系
統の周波数を検出する。 【構成】 三相電力系統の交流電気量を一定の周期でサ
ンプリングしてディジタル処理し、サンプリング値を１
サンプリング時間だけ遅延させる遅延手段３と、前記サ
ンプリング値と前記遅延手段の出力の差を算出する差信
号算出手段２と、前記出力のそれぞれの内積を求める手
段３，４と、該手段の出力にて形成される三角形のサン
プリング値と遅延手段の出力値が挟む内角を算出して周
波数を検出する周波数検出手段６を有する。 【効果】 ２サンプリング値で周波数検出するので高速
であり、ゼロクロスを検出しないので波形歪の影響がな
い。
ビン軸ねじれの影響を受けず、位相遅れなく交流電力系
統の周波数を検出する。 【構成】 三相電力系統の交流電気量を一定の周期でサ
ンプリングしてディジタル処理し、サンプリング値を１
サンプリング時間だけ遅延させる遅延手段３と、前記サ
ンプリング値と前記遅延手段の出力の差を算出する差信
号算出手段２と、前記出力のそれぞれの内積を求める手
段３，４と、該手段の出力にて形成される三角形のサン
プリング値と遅延手段の出力値が挟む内角を算出して周
波数を検出する周波数検出手段６を有する。 【効果】 ２サンプリング値で周波数検出するので高速
であり、ゼロクロスを検出しないので波形歪の影響がな
い。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流系統の周波数検出
に係り、特に高速かつ高精度に周波数を検出する周波数
検出装置に関する。
に係り、特に高速かつ高精度に周波数を検出する周波数
検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】同期機の励磁装置は、同期機の端子電圧
を一定に制御する自動電圧調整装置と電力系統の安定度
を向上するための電力系統安定化装置及び軸ねじれ抑制
装置を含んで構成されている。後者の入力信号として系
統周波数が必要となる。
を一定に制御する自動電圧調整装置と電力系統の安定度
を向上するための電力系統安定化装置及び軸ねじれ抑制
装置を含んで構成されている。後者の入力信号として系
統周波数が必要となる。
【０００３】交流系統の周波数検出を行うのには、同期
機端子電圧波形をディジタル信号化し、電圧波形の相隣
合うゼロクロス点間の時間を、印加した高周波パルス数
をカウントすることにより測定してきた。この方法で
は、精度を上げるためには非常に高速のサンプリングを
行う必要があり、又たとえサンプリング周期を短くして
も波形の零クロス点近傍に歪を伴う負荷がある場合に
は、零クロス点が変動するので、正しい周波数を検出す
ることができなかった。
機端子電圧波形をディジタル信号化し、電圧波形の相隣
合うゼロクロス点間の時間を、印加した高周波パルス数
をカウントすることにより測定してきた。この方法で
は、精度を上げるためには非常に高速のサンプリングを
行う必要があり、又たとえサンプリング周期を短くして
も波形の零クロス点近傍に歪を伴う負荷がある場合に
は、零クロス点が変動するので、正しい周波数を検出す
ることができなかった。
【０００４】また、周波数の検出を高速で実行する技術
としては、特開平２−１８７６６８号公報に、３回のサ
ンプリング値から周波数の検出を行なう技術が述べられ
ている。これは高速に周波数を検出するのに一定の限度
が生じるのである。
としては、特開平２−１８７６６８号公報に、３回のサ
ンプリング値から周波数の検出を行なう技術が述べられ
ている。これは高速に周波数を検出するのに一定の限度
が生じるのである。
【０００５】また上述した同期機端子電圧の波形歪を多
段のフィルタを用いて改善する方法もあるが、検出信号
の位相遅れが大きくなるから、電力系統の安定度を向上
させるための信号としては使えない。
段のフィルタを用いて改善する方法もあるが、検出信号
の位相遅れが大きくなるから、電力系統の安定度を向上
させるための信号としては使えない。
【０００６】またタービン側に電磁ピックアップを設け
て軸回転数から周波数を検出する方法も用いられている
が、この方法ではタービンの軸ねじれの影響も拾ってし
まうという不具合があった。
て軸回転数から周波数を検出する方法も用いられている
が、この方法ではタービンの軸ねじれの影響も拾ってし
まうという不具合があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、三相
交流電力系統の周波数を、高速に、高精度に検出する周
波数検出装置を提供することである。
交流電力系統の周波数を、高速に、高精度に検出する周
波数検出装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、一定の周期でサンプリングされた三相電力系統のア
ナログ交流電気量をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換
手段と、ディジタル変換されたサンプリング値を演算処
理して前記交流電気量の周波数を検出する演算処理手段
を有する周波数検出装置において、前記演算処理手段
は、前記ディジタル変換されたサンプリング値を１サン
プリング時間遅延させる遅延手段と、前記サンプリング
値と前記遅延手段の出力の差を算出する差信号算出手段
と、前記サンプリング値と前記遅延手段の出力と前記差
信号算出手段の出力のそれぞれの内積を求める内積算出
手段と、該内積算出手段のそれぞれの出力を開平する開
平手段と、該開平手段の３つの出力にて形成される三角
形の前記サンプリング値が前記遅延手段の出力と挟む内
角を算出する内角算出手段と、前記内角算出手段の出力
をサンプリング時間で除した値に基づき周波数を検出す
る周波数検出手段を備え、該周波数検出手段の出力端に
ノイズ除去手段を有することを特徴とする周波数検出装
置としたのである。
に、一定の周期でサンプリングされた三相電力系統のア
ナログ交流電気量をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換
手段と、ディジタル変換されたサンプリング値を演算処
理して前記交流電気量の周波数を検出する演算処理手段
を有する周波数検出装置において、前記演算処理手段
は、前記ディジタル変換されたサンプリング値を１サン
プリング時間遅延させる遅延手段と、前記サンプリング
値と前記遅延手段の出力の差を算出する差信号算出手段
と、前記サンプリング値と前記遅延手段の出力と前記差
信号算出手段の出力のそれぞれの内積を求める内積算出
手段と、該内積算出手段のそれぞれの出力を開平する開
平手段と、該開平手段の３つの出力にて形成される三角
形の前記サンプリング値が前記遅延手段の出力と挟む内
角を算出する内角算出手段と、前記内角算出手段の出力
をサンプリング時間で除した値に基づき周波数を検出す
る周波数検出手段を備え、該周波数検出手段の出力端に
ノイズ除去手段を有することを特徴とする周波数検出装
置としたのである。
【０００９】ノイズ除去手段は、前記検出された周波数
の基本周波数の整数倍を遮断周波数とする線形フィルタ
と、前記検出された周波数の変化率を設定された値以内
に制限する変化率制限手段を組み合わせて用いることが
好ましい。
の基本周波数の整数倍を遮断周波数とする線形フィルタ
と、前記検出された周波数の変化率を設定された値以内
に制限する変化率制限手段を組み合わせて用いることが
好ましい。
【００１０】また、三相電力系統の交流電気量として同
期機の電気量をサンプリングするときは、前記周波数検
出手段と前記ノイズ除去手段の間に、１次遅れ手段を通
した前記周波数検出手段の出力を前記同期機の有効電力
値で補償する周波数補償手段を挿入するのが好ましい。
その周波数補償手段が、有効電力値に重み係数と設定さ
れた時定数を乗算し前記同期機の慣性定数で除算する係
数掛算手段と前記周波数検出手段の出力から前記係数掛
算手段の出力を減算し前記時定数を有する一次遅れ手段
を通して補償付周波数を算出する補償付周波数算出手段
と、該補償付周波数算出手段の出力と前記周波数検出手
段の出力との差が最小になる前記重み係数を決定する重
み係数修正手段を含む周波数検出装置としたのである。
期機の電気量をサンプリングするときは、前記周波数検
出手段と前記ノイズ除去手段の間に、１次遅れ手段を通
した前記周波数検出手段の出力を前記同期機の有効電力
値で補償する周波数補償手段を挿入するのが好ましい。
その周波数補償手段が、有効電力値に重み係数と設定さ
れた時定数を乗算し前記同期機の慣性定数で除算する係
数掛算手段と前記周波数検出手段の出力から前記係数掛
算手段の出力を減算し前記時定数を有する一次遅れ手段
を通して補償付周波数を算出する補償付周波数算出手段
と、該補償付周波数算出手段の出力と前記周波数検出手
段の出力との差が最小になる前記重み係数を決定する重
み係数修正手段を含む周波数検出装置としたのである。
【００１１】
【作用】演算処理手段へ入力されたディジタル変換され
たサンプリング値から、当該サンプリング値である第１
のサンプリング値と、遅延手段により１サンプリング周
期Ｈ遅れた第２のサンプリン値と、差信号算出手段によ
り前記サンプリング値の差値である第３のサンプリン値
が得られる。電力系統の角周波数をωとすると第１のサ
ンプリング値と第２のサンプリン値の位相差角はωＨと
なる。
たサンプリング値から、当該サンプリング値である第１
のサンプリング値と、遅延手段により１サンプリング周
期Ｈ遅れた第２のサンプリン値と、差信号算出手段によ
り前記サンプリング値の差値である第３のサンプリン値
が得られる。電力系統の角周波数をωとすると第１のサ
ンプリング値と第２のサンプリン値の位相差角はωＨと
なる。
【００１２】三相電力系統からのサンプリング値は正弦
波信号であるので、各相のサンプリング値からなるベク
トル量とみなすことができ、第１乃至第３サンプリング
値のベクトル内積が掛算手段および信号加算手段よりな
る内積算出手段によりベクトルが求められる。その出力
を開平手段により開平した値は第１乃至第３サンプリン
グ値のベクトル絶対値を表し、第１のサンプリング値と
第２のサンプリン値に対応する辺が挟む内角がωＨであ
り、内角ωＨに対応する辺が第３サンプリング値となる
三角形を構成する。したがって、三辺から三角関数ωＨ
を求め、その逆関数からωＨを算出し、２πＨで除算す
れば周波数が得られる。
波信号であるので、各相のサンプリング値からなるベク
トル量とみなすことができ、第１乃至第３サンプリング
値のベクトル内積が掛算手段および信号加算手段よりな
る内積算出手段によりベクトルが求められる。その出力
を開平手段により開平した値は第１乃至第３サンプリン
グ値のベクトル絶対値を表し、第１のサンプリング値と
第２のサンプリン値に対応する辺が挟む内角がωＨであ
り、内角ωＨに対応する辺が第３サンプリング値となる
三角形を構成する。したがって、三辺から三角関数ωＨ
を求め、その逆関数からωＨを算出し、２πＨで除算す
れば周波数が得られる。
【００１３】このように、１サンプリング周期後には周
波数検出ができるので、極めて高速に検出可能であり、
電気量波形のゼロクロス点を求めないので、波形歪の影
響もうけない。
波数検出ができるので、極めて高速に検出可能であり、
電気量波形のゼロクロス点を求めないので、波形歪の影
響もうけない。
【００１４】アナログ信号をディジタル信号に変換する
ときの量子化誤差によるノイズが避けられないが、この
ノイズは、検出系統周波数の基本周波数の倍数のノイズ
であるので、その基本周波数の倍数を遮断周波数とする
線形フィルタを設けて除去される。また、系統じょう乱
時には波形歪や直流分が乗るために、検出される周波数
に大きなリップルが重畳するが、変化率制限器により周
波数の変化率を設定された値以内に抑制して検出周波数
にリップルが重畳することを防いで高精度に検出するこ
とができる。
ときの量子化誤差によるノイズが避けられないが、この
ノイズは、検出系統周波数の基本周波数の倍数のノイズ
であるので、その基本周波数の倍数を遮断周波数とする
線形フィルタを設けて除去される。また、系統じょう乱
時には波形歪や直流分が乗るために、検出される周波数
に大きなリップルが重畳するが、変化率制限器により周
波数の変化率を設定された値以内に抑制して検出周波数
にリップルが重畳することを防いで高精度に検出するこ
とができる。
【００１５】また、周波数検出手段の出力ωを一次遅れ
手段を通してその出力に含まれる量子化誤差で生じる高
周波リップルを除去する場合、出力は当初の出力ωから
位相遅れを生ずる。そこで三相電力系統の交流電気量と
して同期機の電気量をサンプリングする場合は、周波数
検出手段の出力ωは同期機の有効電力値Ｐｅから位相が
９０度進んでいることを利用してこの位相の遅れを補償
するのである。
手段を通してその出力に含まれる量子化誤差で生じる高
周波リップルを除去する場合、出力は当初の出力ωから
位相遅れを生ずる。そこで三相電力系統の交流電気量と
して同期機の電気量をサンプリングする場合は、周波数
検出手段の出力ωは同期機の有効電力値Ｐｅから位相が
９０度進んでいることを利用してこの位相の遅れを補償
するのである。
【００１６】係数掛算手段の出力は、上述した一次遅れ
手段を通したωから位相が９０度遅れているので、この
有効電力の出力を符号を変えベクトル的に前記ωと合成
して得られるωは、当初のωとの位相差を極めて少なく
することができる。これは補償付周波数算出手段で実行
される。係数掛算手段に含まれる重み係数を修正するこ
とで、この位相差を修正できるので、差が最小になるよ
うに重み係数修正手段で実行する。大きさは制御上は考
慮しなくてもよい。簡略にするため重み係数を１に固定
してもよい。
手段を通したωから位相が９０度遅れているので、この
有効電力の出力を符号を変えベクトル的に前記ωと合成
して得られるωは、当初のωとの位相差を極めて少なく
することができる。これは補償付周波数算出手段で実行
される。係数掛算手段に含まれる重み係数を修正するこ
とで、この位相差を修正できるので、差が最小になるよ
うに重み係数修正手段で実行する。大きさは制御上は考
慮しなくてもよい。簡略にするため重み係数を１に固定
してもよい。
【００１７】
【実施例】以下本発明の実施例を図１を用いて説明す
る。
る。
【００１８】時刻ｔにおけるａ相、ｂ相、ｃ相における
入力信号を、それぞれＶａ，Ｖｂ，Ｖｃとし、延遅手段
１を用いて検出したサンプリング周期Ｈ以前の時刻ｔ0
＝ｔ−Ｈにおける値を、それぞれＶａ0，Ｖｂ0，Ｖｃ0
とする。Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖａ0，Ｖｂ0，Ｖｃ0は正
弦波信号と見なせるため
入力信号を、それぞれＶａ，Ｖｂ，Ｖｃとし、延遅手段
１を用いて検出したサンプリング周期Ｈ以前の時刻ｔ0
＝ｔ−Ｈにおける値を、それぞれＶａ0，Ｖｂ0，Ｖｃ0
とする。Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖａ0，Ｖｂ0，Ｖｃ0は正
弦波信号と見なせるため
【００１９】
【数１】 Ｖａ＝√２・Ａ（ｔ）・ｓｉｎ（ωｔ＋φ） Ｖｂ＝√２・Ａ（ｔ）・ｓｉｎ（ωｔ＋φ−２π／３） Ｖｃ＝√２・Ａ（ｔ）・ｓｉｎ（ωｔ＋φ−４π／３）
【００２０】
【数２】 Ｖａ0＝√２・Ａ（ｔｏ）・ｓｉｎ（ωｔ＋φ−ωＨ） Ｖｂ0＝√２・Ａ（ｔｏ）・ｓｉｎ（ωｔ＋φ−ωＨ−２π／３） Ｖｃ0＝√２・Ａ（ｔｏ）・ｓｉｎ（ωｔ＋φ−ωＨ−４π／３） と表わすことができる。
【００２１】次にこれらの信号を
【００２２】
【数３】Ｅ1＝（Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ）
【００２３】
【数４】Ｅ0＝（Ｖａ0，Ｖｂ0，Ｖｃ0）
【００２４】
【数５】 Ｅ10＝（Ｖａ−Ｖａ0，Ｖｂ−Ｖｂ0，Ｖｃ−Ｖｃ0） なるベクトル量と見なし、これらの内積を求める。乗算
器３及び加算器２，４を用いて内積を検出すると数式６
〜数式８の出力を得る。
器３及び加算器２，４を用いて内積を検出すると数式６
〜数式８の出力を得る。
【００２５】
【数６】 内積（E1，E1）＝AA＝V1 2＝Va2＋Vb2＋Vc2＝3｛A(t)｝2
【００２６】
【数７】 内積（E0，E0）＝BB＝V0 2＝Va0 2＋Vb0 2＋Vc0 2＝3｛A(t0)｝2
【００２７】
【数８】 内積（E1−E0，E1−E0）＝CC＝V10 2 ＝(Va−Va0)2＋(Vb−Vb0)2＋(Vc−Vc0)2 ＝Va2＋Vb2＋Vc2＋Va0 2＋Vb0 2＋Vc0 2−2(VaVa0＋VbVb0＋VcVc0) ＝3｛A(t)｝2＋3｛A(t0)｝2−2 {3A(t)A(t0)cosωH} 数式６、数式７、数式８及び図１の平方器５を用い、Ｖ
1，Ｖ0，Ｖ10を用いて数式９を周波数検出手段６Ａにて
演算する。
1，Ｖ0，Ｖ10を用いて数式９を周波数検出手段６Ａにて
演算する。
【００２８】
【数９】
【００２９】数式９式を用いて検出した値（ωＨ）を余
弦関数の逆関数cos~1を介し、さらにこれを２π（ここ
でπは円周率）とサンプリング周期Ｈの積で除算するこ
とにより周波数ｆを検出することができる。
弦関数の逆関数cos~1を介し、さらにこれを２π（ここ
でπは円周率）とサンプリング周期Ｈの積で除算するこ
とにより周波数ｆを検出することができる。
【００３０】本実施例によれば、周波数検出のサンプリ
ング周期を制御サンプリング周期Ｈと等しくとっても高
速な周波数検出を低リップルにて行なうことができるた
め粗いサンプリング周期を用いて周波数ｆを高速かつ精
度よく求めることができる。
ング周期を制御サンプリング周期Ｈと等しくとっても高
速な周波数検出を低リップルにて行なうことができるた
め粗いサンプリング周期を用いて周波数ｆを高速かつ精
度よく求めることができる。
【００３１】このように本実施例では、三相平衡正弦波
信号の特徴を利用してその各瞬時値における振幅値
Ｖ1，Ｖ0，Ｖ10を用いて、cos（ωＨ）をリップル分を
含まない直流値として時間遅れなく正確に求めることが
できる。
信号の特徴を利用してその各瞬時値における振幅値
Ｖ1，Ｖ0，Ｖ10を用いて、cos（ωＨ）をリップル分を
含まない直流値として時間遅れなく正確に求めることが
できる。
【００３２】他の実施例としては、図４に示すように、
ωＨは、絶対値Ｖ1，Ｖ0，Ｖ10でつくる３角形のＶ1，
Ｖ0とでつくる角度でもあるから、３角形の面積Ｓを求
め、これからsinωＨを検出し、図２の如く、周波数ｆ
を検出できる。すなわち、３角形の面積Ｓは、ｔ＝（Ｖ
1＋Ｖ0＋Ｖ10）／２とおくと、数式１０になる。この数
式１０を変形すると数式１１のようになり、周波数検出
手段６Ｂを用いて周波数ｆを検出できる。
ωＨは、絶対値Ｖ1，Ｖ0，Ｖ10でつくる３角形のＶ1，
Ｖ0とでつくる角度でもあるから、３角形の面積Ｓを求
め、これからsinωＨを検出し、図２の如く、周波数ｆ
を検出できる。すなわち、３角形の面積Ｓは、ｔ＝（Ｖ
1＋Ｖ0＋Ｖ10）／２とおくと、数式１０になる。この数
式１０を変形すると数式１１のようになり、周波数検出
手段６Ｂを用いて周波数ｆを検出できる。
【００３３】
【数１０】
【００３４】
【数１１】
【００３５】さらに、他の実施例として、上記数式９お
よび数式１１で求めたcos（ωＨ）、sin（ωＨ）からta
n（ωＨ）を求めると、数式１２のようになり、図３の
周波数検出手段６Ｃを用いて周波数ｆを検出できる。
よび数式１１で求めたcos（ωＨ）、sin（ωＨ）からta
n（ωＨ）を求めると、数式１２のようになり、図３の
周波数検出手段６Ｃを用いて周波数ｆを検出できる。
【００３６】
【数１２】
【００３７】このようにして得た周波数ｆは、アナログ
信号をディジタル化する時の量子化誤差が生じないと考
えられる時は、リップル分のない理想的な周波数検出結
果である。しかし、ディジタル化する際の精度が±０.
１％程度であるため、量子化誤差によるノイズは避けら
れない。幸い、周波数ｆ検出の量子化誤差によるノイズ
は、系統周波数５０または６０Ｈｚの基本周波数の倍数
のノイズとなるため、図５に示した簡単な線形ノッチフ
ィルタ５１でノイズを除去できる。
信号をディジタル化する時の量子化誤差が生じないと考
えられる時は、リップル分のない理想的な周波数検出結
果である。しかし、ディジタル化する際の精度が±０.
１％程度であるため、量子化誤差によるノイズは避けら
れない。幸い、周波数ｆ検出の量子化誤差によるノイズ
は、系統周波数５０または６０Ｈｚの基本周波数の倍数
のノイズとなるため、図５に示した簡単な線形ノッチフ
ィルタ５１でノイズを除去できる。
【００３８】しかし、系統事故時などには、電圧・電流
波形に直流分が乗ること、電圧と電流の位相が事故時に
変化することなどのため、先の検出手段６Ａ，６Ｂ，６
Ｃを用いて検出した周波数には、非常に大きなリップル
が重畳されることになる。これを避けるためにフィルタ
の段数を多く入れ過ぎると、通常時の周波数検出に位相
おくれが生じる。これを避けるために、図５に示すよう
に変化率制限手段５２を線形ノッチフィルタ５１の後段
に入れる。
波形に直流分が乗ること、電圧と電流の位相が事故時に
変化することなどのため、先の検出手段６Ａ，６Ｂ，６
Ｃを用いて検出した周波数には、非常に大きなリップル
が重畳されることになる。これを避けるためにフィルタ
の段数を多く入れ過ぎると、通常時の周波数検出に位相
おくれが生じる。これを避けるために、図５に示すよう
に変化率制限手段５２を線形ノッチフィルタ５１の後段
に入れる。
【００３９】ここで、変化率制限手段５２の制限値εの
決定について述べる。線形ノッチフィルタ５１の出力信
号は、系統事故時を除くとほとんどリップルが含まれて
ないこと、また角周波数ωは数式１３に示す運動方程式
を満足することを考えると、角周波数ωの変化率は（Ｐ
ｍ−Ｐｅ）ｔ／Ｍ 以下であることがわかる。
決定について述べる。線形ノッチフィルタ５１の出力信
号は、系統事故時を除くとほとんどリップルが含まれて
ないこと、また角周波数ωは数式１３に示す運動方程式
を満足することを考えると、角周波数ωの変化率は（Ｐ
ｍ−Ｐｅ）ｔ／Ｍ 以下であることがわかる。
【００４０】
【数１３】
【００４１】角周波数ωの変化率の最大条件を考えてＰ
ｍ−Ｐｅ＝１.０とすると、ｄω／ｄｔ＜１／Ｍ である
ことがわかる。従って図１、図２又は図３で検出した周
波数の変化率が１／Ｍを超えるときは上述した系統事故
時のリップルであるとみなすことができる。従って、周
波数の変化率が１／Ｍ以下となるように変化率を制限す
れば、正常時の周波数検出の応答特性を悪くすることな
く、系統事故時に検出される周波数のリップル分のみを
取り除くことができることになる。
ｍ−Ｐｅ＝１.０とすると、ｄω／ｄｔ＜１／Ｍ である
ことがわかる。従って図１、図２又は図３で検出した周
波数の変化率が１／Ｍを超えるときは上述した系統事故
時のリップルであるとみなすことができる。従って、周
波数の変化率が１／Ｍ以下となるように変化率を制限す
れば、正常時の周波数検出の応答特性を悪くすることな
く、系統事故時に検出される周波数のリップル分のみを
取り除くことができることになる。
【００４２】変化率制限手段５２は図６のフローチャー
トに示すように、出力周波数ｆBが、前回の出力周波数
との差がε（ここでε＝Ｈ／Ｍ）以上にならないように
出力周波数を制限することにより系統事故時に検出され
る周波数の過大なリップルを取り除くものである。ま
ず、検出された周波数ｆAを取込みｆ1とおく（ステップ
１００）。前回の出力周波数ｆ0（ステップ１６０で出
力周波数ｆBをｆ0とおいている）との差を検出し（ステ
ップ１１０）、εより大きいときは前回出力値にεを加
えた値を出力する（ステップ１２０）。εより小さいき
は、−εとの大小を比較し（ステップ１３０）、−εよ
り小さい場合は前回出力値に−εを加えた値を出力する
（ステップ１４０）。−εより大きい場合は検出された
周波数ｆAをそのまま出力する（ステップ１５０）。
トに示すように、出力周波数ｆBが、前回の出力周波数
との差がε（ここでε＝Ｈ／Ｍ）以上にならないように
出力周波数を制限することにより系統事故時に検出され
る周波数の過大なリップルを取り除くものである。ま
ず、検出された周波数ｆAを取込みｆ1とおく（ステップ
１００）。前回の出力周波数ｆ0（ステップ１６０で出
力周波数ｆBをｆ0とおいている）との差を検出し（ステ
ップ１１０）、εより大きいときは前回出力値にεを加
えた値を出力する（ステップ１２０）。εより小さいき
は、−εとの大小を比較し（ステップ１３０）、−εよ
り小さい場合は前回出力値に−εを加えた値を出力する
（ステップ１４０）。−εより大きい場合は検出された
周波数ｆAをそのまま出力する（ステップ１５０）。
【００４３】更に、図７に、量子化誤差のノイズの低減
及び系統事故時の波形歪の影響を少なくする方法とし
て、同期機有効電力Ｐｅと組合せて周波数を求める本発
明の実施例を示す。
及び系統事故時の波形歪の影響を少なくする方法とし
て、同期機有効電力Ｐｅと組合せて周波数を求める本発
明の実施例を示す。
【００４４】数式１３において、Ｐｍは変化速度が遅い
ことを考慮すると、上式を一次遅れを介してもＰｍの動
きはあまり変わらない。数式１３の信号を１次遅れ手段
１／（１＋Ｔｓ）を通すと、数式１４のようになる。Ｐ
ｍはＰｅと比べれば変化が遅いためＰｍ′＝Ｐｍ／（１
＋Ｔｓ）とおいてＰｍ′をタービンの機械的入力と考え
ても良い。従って、数式１５のようになる。再び数式１
５の両辺に−Ｐｅを加えると、数式１６が得られる。こ
こで、数式１７を導入し、数式１６と数式１７の右辺を
等しくすると、数式１８を得る。Ｐｅとωから角速度ω
の近似値ω′が数式１８に示すように求めらる。
ことを考慮すると、上式を一次遅れを介してもＰｍの動
きはあまり変わらない。数式１３の信号を１次遅れ手段
１／（１＋Ｔｓ）を通すと、数式１４のようになる。Ｐ
ｍはＰｅと比べれば変化が遅いためＰｍ′＝Ｐｍ／（１
＋Ｔｓ）とおいてＰｍ′をタービンの機械的入力と考え
ても良い。従って、数式１５のようになる。再び数式１
５の両辺に−Ｐｅを加えると、数式１６が得られる。こ
こで、数式１７を導入し、数式１６と数式１７の右辺を
等しくすると、数式１８を得る。Ｐｅとωから角速度ω
の近似値ω′が数式１８に示すように求めらる。
【００４５】
【数１４】
【００４６】
【数１５】
【００４７】
【数１６】
【００４８】
【数１７】Ｐｍ′−Ｐｅ＝Ｍｓω′
【００４９】
【数１８】
【００５０】図７は、ω′を検出する手段を示す。すな
わち、上述の周波数検出装置で求められた角速度ωから
有効電力ＰｅにＴ／Ｍを乗ずる係数乗算手段６１の出力
を減算し、その結果を一次遅れ手段６２により｛１／
（１＋Ｔｓ）｝倍して、近似値ω′が得られている。数
式１８において、時定数Ｔ→０とすると、ω′＝ωとな
ることがわかる。
わち、上述の周波数検出装置で求められた角速度ωから
有効電力ＰｅにＴ／Ｍを乗ずる係数乗算手段６１の出力
を減算し、その結果を一次遅れ手段６２により｛１／
（１＋Ｔｓ）｝倍して、近似値ω′が得られている。数
式１８において、時定数Ｔ→０とすると、ω′＝ωとな
ることがわかる。
【００５１】図８は、数式１８をωとＰｅの正弦波振動
波形としてベクトル的に示す図である。ωを一次遅れ手
段６２で遅らせた信号ω／（１＋Ｔｓ）のベクトルと、
有効電力信号Ｐｅを係数乗算手段６１及び一次遅れ手段
６２に通して得られる値−ＴＰｅ／｛Ｍ（１＋Ｔｓ）｝
のベクトルとの合成でω′が得られている。図８におい
て、ωの良い信号近似になっていることがわかる。図８
においても、時定数Ｔ→０とするとω′＝ωとなること
が明らかである。
波形としてベクトル的に示す図である。ωを一次遅れ手
段６２で遅らせた信号ω／（１＋Ｔｓ）のベクトルと、
有効電力信号Ｐｅを係数乗算手段６１及び一次遅れ手段
６２に通して得られる値−ＴＰｅ／｛Ｍ（１＋Ｔｓ）｝
のベクトルとの合成でω′が得られている。図８におい
て、ωの良い信号近似になっていることがわかる。図８
においても、時定数Ｔ→０とするとω′＝ωとなること
が明らかである。
【００５２】このように、ω′はωの近似でありなが
ら、ωの一次遅れを通した検出を行っているので、ωに
含まれる量子化誤差で生じる高周波リップルを除去する
ことができる。その結果、ωのＡ／Ｄ変換の際に生じる
量子化誤差による雑音を取りさることができる。さら
に、重要なことは、一次遅れを通しているのにかかわら
ず、ωからの位相遅れのない信号が得られることであ
る。
ら、ωの一次遅れを通した検出を行っているので、ωに
含まれる量子化誤差で生じる高周波リップルを除去する
ことができる。その結果、ωのＡ／Ｄ変換の際に生じる
量子化誤差による雑音を取りさることができる。さら
に、重要なことは、一次遅れを通しているのにかかわら
ず、ωからの位相遅れのない信号が得られることであ
る。
【００５３】このように、ωとＰｅから、ωの近似周波
数ω′を、位相遅れなくかつ極めて低ノイズの信号とし
て取り出すことができるため、電力変動に高速に対応す
る電力系統安定化のための入力信号として極めて優れた
特性を有している。
数ω′を、位相遅れなくかつ極めて低ノイズの信号とし
て取り出すことができるため、電力変動に高速に対応す
る電力系統安定化のための入力信号として極めて優れた
特性を有している。
【００５４】さらに図７の手段において有効電力信号Ｐ
ｅの重みを変化させる図８に示した手段を用いると、ω
又はＰｅの周波数が動揺しても常に正確な角周波数を得
ることができる。実施例で求めた角周波数ωと、上述し
た手段において係数掛算手段６１にゲインαを乗じた係
数掛算手段７１を用いて求められたω〃との差Δω（こ
こにΔω＝ω−ω〃）を加算手段７４を用いて求め、さ
らにこれの掛算手段７５にて求めた２乗値Δω2を最小
とするように係数乗算器７１のゲインαを変えるのであ
る。即ち掛算手段７５と係数掛算手段７１の間にαを修
正する重み係数修正手段７３を挿入する。修正手段７３
は数式１９に示すようにパラメータαの微小変化ｄαに
対するΔω2の変化を求め、Δω2が減少するようにαを
変更刻み係数ｈにより修正する。
ｅの重みを変化させる図８に示した手段を用いると、ω
又はＰｅの周波数が動揺しても常に正確な角周波数を得
ることができる。実施例で求めた角周波数ωと、上述し
た手段において係数掛算手段６１にゲインαを乗じた係
数掛算手段７１を用いて求められたω〃との差Δω（こ
こにΔω＝ω−ω〃）を加算手段７４を用いて求め、さ
らにこれの掛算手段７５にて求めた２乗値Δω2を最小
とするように係数乗算器７１のゲインαを変えるのであ
る。即ち掛算手段７５と係数掛算手段７１の間にαを修
正する重み係数修正手段７３を挿入する。修正手段７３
は数式１９に示すようにパラメータαの微小変化ｄαに
対するΔω2の変化を求め、Δω2が減少するようにαを
変更刻み係数ｈにより修正する。
【００５５】
【数１９】
【００５６】このようにしてΔω2が最小になるように
αを決定して得られたω〃は、ωから量子化ノイズリッ
プルを除いた信号に非常に近い角周波数となり、これよ
り入力ω又はＰｅの振動周波数によらず周波数を検出す
ることができる。
αを決定して得られたω〃は、ωから量子化ノイズリッ
プルを除いた信号に非常に近い角周波数となり、これよ
り入力ω又はＰｅの振動周波数によらず周波数を検出す
ることができる。
【００５７】図１０は同期機励磁装置の全体構成例を示
す。自動電圧調整装置は、発電機４００の端子電圧をＰ
Ｔ４０４を介して検出し、この検出値と設定器４０５で
設定した値とを比較し、偏差があれば増幅器４０６及
び、ゲートパルス発生器４０７（GPG:Gate Pulse Gener
ator）を介してサイリスタ４１２のゲートを制御するこ
とで発電機４００の界磁４１４における界磁電流Ｉｆを
変化させて発電機４００の端子電圧を一定に制御する。
す。自動電圧調整装置は、発電機４００の端子電圧をＰ
Ｔ４０４を介して検出し、この検出値と設定器４０５で
設定した値とを比較し、偏差があれば増幅器４０６及
び、ゲートパルス発生器４０７（GPG:Gate Pulse Gener
ator）を介してサイリスタ４１２のゲートを制御するこ
とで発電機４００の界磁４１４における界磁電流Ｉｆを
変化させて発電機４００の端子電圧を一定に制御する。
【００５８】一方、電力系統の安定度向上策として、電
力系統安定化装置４０９及び軸ねじれ抑制装置４１０を
付加する必要があり、これらの入力信号として上述した
本発明の実施例である周波数検出装置が用いられる。
力系統安定化装置４０９及び軸ねじれ抑制装置４１０を
付加する必要があり、これらの入力信号として上述した
本発明の実施例である周波数検出装置が用いられる。
【００５９】
【発明の効果】以上述べたように、三相電力系統の電気
量を一定の周期Ｈでサンプリングしてディジタル変換し
たサンプル値から時刻（ｔ）及び１サンプリング前の時
刻（ｔ−Ｈ）の値から周波数を検出する周波数検出装置
であるから、高速で高精度な周波数検出ができる効果を
生ずる。
量を一定の周期Ｈでサンプリングしてディジタル変換し
たサンプル値から時刻（ｔ）及び１サンプリング前の時
刻（ｔ−Ｈ）の値から周波数を検出する周波数検出装置
であるから、高速で高精度な周波数検出ができる効果を
生ずる。
【００６０】また、線形フィルタと周波数変化率制限器
を用いるので量子化誤差によるノイズや系統事故時のじ
ょう乱による波形歪の影響を除いた周波数検出ができる
効果を生ずる。
を用いるので量子化誤差によるノイズや系統事故時のじ
ょう乱による波形歪の影響を除いた周波数検出ができる
効果を生ずる。
【００６１】同期機有効電力で、検出の位相遅れを補償
するので遅れのない検出を行うことができる効果を生ず
る。
するので遅れのない検出を行うことができる効果を生ず
る。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】検出量Ｖ1，Ｖ0，Ｖ10の絶対値でつくる三角形
ベクトル図である。
ベクトル図である。
【図５】線形フィルタ及び変化率制限器を示す図であ
る。
る。
【図６】変化率制限手段のフローを示す図である。
【図７】電気出力で補償する角周波数ω′検出のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】角周波数ω及び補償されたω′の関係を示すベ
クトル図である。
クトル図である。
【図９】周波数補償手段の一例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１０】同期機励磁装置の一例を示す図である。
１ 遅延手段 ２ 差信号算出手段 ３ 掛算手段 ４ 信号加算手段 ５ 開平手段 ６Ａ，６Ｂ，６Ｃ 周波数検出手段 ７ ノイズ除去手段 ８ 周波数検出部 ９ ノイズ除去部 ５１ 線形フィルタ ５２ 変化率制限手段 ６１ 係数掛算手段 ６２ 一次遅れ手段 ７１ 係数掛算手段 ７３ 重み係数修正手段 ７４ 信号加算手段 ７５ 掛算手段 ４００ 発電機 ４０１ タービン ４０２ 電流変成器 ４０４ 電圧変成器 ４０５ 設定器 ４０６ 増幅器 ４０７ ゲートパルス発生器 ４０８ 周波数検出装置 ４０９ 電力系統安定化装置 ４１０ 軸ねじれ抑制装置 ４１２ サイリスタ ４１３ 界磁遮断器 ４１４ 発電機界磁
Claims (5)
- 【請求項１】 一定の周期でサンプリングされた三相電
力系統のアナログ交流電気量をディジタル演算処理して
前記交流電気量の周波数を検出する演算処理手段を有す
る周波数検出装置において、 前記演算処理手段は、前記ディジタル変換されたサンプ
リング値を１サンプリング時間遅延させる遅延手段と、
前記サンプリング値と前記遅延手段の出力の差を算出す
る差信号算出手段と、前記サンプリング値と前記遅延手
段の出力と前記差信号算出手段の出力のそれぞれの内積
を求める内積算出手段と、該内積算出手段のそれぞれの
出力を開平する開平手段と、該開平手段の３つの出力に
て形成される三角形の前記サンプリング値と前記遅延手
段の出力にそれぞれ対応する辺が挟む内角を算出する内
角算出手段と、前記内角算出手段の出力をサンプリング
時間で除した値に基づき周波数を検出する周波数検出手
段を備えたことを特徴とする周波数検出装置。 - 【請求項２】 請求項１において、周波数検出装置にノ
イズ除去手段を備え、該ノイズ除去手段が、前記電力系
統の基本周波数の整数倍を遮断周波数とする線形フィル
タと、前記検出された周波数の変化率を設定された値以
内に制限する変化率制限手段であることを特徴とする周
波数検出装置。 - 【請求項３】 電力系統に接続された同期機から一定の
周期でサンプリングされたアナログ交流電気量をディジ
タル演算処理して前記交流電気量の周波数を検出する演
算処理手段を有する周波数検出装置において、 前記演算処理手段は、前記ディジタル変換されたサンプ
リング値を１サンプリング時間遅延させる遅延手段と、
前記サンプリング値と前記遅延手段の出力の差を算出す
る差信号算出手段と、前記サンプリング値と前記遅延手
段の出力と前記差信号算出手段の出力のそれぞれの内積
を求める内積算出手段と、該内積算出手段のそれぞれの
出力を開平する開平手段と、該開平手段の３つの出力に
て形成される三角形の前記サンプリング値と前記遅延手
段の出力にそれぞれ対応する辺が挟む内角を算出する内
角算出手段と前記内角算出手段の出力をサンプリング時
間で除した値に基づき周波数を検出する周波数検出手段
と前記周波数検出手段の出力を前記同期機の有効電力で
補償する周波数補償手段を備えたことを特徴とする周波
数検出装置。 - 【請求項４】 請求項３において、周波数補償手段が、
同期機の有効電力値に重み係数と設定された時定数を乗
算し前記同期機慣性定数で除算する係数掛算手段と前記
周波数検出手段の出力から前記係数掛算手段の出力を減
算器で減算したのち前記時定数を有する一次遅れ手段を
経て補償付周波数を算出する補償付周波数算出手段と、
該補償付周波数算出手段の出力と前記周波数検出手段の
出力との差が最小になる前記重み係数を決定する重み係
数修正手段を含んでなることを特徴とする周波数検出装
置。 - 【請求項５】 請求項４において、前記重み係数が１で
あることを特徴とする周波数検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5143234A JP3030481B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 周波数検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5143234A JP3030481B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 周波数検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH075212A true JPH075212A (ja) | 1995-01-10 |
| JP3030481B2 JP3030481B2 (ja) | 2000-04-10 |
Family
ID=15334024
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5143234A Expired - Lifetime JP3030481B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 周波数検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3030481B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012163543A (ja) * | 2010-09-30 | 2012-08-30 | Daihen Corp | 周波数検出装置 |
| JPWO2021240639A1 (ja) * | 2020-05-26 | 2021-12-02 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3754434A1 (fr) | 2019-06-17 | 2020-12-23 | Omega SA | Piece d'horlogerie, notamment montre de poche, equipee d'au moins un couvercle |
-
1993
- 1993-06-15 JP JP5143234A patent/JP3030481B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012163543A (ja) * | 2010-09-30 | 2012-08-30 | Daihen Corp | 周波数検出装置 |
| JPWO2021240639A1 (ja) * | 2020-05-26 | 2021-12-02 | ||
| WO2021240639A1 (ja) * | 2020-05-26 | 2021-12-02 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 系統周波数検出器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3030481B2 (ja) | 2000-04-10 |
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